CN102651551B - 控制功率因数的方法、控制无功功率的方法和控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种控制功率因数的方法、控制无功功率的方法和控制器。在三相变换器中，将功率因数控制为任意设置的值从而控制无功功率。在对三相交流电压进行PWM变换输出直流电压的电力变换中，根据三相变换器的三相交流输入的Y相电压计算三相平衡系统的对称分量电压值。在三相变换器的交流输入侧，设置功率因数，根据输出电压值和输出电流值计算平均有功功率，根据设置的功率因数计算平均无功功率。基于对称分量电压值、平均有功功率、平均无功功率，生成用于补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号以及控制功率因数的控制信号，生成对三相交流电压进行PWM变换而输出直流电压的PWM控制信号。

Description

控制功率因数的方法、控制无功功率的方法和控制器

技术领域

本发明涉及根据三相变换器的不平衡电压补偿，并且更具体地，涉及功率因数控制和无功功率控制以改善三相变换器中的功率因数和无功功率，其中三相变换器将三相AC(交流)电源变换为DC(直流)电源。

背景技术

众所周知，在电源侧发生的电压降低，例如瞬时电压降低(电压下陷(voltage sag))和长期的电压降低，会在从电源接收电能供给的负载侧产生影响，例如生产线停止和产品缺陷。特别地，由于其对半导体生产设备具有巨大影响，因此对于电压下陷建立了标准：“SEMI F47-0200”(非专利文献1)和“SEMI F47-0706”(非专利文献2)。对于测试方法，在“SEMI F42-0600”中对其进行了描述。

通常，通过安装例如电压下陷补偿装置和使用电容器和存储电池的不间断电源(UPS)的电子存储设备可解决这种类型的电压下陷。利用电子存储设备的补偿装置可具有安装在电源侧或负载侧作为并行设备的结构。或者，以在电源下陷时切换电源系统的结构，也可将其插入在电源侧和负载侧之间作为串行设备安装。

也已经众所周知，用于将三相交流电源变换为直流电源的(AC-DC)电源变换器的三相交流输入电压发生短时中断或瞬时电压下降时，由电压下陷补偿装置保持对负载的电能供给(例如，见专利文献1和专利文献2)。

图16说明传统电压波动补偿装置102的结构示例。图16说明Y型连接的具有各个相位的交流电源101a、101b、101c的三相交流电源101。但是，在使用电子存储设备的传统系统中，使用哪种连接(Y型连接还是Δ型连接)是没有关系的。电压波动补偿装置102被安装在三相交流电源101和直流负载(未示出)之间。这里需注意，具有电子存储设备的三相交流电源适用于Y型连接和Δ型连接中的任何一种。

在电压波动补偿装置102中，就三相交流的相位(a相，b相和c相)而言，用于各个相位的电压补偿电路104a、104b、104c串行连接，对这些电压补偿电路分别提供电容105a、105b、105c作为能量存储构件，并且设置控制电路103以控制用于各个相位的电压补偿电路104a、104b、104c。

三相交流电源不仅连接到三相等效负载，而且连接到不同的单相负载。这种不同负载的应用或例如天气现象和突发现象等影响可偶尔在三相平衡或不平衡的状态下导致电压下陷。

基于来自控制电路103的命令，用于各个相位的电源补偿电路104a、104b、104c输出用于各个相位的补偿电压，并补偿电压波动。电压波动补偿装置102在正常操作期间对电容105a、105b、105c充电。在短时中断或瞬时电压下降的情况下，从电容105a、105b、105c释放的电能保持恒定的输出电压，由此继续给直流负载提供电能。

上述电压下陷补偿装置存在下面的问题：不仅该系统需要用于安装大型的电子存储装置或电容器单元的设备投资，而且还需要定期进行维护。所以，需要在不使用电子存储装置的情况下，即使在瞬时电压降低时，也通过对三相交流输入电能变换来稳定地提供电能。还需要在不使用电子存储装置的情况下改善功率因数。

为了解决上述问题，给出下面的建议：鉴于在瞬时电压降低的情况下在电压下陷期间的输入电压变为三相不平衡，因此使用三相PWM变换器补偿电压下陷，通过控制电压下陷期间的三相不平衡输入电压来实现电压下陷补偿，而不使用采用了存储装置的电压波动补偿装置。根据通过使用三相PWM变换器的电压下陷补偿，即使在发生电压下陷后，也能持续地提供在电压下陷状态之前的正常状态下供给的电力。

以下，将说明三相PWM变换器如何控制三相不平衡输入电压。

图17表示电压下陷时的等效电路。在图17中，e_r、e_s和e_t表示三相平衡的传输线电压，Z₁表示输电线的阻抗、Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁是电压下陷时的等效阻抗，e_ab、e_bc、e_ca表示在电压下陷时生成的三相不平衡的线电压、e_1o表示零相序电压，Z_a、Z_b、Z_c表示负载阻抗，该负载阻抗是通过将直流负载R_dc(图18所示)变换到三相交流输入侧获得的负载阻抗的形式来表示的。

如果将幅值设为E_m，通过下面的等式(1)～(3)表示三相平衡的传输线电压电压e_r、e_s、e_t：

e_r＝E_mcos ωt    ...(1)

e_s＝E_mcos(ωt-2π/3)    ...(2)

e_t＝E_mcos(ωt+2π/3)    ...(3)

由于e_r、e_s、e_t代表三相平衡的传输线电压，所以不会出现负相序分量e_n(rst)和零相序分量e_o(rst)因此，通过下面的等式(4)来表示负相序分量e_n(rst)和零相序分量e_o(rst)：

e_n(rst)＝e_o(rst)＝0    ...(4)

在图17的示例中，出现电压下陷的情况对应于对输电线阻抗Z₁施加了等效阻抗Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁的状态。此时，端子a、b、c中的线电压e_ab、e_bc、e_ca成为三相不平衡状态，并生成图17所示的零相序分量电压e_1o。

如图18所示，对于图17中的端子a、b和c，左边所示为三相交流电源100B，右边所示为三相变换器200的主电路单元。以与三相平衡电压e_r、e_s、e_t和不平衡因数等效的方式来表示三相交流电源100B。这里，应用图17所示的等效阻抗Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁来等效地表示不平衡因数。

不平衡电压补偿装置400利用特定或可测量的三相不平衡输入相电压来生成补偿信号。对三相PWM变换器200设置三相PWM电路200a和三相PWM控制脉冲生成器200b。三相PWM控制脉冲生成器200b基于三相不平衡输入电压补偿装置400生成的三相不平衡输入电压而生成控制脉冲信号，由此在三相PWM电路200a上执行PWM控制。根据PWM控制，三相PWM变换器200给直流负载300提供已经进行了不平衡电压补偿的直流电压。

如上所述，由三相PWM变换器控制在电压下陷期间的三相不平衡输入电压，并且在不使用采用了电容器或蓄电池等蓄电设备的电压波动补偿装置的情况下，实现电压下陷补偿。

然而，一般来说，为了控制包含PFC(功率因数校正)的三相PWM变换器，必须得到相互之间具有120°的相位差的Y型连接的三相不平衡相电压。将得到的检测信号变换为旋转坐标系(dq-轴向)中的变量的处理后，它们被分离成正相序电压、负相序电压和零相序电压，并且使用它们作为控制所必须的反馈信号。

作为描述根据三相PWM变换器控制的电压下陷补偿，例如已知非专利文献3～5。在这些非专利文献描述的三相PWM变换器控制中，把相互之间具有120°相位差的Y连接的三相不平衡电压假设为特定或能够测量的输入相电压。

另一方面，一般的三相配电系统是Δ连接。在Δ连接三相配电中能够实测的电压是Δ连接三相电压。Δ连接三相电压是Δ连接的各端子间的线电压，不能实测Y连接电压以及零相序电压。因此，为了通过目前提出的三相PWM变换器控制来补偿Δ连接三相配电中的三相不平衡电压，必需要从测量的线电压中获得相互之间具有120°相位差的Y连接三相不平衡相电压。当使用三相PWM变换器控制电压下陷补偿时，必需要将接收到的三相不平衡电压中的Δ型电压变换成Y型电压，以获得控制参数。特别重要的是提取零相序电压。

例如，已知专利文献3公开了一种通过根据三相PWM变换器进行控制来补偿瞬时电压下降的装置或方法。专利文献3所示的瞬时电压降低补偿装置具备线相电压变换单元。线相电压变换单元把线电压检测单元检测出的线电压信号变换成相电压变换信号，根据该相电压变换信号生成零相序电压信号以及相电压信号。

线相电压变换单元检测相电压变换信号(V_r′、V_s′、V_t′)的峰值，根据这三个峰值计算系数k1，k2，k3，并根据计算出的系数k1，k2，k3来生成零相序电压信号v0(＝k1·V_r′+k2·V_s′+k3·V_t′)、相电压信号(V_r、V_s、V_t)。

另外，作为在电源系统中控制电压和无功功率的方法，已知，将电源系统连接到诸如功率电容、并联电抗器和无功功率静电补偿装置(SVC)等设备。在根据功率电容和并联电抗器的无功功率控制中，根据系统的容量选择单位容量。另外，在根据SVC的无功功率控制中对系统连接了电抗器，其根据连接到固定电容的可控硅整流器的相位控制来控制电流。

在无功功率控制中，通过提高功率因数来减少无功功率，以便通过将电压和电流之间的相位差最小化来使得功率因数接近于1，由此执行控制来使得表观功率等于有功功率。当功率因数为1时，在相同功率条件下的电流值变为最小值，并且可以减少由于在发送线和布线中的焦耳损耗(Joule loss)而产生的功率损耗，并减少变压器等中的负载损耗和焦耳损耗。因此，通常执行用于控制功率因数变为1的功率因数改进。

典型地，电源系统的负载主要是电感负载，且电流落后于电压。因此，通常来讲，通过电容类型(相位优先电容)的电容器执行功率因数的改进。

在通过相位优先电容进行的功率因数改进中，因为电能消耗依赖于季节、白天或黑夜而波动，所以必须改变相位优先电容所补偿的无功功率波动。在相位优先电容的值是固定的情况下，由于对电源消耗下降时无功功率的过度补偿，因此该功率因数变为超前的功率因数。因此，可能会发生Ferranti效应，其中负载侧的电压变得比电源供给侧的电压高。为了防止Ferranti效应，必须根据无功功率调整相位优先电容的值。

另外，提出一种直流电源供给系统，其中调整不平衡电压和改进三相交流电源的输入功率因数(例如，参见专利文献4)。该直流电源供给系统检测三相电压中的相电压并调整每个相位的驱动脉冲的相位。因此，调整不平衡电压并保持每个相位的电流平衡，从而保持高的效率。在逆变器设备中建议将功率因数设置为任意值，而不将其限于1(专利文献5)。

现有技术文献

专利文献

[专利文献1]

日本未审专利申请公开号：2003-274559(图1，第[0018]段)

[专利文献2]

日本未审专利申请公开号：2004-222447

[专利文献3]

日本未审专利申请公开号：2008-141887(第[0043]段、第[0055]-[0059]段)

[专利文献4]

日本未审专利申请公开号：2006-262662(第[0012]和[0013]段)

[专利文献5]

日本未审专利申请公开号：2003-009593(第[0008]段)

非专利文献

[非专利文献1]

作为第一版，1999年9月出版以及2000年2月出版的(SEMI1999，2000)(SEMI 1999，2001)，第859-864页，“Specification for Semiconductor ProcessingEquipment Voltage Sag Immunity”

[非专利文献2]

作为第一版，1999年9月出版并且允许在2006年5月出版的(SEMI1999，2006)，第1-12页，“Specification for Semiconductor Processing Equipment VoltageSag Immunity”

[非专利文献3]

电力电子专家会议，PESC97，第503-508页(1997-5)，J.K.Kang，S.K.Sul，oControl of Unbalanced Voltage PWM Converter Using Instantaneous RipplePower Feedback”

[非专利文献4]

电力电子专家会议，PESC98，第503-509页(1998-8)，H.S.Kim，H.S.Mok，G.H.Choe，D.S.Hyun，S.Y.Choe，“Design of Current Controller for 3-phase PWMConverter with Unbalanced Input Voltage”

[非专利文献5]

电气和电子工程师协会(IEEE)的电力电子会刊，第616-622页(2009-9)，S.C.Ahn，D.S.Hyun，“New Control Scheme of Three-Phase PWM AC/DCConverter Without Phase Angle Detection Under the Unbalanced Input VoltageConditions”

发明内容

[本发明所解决的问题]

在补偿三相不平衡方面，存在下面的问题。根据上述专利文献3，线相电压变换单元将实测的线电压信号变换为相电压变换信号，并根据相电压变换信号生成零序电压信号以及相电压信号。通过该配置，可以基于一般的三相配电系统的三相不平衡电压(线电压)控制三相PWM变换器，并能够进行三相不平衡补偿。

但是，该线相电压变换单元检测通过变换线电压来获得的相电压变换信号的峰值，并根据基于这三个峰值计算出的系数来生成零序电压信号以及相电压信号。因此，为了生成零序电压信号以及相电压信号，必需要不止一次地反复测量线电压已获得最佳系数，并且生成信号所需要的时间可能会变长。

如果已知Y相电压的不平衡电压和相位角，则能够根据标准的方式从这些Y相电压确定不平衡的线电压。另一方面，即使已知线电压的不平衡电压和相位角，也无法根据标准的方式从这些线电压来确定Y相电压。这是由于Y相电压的基准点不确定，并且存在具有相同的不平衡的电压和相位角的Y相电压的无数组合。

为了控制三相PWM变换器，必需在Y相电压间具有相互120°的相位差的关系，所以必需从Y相电压的无数组合中选择相互具有120°的相位差的特定的Y相电压。当选择选定相互之间具有120°的相位差的特定的Y相电压时，正相序电压与Y相电压的特定相(a相)成为同相，并可以根据之后的dq轴变换处理提取作为控制目标的DC分量，因此，便于三相PWM变换器的控制。此外，由于与正相序电压相对的负相序电压的相位角与零相序电压的相位角，以相互相反的方向表示相同的角度，所以能够提取零相序电压。

传统上，为了根据线电压获得相互具有120°的相位差的Y相电压，必需检测电压的不平衡状态，并且，必需从正被测量的线电压选择相互之间具有120°的相位差的Y相电压。因此处理时间变长。例如，当在交流中检测到电压的不平衡状态时，必需在至少1/2周期期间监视电压波动。

为了通过控制三相PWM变换器迅速补偿电压的不平衡，要求缩短在电压的不平衡检测以及控制信号的生成中所需要的时间，从而必需要根据瞬时的线电压获得瞬时的Y相电压。这里要注意，瞬时的线电压是在某一时刻测得的线电压，瞬时的Y相电压是根据在该时刻得到的线电压的实测值获得的线电压的值。Y相电压与测量时的线电压一对一地对应，并且这意味着不需要在多个时刻的测定值，就能够通过一个测定时刻的测定值来获得Y相电压。

为了在负载侧迅速消除因瞬时电压降低导致的影响，必需响应于三相配电系统的三相线电压的不平衡状态的波动，立即生成控制三相PWM变换器所需要的零序电压信号以及相电压信号。在上述线相电压变换单元中，为了生成零相序电压信号以及相电压信号，期望不止一次地重复线电压的实际测量。因此，可能针对三相线电压的不平衡状态的波动的响应变得不充分。

作为针对瞬时电压降低的响应，例如已知用于电压下陷抗扰性(voltage sagimmunity)的规范SEMI F47-0200。用于电压下陷抗扰性的规范SEMI F47-0200定义宽带的范围(输入电压降低的范围从0％到100％)要由电压下陷补偿来范围。在电压下陷抗扰性规范中，定义了从电压下陷发生开始的0.2秒内的电压降低率是50％，从0.2秒到0.5秒的电压降低率是70％等。

如果对瞬时电压下降的响应不充分，则很难满足该电压下陷抗扰性规范。

通常来说，下面的技术还不是众所周知的，即，利用线电压的三相不平衡电压作为输入电压，从瞬时线电压得到瞬时Y相电压，由此控制三相PWM变换器和补偿不平衡电压。

在三相变换器的控制中，在控制功率因数和无功功率方面存在下面的问题。在专利文件5中，已知在变换器设备中任意设置功率因数。然而，这个功率因数控制涉及到变换器的功率因数，该变换器执行从电源生成器到商业电源供给系统的交流-交流变换，该交流-交流变换以任意功率因数提供电力。因此，没有已知一种用于在控制三相变换器中任意地设置功率因数的技术，该三相变换器使得三相交流电压受到PWM变换从而输出直流电源。

特别地，在三相电压不平衡的情况下，利用线电压的三相不平衡电压作为输入电压来控制三相PWM变换器由此任意地控制功率因数的技术，还并不为人所知。

在一些情况下，需要在电力系统中任意地设置功率因数。通过示例，“Guidelines for ensuring the technical requirements for interconnection of powerquality”(自然资源和能源机构，2004年，10月1日)，“Guideline forinterconnection technique in dispersed power supply system”等，定义如下：在配电线的互联中，“原则上，接收点的适当的功率因数被设置为等于或大于85％，并且当从系统侧看时，防止功率因数变为超前功率因数”。为了满足这个定义，需要任意地设置功率因数。

如上所述，如果控制功率因数为任意值或等于1，则根据通过选择连接到电源系统的电源电容或并联电抗器的单位容量的通常的功率因数控制，存在需要测量功率因数的处理或配置的问题。另外，还有另一问题：从选择单位容量的处理等可能会阻止快速响应的响应率问题的观点来看，对三相线电压的功率因数的变化的响应变得不足。

另外，与之前提到的不平衡电压补偿类似，如果通过控制三相PWM变换器并利用线电压的三相不平衡电压作为输入电压来执行功率因数控制和无功功率控制，则必需要重复测量线电压以及在线相电压变换构件中生成零相序电压信号和相电压信号。因此，还有一个问题，就是对功率因数的变化的响应变得不足。

因此，在三相变换器执行的通常的功率因数控制和无功功率控制中，存在下面的问题：很难任意地控制功率因数，对三相线电压的功率因数变化的响应不足，并且在控制功率因数中，需要测量功率因数的处理或配置。

考虑到上述情况，本发明的一个目的是，为了解决上述现有问题，在三相变换器中任意地设置和控制功率因数并且还控制无功功率。

本发明的另一目的是：在不必需要用于测量三相变换器中的功率因数的处理或配置的情况下，控制功率因数和无功功率。

本发明的另一目的是：基于从实际测量的瞬时线电压中获得瞬时Y相电压来控制三相PWM变换器，并且在补偿不平衡电压的同时，通过对三相线电压中的功率因数变化的良好的响应率来控制功率因数和无功功率。

注意到在三相交流中，从是在Δ型连接中生成的三相不平衡电压的线电压的一个实际测量值中获得正相序电压、负相序电压和零相序电压，该正相序电压、负相序电压和零相序电压是在实际测量时相互之间具有120°的相位差的Y型连接三相不平衡电压。根据这些得到的电压，控制三相PWM变换器来补偿不平衡电压，并且进一步地，控制功率因数和无功功率。

这里，线电压的瞬时值是在某个时刻实际测量的线电压的值，Y相电压的瞬时值是基于线电压的实际测量值得到的Y相电压的值。

在不平衡电压补偿中，在不使用在多个测量点得到的实际测量值的情况下，使用在某个时刻实际测量的线电压以得到在测量时刻获得的Y相电压，且通过使用得到的Y相电压控制三相PWM变换器。

解决问题的手段

图1是说明本发明的不平衡电压补偿和功率因数控制的概要图。

[不平衡电压补偿]

首先，将描述不平衡电压补偿。在三相不平衡电压e_1a、e_1b和e_1c未知或不能直接测量的情况下，通过利用端子a、b、c上的线电压补偿不平衡电压，并且进一步，利用在一个时刻实际测量的线电压，得到相互之间具有120°的相位差的Y型连接的Y相电压的瞬时值，从而执行不平衡补偿。

在图17中，与端子a、b、c相关联，以包括平衡电压e_r、e_s及e_t、传输阻抗Z₁以及电压下陷的情况下的等效阻抗Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁的等效电路来表示三相交流电源100B侧。传统地，如图18所示，假设由相对于平衡电压e_r、e_s、e_t的不平衡因素产生该三相交流电源100B的不平衡状态。因此，在三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1ca已知或能够测定的情况下，不平衡电压补偿装置400能够补偿三相不平衡电压。但是，如果三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1c未知或不能测定，则无法补偿不平衡电压。

与处理上述不平衡状态的现有方式相比，在根据本发明的不平衡电压补偿中，如图1所示的三相交流电源100A包括各自具有2有之间的相位角的不平衡电压e_1a、e_1b、e_1c，并且可以假设，这些不平衡电压分别在端子a、b、c上感应出感应电压e_ab、e_bc、e_ca。由此，能够将感应电压e_ab、e_bc、e_ca作为由三相交流电源100A的三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1c而产生的电压。换句话说，在不能直接获得这些不平衡电压时，可以将这些感应电压假设为补偿所获得的不平衡电压e_1a、e_1b、e_1c。

根据之前描述的本发明的处理不平衡电压补偿中的不平衡状态的概述，即使在三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1c未知或不能测定时，也能够通过使用感应电压e_ab、e_bc、e_ca来求出三相不平衡电压e_1a、e_1b、e_1c，来补偿不平衡电压。这里，感应电压e_ab、e_bc、e_ca分别对应于端子a、b、c的线电压。

本发明的三相交流的不平衡电压补偿是针对三相交流电的不平衡电压补偿来说的，其中根据不平衡电压补偿装置1的线电压/三相不平衡电压变换单元1A，从线电压的瞬时值获得相互之间具有120°的相位差的Y连接的Y相电压的瞬时值，由此控制三相PWM变换器补偿不平衡电压。因此，即使在三相不平衡输入电压未知或难以测定时也能进行不平衡电压补偿。

着眼于一般的三相配电系统中的输入电压的本发明的不平衡电压补偿是基于Δ型连接(线电压)而不是Y型连接(Y相电压)，并且通过对线电压进行向量运算来获得相互之间具有120°的相位差的Y相电压和零相序电压的瞬时值。为了控制三相变换器，必需获得Y相电压和零相序电压。本发明中，对通过向量运算求得的Y相电压进行dq轴变换处理，抽出正相序分量的直流分量，将直流分量作为反馈信号来控制三相变换器。

本发明的不平衡电压补偿用于一般的三相配电系统中的三相不平衡的线电压，并且根据通过重心向量运算从线电压向Y相电压的变换方法，从是三相不平衡电压的线电压的瞬时值获得相互之间具有120°的相位差的Y相电压的三相不平衡电压和零相序电压的瞬时值。

在上述从线电压计算Y相电压中，本发明的发明者发现：在由三相交流电压的各相的端子电压的形成顶点的三角形中，根据本发明的重心向量运算步骤，当对连接两个端子的各个线电压向量求出重心向量时，这些重心向量的重心与相互之间具有120°的相位差的各Y相电压的零相序分量的基准点一致。

从线电压求出的重心向量电压虽然不包含对称分量电压的零相序分量，但包含对称分量电压的正相序分量以及负相序分量。因此，根据重心向量的重心与零相序分量的基准点一致的关系，能够通过dq轴变换处理将重心向量电压作为相互之间具有120°的相位差的Y相电压。

在对称分量计算中，对在所述重心向量运算中求出的各Y相电压进行dq轴变换，计算d轴的电压信号和q轴的电压信号，对计算出的d轴以及q轴的电压信号进行频率分离，从直流分量求出正相序电压，并从交流分量计算负相序电压。

由于在重心向量运算中求出的Y相电压不包含零相序分量，因此为了在对称分量计算中计算出零相序电压，通过使用基于负相序电压计算出的幅值和基于正相序电压以及负相序电压计算出的相位来计算零相序电压。

[功率因数控制]

接下来，将描述功率因数和无功功率控制。当平均有功功率被表示为P_ave，平均无功功率被表示为Q_ave时，功率因数cosθ被定义如下：

cosθ＝P_ave/(P_ave ²+Q_ave ²)^1/2

在本发明中，根据功率因数cosθ和、平均有功功率P_ave和平均无功功率Q_ave之间的关系执行功率因数和无功功率控制。

根据本发明，功率因数和无功功率控制单元2任意设置功率因数cosθ设置为任意的值，并基于三相变换器的输出得到平均有功功率P_ave。然后，根据获得的平均有功功率P_ave和任意设置的功率因数cosθ，得到相关的平均无功功率Q_ave。由此，根据得到的平均有功功率和平均无功功率，生成控制三相变换器的控制信号。根据该结构，功率因数可由任意配置的设定的功率因数控制，且无功功率可由该设定的功率因数控制。

根据功率因数cosθ、平均有功功率P_ave和平均无功功率Q_ave之间的关系，平均无功功率Q_ave表示如下：

Q_ave＝P_ave·[1-(cosθ)²]^1/2/cosθ

该等式表示平均无功功率Q_ave由平均有功功率P_ave和该设定的功率因数cosθ确定。

在本发明中，上述的功率因数、平均有功功率和平均无功功率之间的关系表示考虑到下面的情况来控制功率因数和无功功率：可利用相对于平均有功功率任意设置的功率因数进行控制，且通过设定的功率因数可以控制无功功率。

在本发明的功率因数控制中，平均有功功率P_ave表示如下：

P_ave＝cosθ·√apparent power＝cosθ·(P_ave ²+Q_ave ²)^1/2

因此，通过设置功率因数为“-1”并控制功率因数和无功功率，能够根据三相变换器的输出在三相交流侧再生功率。

本发明包括以下方面：控制三相变换器的功率因数的方法、控制三相变换器的无功功率的方法以及三相变换器的控制器。任何一个上述方面都包括以下技术要素：任意设置功率因数cosθ，从三相变换器的输出得到平均有功功率P_ave，，基于得到的平均有功功率P_ave和设置的功率因数cosθ的值，与所设定的功率因数cosθ相关联地得到的值，从设置的得到的平均无功功率Q_ave。通过该结构，利用设定的功率因数执行控制，并且关联于设定的功率因数来控制无功功率，可任意配置该设定的功率因数。

另外，上述任一方面都具有这些技术要素：不平衡补偿(即，重心向量运算)，对称分量计算，补偿不平衡电压的信号的生成。

本发明的第一方面涉及三相变换器的功率因数控制，并且更具体地，涉及在对三相交流电进行PWM变换以输出直流的电力变换中控制功率因数的方法。

在对三相交流电进行PWM变换以输出直流电的三相变换器的电力变换中，本发明的功率因数控制方法具备：对称分量计算步骤、平均有功功率计算步骤、功率因数控制步骤、电流指令值生成步骤以及恒定电流控制步骤。

在对称分量计算步骤中，根据三相变换器的三相交流输入的Y相电压计算三相平衡系统的对称分量电压值，在平均有功功率计算步骤中，利用三相变换器的直流输出的输出电压值和输出电流值计算平均有功功率值。然后，在功率因数控制步骤，根据在平均有功功率计算步骤中计算中计算出的平均有功功率值和设定的功率因数，基于平均有功功率值、平均无功功率值和功率因数之间的关系，计算与所设定的功率因数相关联的平均无功功率。在电流指令值生成步骤中，根据在平均有功功率计算步骤中计算出的平均有功功率值、在功率因数控制步骤中计算出的平均无功功率值和在对称分量计算步骤中计算出的三相交流电压的对称分量电压值，计算电流指令值。然后，在恒定电流控制步骤中，基于电流指令值和三相变换器的输入电流值，对三相交流电压的正相序电压值进行恒定电流控制，并计算恒定电流控制值。

在恒定电流控制步骤计算出的恒定电流控制值的基础上，生成用于补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号以及控制功率因数的PWM控制信号。然后，基于由此生成的补偿信号和PWM控制信号，得到控制不平衡电压和功率因数的相互之间具有120°的相位差的Y相电压。最后，在得到Y相电压的基础上，三相交流电压经过PWM变换并生成用于输出直流的PWM控制信号。注意，恒定电流控制步骤形成结合了不平衡电压补偿信号和功率因数的PWM控制信号的信号。

在本发明的对称分量计算步骤中，将根据三相交流电的每个线电压在重心向量运算步骤得到的Y相电压作为三相变换器的三相交流输入的Y相电压使用，Y相电压用于计算三相平衡系统的对称分量，并且因此，根据线电压计算对称分量。

重心向量运算步骤用来根据三相交流电的每个线电压得到相互之间具有120°的相位差的Y相电压。对从三相线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算。通过该向量运算得到重心向量电压，该重心向量电压从端子电压重心指向各个端子电压。然后，得到的向量电压分别呈现为相互之间具有120°的相位差的Y相电压。在对称分量计算步骤中，根据变换器的三相交流输入中的多个Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值，该多个Y相电压是在所述重心向量运算步骤中获得的。

在本发明的平均有功功率运算步骤中，通过将直流输出的输出电压值和输出电流值的整数值合并值，与通过使输出电压值和电压指令值之间的差受到比例积分控制(PI控制)而获得的值进行相加，由此计算平均有功功率。

在本发明的功率因数控制步骤，将平均有功功率值乘以[(1-(设置的功率因数)²)^1/2/(设置的功率因数)]，由此能够基于设置的功率因数控制平均无功功率。

在本发明的功率因数控制步骤，设置的功率因数被配置为负值，由此并且从三相变换器的直流输出侧至交流输入侧再生平均有功功率值的功率。

本发明的第二方面涉及三相变换器的无功功率控制方法，并且更具体的，涉及在对三相交流电进行PWM变换以输出直流电的功率变换中控制无功功率的方法。

在对三相交流电进行PWM变换以输出直流电的三相变换器的电力变换中，本发明的无功功率控制方法具备：对称分量计算步骤、平均有功功率计算步骤、无功功率控制步骤、电流指令值生成步骤以及恒定电流控制步骤。

在对称分量计算步骤，根据三相变换器的三相交流输入的Y相电压计算三相平衡系统的对称分量电压值。在平均有功功率运算步骤，使用三相变换器的直流输出的输出电压值和输出电流值，计算平均有功功率。在无功功率控制步骤，基于平均有功功率值、平均无功功率值和功率因数之间的关系，并根据平均有功功率运算步骤中计算得到的平均有功功率值和设置的功率因数，计算与设置的功率因数关联的平均无功功率值。在电流指令值生成步骤，根据平均有功功率计算步骤中计算出的平均有功功率值、无功功率控制步骤计算出的平均无功功率值和在对称分量计算步骤计算出的三相交流电压的对称分量电压值，计算电流指令值。在恒定电流控制步骤，基于电流指令值和三相变换器的输入电流值，对三相交流电压的正相序电压值进行恒定电流控制，从而计算恒定电流控制值。

在恒定电流控制步骤计算出的恒定电流控制值的基础上，生成用于补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号以及控制无功功率的PWM控制信号，并根据该补偿信号和PWM控制信号，得到用于控制不平衡电压和无功功率的相互之间具有120°的相位差的Y相电压。然后，在得到Y相电压的基础上，三相交流电压经过PWM变换并生成用于输出直流的PWM控制信号。注意，恒定电流控制步骤形成结合了不平衡电压补偿信号和无公功率PWM控制信号的信号。

本发明的对称分量计算步骤使用在重心向量运算步骤根据三相交流电的每个线电压得到的Y相电压作为三相变换器的三相交流输入的Y相电压，Y相电压用于计算三相平衡系统的对称分量，从而能够根据线电压计算对称分量。

重心向量运算步骤用来根据三相交流电的每个线电压得到相互之间具有120°的相位差的Y相电压。该步骤对从线电压中选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算。通过该向量运算得到重心向量电压，该重心向量电压从端子电压重心指向各端子电压。并且，这些得到的向量电压被假设为相互之间具有120°的相位差的Y相电压。对称分量计算步骤根据变换器的三相交流输入的Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值，其中的Y相电压是重心向量运算步骤得到的电压。

本发明的平均有功功率运算步骤将直流输出的输出电压值和输出电流值的合并值，与通过使输出电压值和电压指令值之间的差受到比例积分控制(PI控制)而获得的值进行相加，由此计算平均有功功率。

在本发明的功率因数控制步骤，将平均有功功率值乘以[(1-(设置的功率因数)²)^1/2/(设置的功率因数)]，由此与设置的功率因数相关联地计算平均无功功率。

本发明的第三方面涉及三相变换器的控制器，并且更具体的，涉及通过使三相交流电压受到PWM变换而执行功率变换以输出直流电的三相变换器的控制器。

本发明三相变换器的控制器，控制使三相交流电压受到PWM变换以输出直流电的三相变换器，具有：对称分量运算单元，根据三相变换器的三相交流输入的Y相电压计算三相平衡系统的对称分量电压值；平均有功功率运算单元，利用直流输出的输出电压值和输出电流值计算平均有功功率值；功率因数和无功功率控制单元，基于平均有功功率值、平均无功功率值和功率因数之间的关系，并根据平均有功功率运算步骤中计算得到的平均无功功率值和设置的功率因数，计算关联于设置的功率因数的平均无功功率值；电流指令值生成部件，根据平均有功功率运算单元计算出的平均有功功率值、功率因数和无功功率控制单元计算出的平均无功功率值以及对称分量运算单元计算出的三相交流电压的对称分量电压值，计算电流指令值；和恒定电流控制单元，基于电流指令值和三相变换器的输入电流值，对三相交流电压的正相序电压值进行恒定电流控制并计算恒定电流控制值，其中，基于恒定电流控制单元计算出的恒定电流控制值，生成用于补偿三相交流电压的不平衡电压信号的补偿信号以及控制功率因数的PWM控制信号，并基于该补偿信号和PWM控制信号，得到控制不平衡电压和功率因数的、相互之间具有120°的相位差的Y相电压，并根据得到的Y相电压，生成控制三相交流电压进行PWM变换来输出直流的PWM控制信号。注意，恒定电流控制单元形成结合了不平衡电压补偿信号和功率因数PWM控制信号的信号。

本发明的三相变换器的控制器，在重心向量运算单元，根据三相交流电的每个线电压得到Y相电压，在对称分量运算单元，由重心向量运算单元得到的Y相电压被假设为三相变换器的三相交流输入的Y相电压，并且通过由此得到的Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值。

重心向量运算单元是用于根据三相交流电的每个线电压得到相互之间具有120°的相位差的Y相电压的运算单元。对从三相线电压中选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算。通过该向量运算得到重心向量电压，该重心向量电压从端子电压重心指向各端子电压。然后，分别使这些得到的向量电压成为相互之间具有120°的相位差的Y相电压。在对称分量运算单元，根据变换器的三相交流输入的Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值，该Y相电压是在重心向量运算步骤得到的电压。

本发明的平均有功功率运算单元将直流输出的输出电压值和输出电流值的合并值，与通过使输出电压值和电压指令值之间的差受到比例积分控制获得的值进行相加，由此计算平均有功功率。

在本发明的功率因数和无功功率控制单元设置功率因数，并根据将平均有功功率值乘以[(1-(设置的功率因数)²)^1/2/(设置的功率因数)]的运算，由此能够计算平均无功功率，并基于设置的功率因数控制平均无功功率。

在本发明的功率因数和无功功率控制单元中，功率因数可被设置为负值，由此能够从三相变换器的直流输出侧至交流输入侧，再生平均有功功率值的功率。

根据本发明的各个方面，可以在三相变换器中将功率因数设置为任意值，并且功率因数变得可控制，还可基于设置的功率因数控制无功功率。

根据本发明的各个方面，设置的功率因数可被设为负值，由此从三相变换器的直流输出侧至交流输入侧再生功率。

根据本发明的用于从线电压得到Y相电压的的方面，在不使用在多个测量时刻取得的线电压的实测值，而基于在一个时刻实测的线电压，能够获得在一个测量时刻的Y相电压。由于可以基于在一个时刻实测的线电压获得Y相电压，因此可以减少检测电压的不平衡和生成控制信号所需要的时间，由此从瞬时线电压获得瞬时Y相电压。

另外，根据该变换器的控制，在三相不平衡电压状态下，能够在不使用存储设备的情况下保持额定输出，并输出三相平衡电流。

如上所述，根据本发明的控制三相变换器的功率因数的方法、控制三相变换器的无功功率的方法和三相变换器的控制器，能够控制功率因数为任意设置的值并控制三相变换器中的无功功率。

根据本发明，能够在三相变换器中执行功率因数控制和无功功率控制，而不需要用于测量功率因数的任何处理和配置。

根据本发明，基于从实测的瞬时线电压得到的瞬时Y相电压控制三相PWM变换器，并且能够与对不平衡电压进行补偿的同时，以对于三相线电压中的功率因数变化的良好的响应率来控制功率因数和无功功率。

附图说明

图1是说明本发明的不平衡电压补偿和功率因数控制的概要图。

图2是说明本发明的不平衡电压补偿装置和功率因数控制的概要结构图。

图3是说明通过本发明的不平衡补偿的重心向量运算从线电压求得Y相电压的过程的流程图。

图4是说明通过本发明的不平衡补偿的重心向量运算从Y相电压计算出对称分量电压的过程的流程图。

图5是说明本发明的不平衡补偿的重心向量运算的电压向量图。

图6是说明本发明的不平衡补偿的重心向量运算的电压向量图。

图7是说明本发明的不平衡电压补偿装置和功率因数和无功功率控制器的更详细的结构例的图。

图8是说明通过基于软件的CPU的运算处理，来执行本发明的不平衡电压补偿运算和功率因数控制运算的构成例的图。

图9是说明通过基于软件的CPU的运算处理，来执行本发明的不平衡电压补偿运算和功率因数控制运算的构成例的流程图。

图10是说明本发明的不平衡电压补偿的实验例的图。

图11是说明本发明的不平衡电压补偿的实验示例的图。

图12是说明本发明的不平衡电压补偿的实验示例的图。

图13是说明本发明的不平衡电压补偿的实验示例的图。

图14是说明本发明的不平衡电压补偿的实验示例的图。

图15是说明本发明的不平衡电压补偿的实验示例的图。

图16是表示现有的电压波动补偿装置的结构例的图。

图17是表示电压下陷情况下的等效电路的图。

图18是表示分别在三相变换器的输入侧以及负载侧的等效电路的图

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的优选实施例进行详细说明。本发明的功率因数和无功功率控制将以三相变换器为例，使用图2～图9进行说明，并使用图10～图15对实施例的实验结果进行说明。

参照图2，对本发明的功率因数和无功功率控制的示意性配置进行说明。在图2中，三相交流电源100供给三相交流电力，三相变换器200对三相交流电进行PWM变换，并将直流电压输出到直流负载300。

本发明的三相变换器具有不平衡电压补偿装置1和功率因数和无功功率控制器2。不平衡电压补偿装置1补偿三相交流电力的不平衡电压，并抑制输出到直流负载300的电压的波动。此外，功率因数和无功功率控制器2反馈输入到直流负载300的、是从三相变换器200的直流输出的电压以及电流，并通过PFC(功率因数校正)控制执行功率因数和无功功率控制。

不平衡电压补偿装置1具备：根据线电压得到的相互之间具有120°相位差的Y相电压的重心向量运算单元10，从重心向量运算单元10求出的Y相电压计算三相平衡系统的对称分量电压的对称坐标分量运算单元20，和形成用于补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号的恒定电流控制单元40。

功率因数和无功功率控制器2具有：根据从三相变换器200输出的电压值和电流值并基于PI控制来得到平均功率因数的平均有功功率运算单元50，任意设置功率因数并通过设置的功率因数控制功率因数和无功功率的功率因数和无功功率控制单元90，和形成用于控制三相交流电压的功率因数和无功功率的控制信号的恒定电流控制单元40。

恒定电流控制单元40具有通常用于形成用于不平衡电压的补偿信号和用于形成用于控制功率因数和无功功率的PWM控制信号的结构。加法器30将零相序电压和负相序电压相加以从恒定电流控制单元40输出，并生成PWM控制信号以在三相变换器200中将三相交流电压进行PWM变换。

三相变换器200具有三相PWM电路200a和用来生成用以控制三相PWM电路200a的操作以执行PWM控制的脉冲信号的三相PWM脉冲生成部200b。三相PWM脉冲生成部200b基于加法器30生成的控制信号形成脉冲信号。例如，可通过由开关元件组成的桥电路(bridged circuit)来形成三相PWM电路200a，并且脉冲信号控制开关元件的开/关操作来执行PWM控制。

重心向量运算单元10对从线电压内选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算。通过向量运算得到从Δ连接的端子电压的重心分别指向端子电压的重心向量电压，将得到的各向量电压输出给对称坐标分量运算单元20，假设这些电压为为相互之间具有120°的相位差的Y相电压。

对称坐标分量运算单元20从在重心向量运算器10中得到的Y相电压计算是三相平衡系统的对称分量电压的正相序电压、负相序电压、零相序电压，并将这些电压输出给加法器30。

不平衡电压的补偿以及功率因数和无功功率的控制的结构由下述组成：根据对称坐标分量运算单元20计算出的正相序电压以及向负载侧的输入功率的反馈值来进行恒定电流控制并生成电流指令值的恒定电流控制单元40，根据PI控制基于三相变换器200的输入电流和输入电压来计算平均功率因数的平均有功功率运算单元50，设置功率因数并基于设置的功率因数计算平均无功功率的功率因数和无功功率控制单元90，和执行恒定电流控制后将负相序电压以及零相序电压添加到电流命令信号的加法器30。作为补偿三相交流电压的不平衡电压的补偿信号添加零相序电压。

加法器30输出相互之间具有120°的相位差的Y相电压，来补偿不平衡电压，并控制功率因数和无功功率。从加法器30输出的Y相电压作为用于对三相交流电压进行PWM变换以输出直流电压的PWM控制信号，被输出到三相变换器200的三相PWM脉冲生成单元200。

例如，通过基于在三相变换器的直流输出侧或负载侧检测出的电流和电压计算平均有功功率，可以在平均有功功率运算单元50中获得作为对恒定电流控制单元40的反馈的输入功率。

[通过重心向量运算计算Y相电压]

接着，参考图3、4的流程图以及图5、6的向量图对于在本发明的不平衡补偿中，使用重心向量运算根据线电压得到相互之间具有120°的相位差的Y相电压的过程、以及根据得到的Y相电压计算对称分量电压的过程进行说明。

检测三相交流的各端子间的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)。这里，线电压e_ab是端子“a”和端子“b”之间的向量电压，线电压e_bc是端子b和端子c之间的向量电压，线电压e_ca是端子“c”和端子“a”之间的向量电压(S1)。

对检测出的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)进行向量运算，并计算重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)：

e_2a＝(e_ab-e_ca)/3    …(5)

e_2b＝(e_bc-e_ab)/3    …(6)

e_2c＝(e_ca-e_bc)/3    …(7)

本发明的发明者关注在计算线电压的重心向量得到的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)和相互之间具有120°相位差的Y相的向量电压(e_1a、e_1b、e_1c)之间具有以下等式(8)的关系：

e_1a＝e_2a+e_1o

e_1b＝e_2b+e_1o

e_1c＝e_2c+e_1o

                                              …(8)

等式(8)表示通过线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)与零相序电压e_1o的向量和表示为相互具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)。本发明的发明者发现根据上述等式(8)可以通过获得零相序电压e_1o，从线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)得到相互具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，并且，根据该关系，能够从线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)求出相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)的正相序电压e_1p和负相序电压e_1n。

本发明利用上述的线电压的重心向量与Y相电压的关系。通过使用容易由向量运算从是Δ电压的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)计算出的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)，而不是直接检测相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，将该重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)用于三相PWM变换器的控制，由此使三相交流的不平衡电压补偿更容易。

(重心向量和相电压的关系)

以下，说明将通过向量运算求出的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)相当于相互之间具有120°相位差的Y相电压。

图5表示Δ电压和Y相电压的关系。在图5中，Δ电压由端子“a”和“b”、“b”和“c”、“c”和“a”之间的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)来表示。Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)由从任意的点k到各端子a、b、c的向量电压来表示。点k是在Y相电压中任意确定的基准点。

这里，如果Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)已知，则以标准方式确定Δ电压(e_ab、e_bc、e_ca)。另一方面，即使Δ电压(e_ab、e_bc、e_ca)已知，但由于基准点k能够被限定在任意位置从而存在无数个基准点。所以不能以标准的方式确定Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)，并存在能够以Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)表述的无数个组合。注意，将基于Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)的零相序电压假设为e_ko，假设点“o”为零相序电压的基准点。

根据图5所示的Δ电压(线电压)和Y相电压的关系可以得出：

e_ab-e_ca＝e_ka-e_kb-(e_kc-e_ka)

＝3e_ka-(e_ka+e_kb+e_kc)

＝3e_ka-3e_ko    …(9)

根据式(9)的关系，Y相电压(e_ka、e_kb、e_kc)能够由Δ电压(e_ab、e_bc、e_ca)和零相序电压e_ko，使用下式(10)～(12)来表示：

e_ka＝(e_ab-e_ca/3+e_ko    …(10)

e_kb＝(e_bc-e_ab)/3+e_ko    …(11)

e_kc＝(e_ca-e_bc)/3+e_ko    …(12)

另一方面，作为相互之间具有120°相位差的Y相电压，当用α来表示a相的相位角时，a相、b相、c相的各相的相位角由下式表示：

φ_1a＝α

φ_1b＝α-2π/3

φ_1c＝α+2π/3                    …(13)

正相序分量电压的相位角与相互具有120电相位差的关系的Y相电压的a相为同相。根据该关系，由于能够通过dq轴变换提取出作为三相PWM变换器的控制对象的直流分量，所以使三相PWM变换器的控制更容易。

此外，在相互之间具有120°相位差的Y相电压中，相对于正相序电压，负相序电压的相位角和零相序电压的相位角在相反方向具有相同的角度。

图6A表示相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压和零相序电压的基准点“o”的关系，图6B表示相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压和重心向量的基准点(重心)的关系。在图6中，以K＝1来表示相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压的基准点，以K＝2来表示重心向量的基准点(重心)。

如图6A所示，假设式(10)～(12)中K＝1，相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，通过下式(14)来表示：

e_1a＝(e_ab-e_ca)/3+e_1o＝e_oa+e_1o

e_1b＝(e_bc-e_ab)/3+e_1o＝e_ob+e_1o

e_1c＝(e_ca-e_bc)/3+e_1o＝e_oc+e_1o

                          …(14)

另一方面，如图6B所示，对于Δ电压(e_ab、e_bc、e_ca)内的两个线电压通过向量运算求出重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)，当由K＝2来表示该重心向量的点时，重心向量通过下式(15)来表示(S2)：

e_2a＝(e_ab-e_ca)/3

e_2b＝(e_bc-e_ab)/3

e_2c＝(e_ca-e_bc)/3

e_2o＝(e_2a+e_2b+e_2c)/3＝0

                             …(15)

根据图6B，当使用重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)表示相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)时，可以得到上述的式(8)。

如上所述，式(8)通过线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)与零相序电压e_1o的向量和来表示Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)。

另一方面，相互之间具有120°相位差的Y相电压，当用α来表示a相的相位角时，a相、b相、c相的相位角由下式表示：

φ_1a＝α

φ_1b＝α-2π/3

φ_1c＝α+2π/3                        …(16)

正相序相序电压的相位角与相互之间具有120°相位差的关系的Y相电压的a相为同相。

根据上述关系，由于能够通过dq轴变换取得作为三相PWM变换器的控制对象的直流分量，所以使三相PWM变换器的控制更容易(S3)。

在相互之间具有120°相位差的Y相电压中，相对于正相序电压，负相序电压的相位角和零相序电压相的相位角在相反方向具有相同角度。

所以，代替相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，使用线电压的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)从该重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)提取正相序电压e_p以及负相序电压e_q，从而取得作为三相PWM变换器的控制对象的直流分量，并且进一步地，能够通过抽出零相序电压补偿不平衡电压(S4)。

然后，对在步骤S2中求出的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)进行dq轴变换处理，并求出d轴分量e_1d和q轴分量e_1q。进行这种变换的目的是通过直流分量来控制三相PWM变换器(S3)。

为了执行dq轴变换，进行从空间向量向实向量的变换。当把Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)与三相平衡电压(e_r、e_s、e_t)的相位差设为α时，Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)相当于以空间向量表示的Y相电压的实部，并由下式(17)表示Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)：

e_1a＝E_1amcos(ωt+α)

e_1b＝E_1bmcos(ωt+α-2π/3)

e_1c＝E_1cmcos(ωt+α+2π/3)

                              …(17)

当对这些Y相电压进行dq轴变换时，可以得到d轴、q轴、零相序分量。但是，在Δ连接中相互之间具有120°相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)无法直接被检测而且没有被给出。因此，该零相序电压e_1o是不清楚。

在本发明中，代替无法直接检测的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，使用通过使检测到的线电压受到重心向量运算得到的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)。由此，通过在一个测量时间点的线电压可以补偿三相不平衡电压。

在对式(8)的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)进行了dq轴变换时，下面的等式(18)建立：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{1d}\\ e_{1q}\\ e_{1z}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\ωt}& -\sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ 1& 1& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_{1a}\\ e_{1b}\\ e_{1c}\end{array}\right]\·\·\·\left(18\right)$

当对式(15)的重心向量(e_2a、e_2b、e_2c)进行了dq轴变换时，下面的等式(19)建立：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{2d}\\ e_{2q}\\ e_{2z}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\ωt}& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\ωt}& -\sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ 1& 1& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_{2a}\\ e_{2b}\\ e_{2c}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{e}_{1d}\\ e_{1q}\\ 0\end{array}\right]\·\·\·\left(19\right)$

由式(18)和式(19)表示的进行了dq轴变换之后的d轴分量e_1d、e_2d以及q轴分量e_1q、e_2q不受式(14)表示的零相序电压e_1o的影响，并且d轴分量的值互相相等，q轴分量的值互相相等。

当使用通过对式(15)进行了dq轴变换而得到的式(19)时，式(15)表示在一个测量点得到的瞬时线电压(e_ab、e_bc、e_ca)，通过获取一个测量点上的线电压而不使用多个测量时间点上的测量值，可以高速地响应PFC控制。

注意，如果使用式(19)进行PFC控制，则在式(19)中不会出现零相序电压e_1o。因此，通过使用正相序电压以及负相序分量电压来计算零相序电压e_1o。关于该零相序电压e_1o的计算在后面进行描述(S3)。

然后，从通过dq轴变换得到的d轴分量e_1d和q轴分量e_1q求出对称分量电压(正序电压、负序分量电压、零序电压)(S4)。

(对称分量电压的计算)

以下，将参考图4的流程图说明对称分量电压的计算。

对于相互之间具有120°的相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，当假设正相序电压是e_1p，负向分量电压是e_1n，零相序电压是e_1o时，Y相电压(e1_a、e_1b、e_1c)表示为：

e_1a＝e_1p+e_1n+e_1o

e_1b＝e_1p·e^-j2π/3+e_1n·e^j2π/3+e_1o

e_1c＝e_1p·e^j2π/3+e_1n·e^-j2π/3+e_1o

e_1a＝E_1pmcos(ωt+α)+E_1nmcos(ωt+φ_1n)

   +E_1omcos(ωt+φ_1o)

e_1b＝E_1pmcos(ωt+α-2π/3)+E_1nmcos(ωt+φ_1n+2π/3)

   +E_1omcos(ωt+φ_1o)

e_1c＝E_1pmcos(ωt+α+2π/3)+E_1nmcos(ωt+φ_1n-2π/3)

   +E_1omcos(ωt+φ_1o)

                                     …(20)

通过对它们进行dq轴变换得到下式(21)。

$\left[\begin{array}{c}{e}_{1d}\\ e_{1q}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{e}_{1\mathrm{dp}}\\ e_{1\mathrm{qp}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_{1\mathrm{dn}}\\ e_{1\mathrm{qn}}\end{array}\right]$

$=E_{1\mathrm{pm}}\left[\begin{array}{c}\cos \mathrm{\α}\\ \sin \mathrm{\α}\end{array}\right]+E_{1\mathrm{nm}}\left[\begin{array}{c}\cos (2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_{1n})\\ -\sin (2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_{1n})\end{array}\right]\·\·\·\left(21\right)$

式(21)中的正相序电压(e_1dp、e_1qp)对应于直流分量，负相序电压(e_1dn、e_1qn)对应于交流分量。因此，能够根据频率分离抽取出正相序电压(e_1dp、e_1qp)和负相序电压(e_1dn、e_1qn)。

可以使用带通滤波器或低通滤波器来进行该频率分离。例如，能够通过低通滤波器来提取正相序电压(e_1dp、e_1qp)，并得到(E_1pmcosα、E_1pmsinα)。此外，可以通过从已经受到dq轴变换的原信号中减去所提取出的正相序电压(e_1dp、e_1qp)来提取出负相序电压(e_1dn、e_1qn)，并得到(E_1nmcos(2ωt+φ_1n)，-E_1nmsin(2ωt+φ_1n))(S41、S42)。

当假设测量点的时钟时间为t_s时，正相序电压的相位角α和负相序电压的相位角φ_1n能够分别通过式(22)和式(23)求出：

α＝tan^-1(e_1qp/e_1dp)    ...(22)

根据式(24)，负相序电压e_1n由式(25)和式(26)表示：

3e_1n＝E_1amcos(ωt+α)+E_1bmcos(ωt+α+2π/3)+E_1cmcos(ωt+α-2π/3)                        ...(24)

$e_{1n}=\frac{1}{3}\sqrt{{\{E_{1\mathrm{am}}-\frac{1}{2}(E_{1\mathrm{bm}}+E_{1\mathrm{cm}})\}}^2+{\left\{\frac{\sqrt{3}}{2}(E_{1\mathrm{bm}}-E_{1\mathrm{cm}})\right\}}^2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}+{\mathrm{\φ}}^{,})...\left(25\right)$

${\mathrm{\φ}}^{,}={\tan }^{-1}(\frac{\frac{\sqrt{3}}{2}(E_{1\mathrm{bm}}-E_{1\mathrm{cm}})}{E_{1\mathrm{am}}-\frac{1}{2}(E_{1\mathrm{bm}}+E_{1\mathrm{cm}})})\·\·\·\left(26\right)$

此外，零相序电压e_1o由式(27)表示：

$e_{1o}=\frac{1}{3}\sqrt{{\{E_{1\mathrm{am}}-\frac{1}{2}(E_{1\mathrm{bm}}+E_{1\mathrm{cm}})\}}^2+{\left\{\frac{\sqrt{3}}{2}(E_{1\mathrm{bm}}-E_{1\mathrm{cm}})\right\}}^2}\cos (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}-{\mathrm{\φ}}^{,})\·\·\·\left(27\right)$

在上述式子中，根据下面的关系：

E_1om＝E_1nm

发现下面的关系：

所以零相序电压e_1o的相位通过下式(29)来表示：

此外，根据负相序电压(e_1dn、e_1qn)，零相序电压e_1o的幅值E_1om表示如下：

E_1om＝(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2    ...(30)

(S44)

因此，零相序电压e_1o表示如下：

由此，相互之间具有120相的相位差的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)通过以下的式(32)～(34)来表示。

e_1a＝(e_ab-e_ca)/3+(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2·cos(ωt+φ_1o)

                                                         ...(32)

e_1b＝(e_bc-e_ab)/3+(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2·cos(ωt+φ_1o)

                                                         ...(33)

e_1c＝(e_ca-e_bc)/3+(e_1dn ²+e_1qn ²)^1/2·cos(ωt+φ_1o)

                                                         ...(34)

然后，使用零相序电压进行不平衡电压补偿并且同时进行PFC控制(S5)。然后，获得Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)，该Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)相互之间具有120°相位差并且对该Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)已经进行了不平衡电压补偿以及功率因数控制(S6)，并基于求出的Y相电压(e_1a、e_1b、e_1c)生成控制三相PWM变换器的控制信号(S7)。

[不平衡电压补偿装置的结构例]

接着，对本发明三相变换器的控制器中的不平衡电压补偿装置以及功率因数和无功功率控制器，参照图7对更详细的结构例进行说明。

图7所示的不平衡电压补偿装置的结构例与图2所示的概要结构类似，三相交流电源100将三相交流电力提供给三相变换器200，该三相变换器200对三相交流电力的三相交流电压进行PWM变换以得到直流电压，并将直流电压输出给直流负载300。

对根据本发明的三相变换器的控制器提供下面的配置作为用于补偿不平衡电压的不平衡电压补偿装置1的配置：从配电线三相平衡电压为e_a、e_b、e_c的各线电压(e_ab、e_bc、e_ca)求出Y相电压(e_2a、e_2b、e_2c)的重心向量运算单元10；根据重心向量运算器10求出的Y相电压(e_2a、e_2b、e_2c)计算三相平衡系统的对称分量电压(e_1dp、e_1dq、e_1dn、e_1qn)的对称坐标分量运算单元20，以及用来形成不平衡电压的补偿信号的恒定电流控制单元40。

对本发明的三相变换器的控制器提供下面的配置作为用于控制功率因数和无功功率的功率因数和无功功率控制器2的配置：平均有功功率运算单元50，功率因数和无功功率控制单元90，以及恒定电流控制单元40。这里，恒定电流控制单元40具有用于形成不平衡电压的补偿信号以及功率因数和无功功率的控制信号的通常结构。

输出加法器30将零序电压和负序电压添加到在恒定电流控制单元40中形成的补偿信号和控制信号，由此生成使三相交流电压在三相变换器200中受到PWM变换的PWM控制信号。

此外，在配电线上，在三相PWM变换器200的输入侧设有用于检测线电压的接触点61和用于测定电流值的传感器63以及交流电抗器60。此外，在三相PWM变换器200的输出侧设有用于检测直流电压的接触点67、用于测定直流电流的传感器65和用于平滑输出的电容器69。

在三相PWM变换器200的输入侧，接触点61连接到线电压检测器62，并且线电压检测器62测量三相电压的线电压。此外，传感器63连接到电流检测器64，并且电流检测器64测量三相电压的电流。

此外，在三相PWM变换器200的输出侧，接触点67连接电压检测器68，电压检测器68测定输出电压。此外，传感器65连接电流检测器66，电流检测器66测定输出电流。

三相交流电源输出的三相输入电能：电压V_a、V_b、V_c。电压V_a、V_b、V_c分别是a相、b相、c相的相电压。接触点61具有分别与a相、b相、c相的线建立接触的点。传感器63分别设在a相、c相的线上，并且这些传感器检测从三相交流电源输入的交流输入电流的电流传感器。交流电抗器60分别设在a相、b相、c相的线上，以此来阻止高频电流。

对不平衡电压补偿装置1设置进行从3轴向2轴的变换、或从2轴向3轴的变换的dq轴变换器81、82、83。dq轴变换器81把重心向量运算器10求出的Y相电压(e_2a、e_2b、e_2c)变换为d轴电压e_1d和q轴电压e_1q，dq轴变换器82把2轴的负相序分量电压(e_1dn、e_1qn)变换为3轴的负相序分量电压(e_1an、e_1bn、e_1cn)，dq轴变换器83把电流检测器64求出的i_a、i_b、i_c变换为d轴电流i_d和q轴电流i_q，dq轴变换器84把进行恒定电流控制后的2轴的正相序电压(v_dp ^*r、v_qp ^*r)变换为3轴的正相序电压(e_1ap、e_1bp、e_1cp)。

此外，将同步信号生成器70连接到重心向量运算器10，根据重心向量运算器10求出的Y相电压(e_2a、e_2b、e_2c)生成用于使dq轴变换器81、82、83同步的同步信号“s”。

三相变换器200具备三相PWM电路200a以及生成控制三相PWM电路200a的动作以进行PWM控制的脉冲信号的三相PWM脉冲生成部200b。三相PWM脉冲生成部200b基于加法器30生成的相电压(V_d、V_e、V_f)形成脉冲信号。三相PWM电路200a例如能够通过由开关元件构成的桥接电路来形成，并且脉冲信号控制开关元件的开/关动作来进行PWM控制。

三相变换器200的三相PWM电路200a例如由例如IGBT(隔离栅双极晶体管)等半导体开关元件和二极管构成，控制半导体开关元件的各栅极的开关，由此将输入的三相交流电力变换为直流电力来输出。

在三相变换器200的输出侧设有电容器69、传感器65、接触点67。电容器69使得从三相变换器200输出的直流电压平滑。传感器65是检测从三相变换器200输出的直流输出电流的电流传感器，电流检测器66检测直流输出电流的电流值I_dc。接触点67是与三相变换器200的直流输出线建立接触的点，电压检测器68检测直流输出电压的电压值V_dc。

以下，对不平衡电压补偿装置1的各单元进行说明。

线电压检测器62检测接触点61上的三相交流输入电压的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)。重心向量运算单元10根据线电压检测器62检测出的线电压(e_ab、e_bc、e_ca)的信号运算求出重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)，把求出的重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)作为对于相互之间具有120°的相位差的相电压(e_1a、e_1b、e_1c)的替代信号来使用。

dq轴变换器(3相-2相变换)81把重心向量运算单元10求出的重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)变换为d轴、q轴(2相)的电压信号(e_1d、e_1q)。同步信号生成器70使用重心向量运算单元10求出的重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)生成同步信号“s”。可以根据上述式(21)进行dq轴变换器81的dq轴变换。

电流检测器64取得由传感器63检测出的a相、c相的交流输入电流的检测信号，并生成三相交流输入电流的信号(i_a、i_b、i_c)。电流检测器64利用a相、b相、c相的交流输入电流的总和为0，生成三相交流输入电流信号。所以如果是检测a相、b相、c相中至少2个交流输入电流的结构，则能够取得三相的输入电流。

dq轴变换器(3相-2相变换)83把电流检测器64检测出的三相交流输入电流信号(i_a、i_b、i_c)变换为d轴、q轴(2相)的电流信号(i_d、i_q)(2相)。

对称坐标分量运算单元20具备正相序电压计算部21、负相序分量电压计算部22、计算部23以及零相序电压计算部24，对称坐标分量运算单元20输入由dq轴变换器(3相-2相变换)81进行变换后的d轴、q轴(2相)的电压信号(e_1d、e_1q)，并计算是对称分量电压的正相序电压(e_1dp、e_1qp)，负相序分量电压(e_1dn、e_1qn)和零相序电压(e_1o)。

在上述式(21)中，在对重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)进行dq轴变换而得到的d轴电压e_1d以及q轴电压e_1q中，直流分量(E_1pmcosα、E_1pmsinα)相当于正相序电压(e_1dp、e_1qp)，交流分量 相当于负相序电压(e_1dn、e_1qn)。因此能够通过频率分离抽出正相序电压(e_1dp、e_1qp)和负相序电压(e_1dn、e_1qn)。

正相序电压计算部21能够使用带通滤波器或低通滤波器来提取出正相序电压(e_1dp、e_1qp)。此外，负相序电压计算部22从进行了dq轴变换之后的原始信号减去正相序电压计算部21提取出的正相序电压(e_1dp、e_1qp)，由此提取出负相序电压

如上所述，零相序电压e_1o能够由式(31)来表示，并且零相序电压e_1o的相位由式(29)表示，零相序电压e_1o的幅值E_1om由式(30)表示。

然后，计算部23使用正相序电压(e_1dp、e_1qp)和负相序电压(e_1dn、e_1qn)计算相位并将计算出的相位输入到零相序电压计算部24。接着，零相序电压计算部24使用计算部23计算出的相位和负相序电压计算部22计算出的负相序电压(e_1dn、e_1qn)，从而获得零相序电压e_1o。

正相序电压计算部21计算出的正相序电压(e_1dp、e_1qp)，在恒定电流控制单元40中受到恒定电流控制，形成控制不平衡电压补偿和功率因数(无功功率)的命令值，并且dq轴变换器84中的2-3轴变换将电压变换成分别与正相序电压(e_1ap、e_1bp、e_1cp)相关联的正相序电压(V_1ap、V_1bp、V_1cp)，并随后将这些电压输入到加法器30。

在dq轴变换器82中将负相序电压计算部22计算出的负相序电压(e_1dn、e_1qn)dq轴变换器进行2轴-3轴变换，并且在被变换为负相序电压(e_1an、e_1bn、e_1cn)之后，输入到加法器30。零相序电压计算部24计算出的零相序电压e_1o被输入到加法器30。

加法器30将输入的正相序电压(V_1ap，V_1bp，V_1cp)、负相序电压(e_1an、e_1bn、e_1cn)和零相序电压e_1o相加，然后输出相电压(e_d、e_e、e_f)。这些相电压(e_d、e_e、e_f)是执行完不平衡补偿以及恒定电流控制后的信号。三相PWM变换器200的三相PWM控制脉冲生成器200b根据该相电压(e_d、e_e、e_f)生成控制三相PWM电路200a的脉冲信号。

以下，说明用于恒定电流控制的结构。为了进行三相PWM变换器的恒定电流控制，需要知道输入功率和输入电压的关系。

如下所示，空间向量I_a表示基于正相序分量电流幅值I_pm和负相序分量电流幅值I_nm的a相电流i_a，并且建立下面的等式：

I_a＝I_pme^j(ωt+β)+I_nme^-j(ωt+β)        ...(35)

另一方面，把(20)式表示的a相序电压e_1a变换为空间向量V_1a，并且当获得求出输入功率P_in时，建立下面的等式：

$P_{\mathrm{in}}=P+\mathrm{jQ}=V_{1a}{I_a}^{*}$

$=\frac{3}{2}\{E_{1\mathrm{pm}}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})}+E_{1\mathrm{nm}}{e}^{-j(\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_{1n})}\}\{I_{\mathrm{pm}}{e}^{-j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})}+I_{\mathrm{nm}}{e}^{j(\mathrm{\ωt}+\mathrm{\λn})}\}$

$=\frac{3}{2}\{E_{1\mathrm{pm}}{I}_{\mathrm{pm}}{e}^{j(\mathrm{\α}-\mathrm{\β})}+E_{1\mathrm{nm}}{I}_{\mathrm{nm}}{e}^{-j({\mathrm{\φ}}_{1n}-\mathrm{\λn})}$

$+E_{1\mathrm{pm}}{I}_{\mathrm{nm}}{e}^{j(2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α}+\mathrm{\λn})}+E_{1\mathrm{nm}}{I}_{\mathrm{pm}}{e}^{-j(2\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\φ}}_{1n}+\mathrm{\β})}\}\·\·\·\left(36\right)$

在进行零电流控制后，负相序电流I_nm变为0(I_nm＝0)。

在“I_nm＝0”的条件下，式(36)表示的输入功率P_in中的“P”和“Q”被进一步表示如下，

$P=\frac{3}{2}\{{v^e}_{\mathrm{dp}}{i^e}_{\mathrm{dp}}+{v^e}_{\mathrm{qp}}{i^e}_{\mathrm{qp}}+\cos 2\mathrm{\ωt}({v^e}_{\mathrm{dn}}{i^e}_{\mathrm{dp}}+{v^e}_{\mathrm{qn}}{i^e}_{\mathrm{qp}})$

$+\sin 2\mathrm{\ωt}({v^e}_{\mathrm{qn}}{i^e}_{\mathrm{dp}}-{v^e}_{\mathrm{dn}}{i^e}_{\mathrm{qp}})\}\·\·\·\left(37\right)$

$Q=\frac{3}{2}\{{v^e}_{\mathrm{qp}}{i^e}_{\mathrm{dp}}-{v^e}_{\mathrm{dp}}{i^e}_{\mathrm{qp}}+\cos 2\mathrm{\ωt}({v^e}_{\mathrm{qn}}{i^e}_{\mathrm{dp}}-{v^e}_{\mathrm{dn}}{i^e}_{\mathrm{qp}})$

$-\sin 2\mathrm{\ωt}({v^e}_{\mathrm{dn}}{i^e}_{\mathrm{dp}}+{v^e}_{\mathrm{qn}}{i^e}_{\mathrm{qp}})\}\·\·\·\left(38\right)$

其中，要注意下面的关系：

$\left.\begin{array}{cc}{v^e}_{\mathrm{dp}}=E_{1\mathrm{pm}}\cos \mathrm{\α},& {v^e}_{\mathrm{qp}}=E_{1\mathrm{pm}}\sin \mathrm{\α}\\ {v^e}_{\mathrm{dn}}=E_{1\mathrm{nm}}\cos {\mathrm{\φ}}_{1n},& {v^e}_{\mathrm{qn}}=-E_{1\mathrm{nm}}\sin {\mathrm{\φ}}_{1n}\\ {i^e}_{\mathrm{dp}}=I_{\mathrm{pm}}\cos \mathrm{\β},& {i^e}_{\mathrm{qp}}=I_{\mathrm{pm}}\sin \mathrm{\β}\end{array}\right\}\·\·\·\left(39\right)$

对于式(36)中的P_in，当进行平均值功率控制与负相序电流的零控制时，能够消去式(37)和式(38)中的“2ωt”项。如果将P的平均有功功率设为“P_ave”，以及将Q的平均无功功率设为“Q_ave”，则可以得到下面的等式：

$\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ave}}\\ Q_{\mathrm{ave}}\end{array}\right]=\frac{3}{2}\left[\begin{array}{ccc}{v^e}_{\mathrm{dp}}& & {v^e}_{\mathrm{qp}}\\ {v^e}_{\mathrm{qp}}& -& {v^e}_{\mathrm{dp}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i^e}_{\mathrm{dp}}\\ {i^e}_{\mathrm{qp}}\end{array}\right]\·\·\·\left(40\right)$

另一方面，如果假设电压指令值为V_dc ^*r，则基于PI控制的P_in的平均有功功率P_ave由下式给出：

$P_{\mathrm{ave}}=(k_{\mathrm{pv}}+\frac{k_{\mathrm{iv}}}{s})({v_{\mathrm{dc}}}^{*r}-v_{\mathrm{dc}})+v_{\mathrm{dc}}{i}_{\mathrm{dc}}\·\·\·\left(41\right)$

图7所示的平均有功功率执行单元50表示执行上述式(41)的PI控制的结构示例。

关于对式(40)中的平均有功功率P_ave以及平均无功功率Q_ave进行控制的电流指令值，将式(40)的电流项分别替换为i_dp ^*r、i_qp ^*r，并建立下式：

$\left[\begin{array}{c}{i_{\mathrm{dp}}}^{*r}\\ {i_{\mathrm{qp}}}^{*r}\end{array}\right]=\frac{2}{3({{v^e}_{\mathrm{dp}}}^2+{{v^e}_{\mathrm{qp}}}^2)}\left[\begin{array}{ccc}{v^e}_{\mathrm{dp}}& & {v^e}_{\mathrm{qp}}\\ {v^c}_{\mathrm{qp}}& -& {v^c}_{\mathrm{dp}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ave}}\\ Q_{\mathrm{ave}}\end{array}\right]\·\·\·\left(42\right)$

项分别替换为i_dp ^*r、i_qp ^*r，并建立下式：

$\left[\begin{array}{c}{i_{\mathrm{dp}}}^{*r}\\ {i_{\mathrm{qp}}}^{*r}\end{array}\right]=\frac{2}{3({{v^e}_{\mathrm{dp}}}^2+{{v^e}_{\mathrm{qp}}}^2)}\left[\begin{array}{ccc}{v^e}_{\mathrm{dp}}& & {v^e}_{\mathrm{qp}}\\ {v^e}_{\mathrm{qp}}& -& {v^e}_{\mathrm{dp}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ave}}\\ 0\end{array}\right]\·\·\·\left(43\right)$

上述的式(42)和(43)表示由三相交流的正相序电压和三相变换器的功率确定的电流指令值。基于使用该电流指令值的恒定电流控制的输出信号v_dp ^*r、v_qp ^*r由下式给出：

${v_{\mathrm{dp}}}^{*r}=-(k_p+\frac{k_i}{s})({i_{\mathrm{dp}}}^{*r}-i_d)+\mathrm{\ωL}{i}_q+e_{\mathrm{dp}}\·\·\·\left(44\right)$

${v_{\mathrm{qp}}}^{*r}=-(k_p+\frac{k_i}{s})({i_{\mathrm{qp}}}^{*r}-i_q)-\mathrm{\ωL}{i}_d+e_{\mathrm{qp}}\·\·\·\left(45\right)$

电流检测器66取得由传感器65检测到的直流输出电流的检测信号，并生成直流输出电流信号i_dc。电压检测器68检测接触点67上的直流输出电压，并生成直流输出电压信号V_dc。

平均有功功率运算单元50具备乘法运算器51、减法运算器52、直流电压控制单元53和加法器54。

减法运算器52从表示被设置为电压指令值的某个恒定电压值的直流电压指令值信号v_dc ^*r中减去由电压检测器68检测出的直流输出电压信号v_dc，并输出获得的偏差信号(deviation signal)。乘法运算器51将电流检测器66检测出的直流输出电流信号i_dc与电压检测器68检测出的直流输出电压信号V_dc相乘，并计算出瞬时功率信号P_dc。

直流电压控制单元53根据减法运算器52计算出的偏差信号生成直流电压控制信号，该直流电压控制信号为用于将直流输出电压信号V_dc控制为恒定电压值的PI(比例积分)控制的结果。加法器54把乘法运算器51计算出的瞬时功率信号P_dc添加到直流电压控制单元53生成的直流电压控制信号中，由此生成平均有功功率信号P_ave。

功率因数和无功功率控制单元90具有用于任意设置功率因数的功率因数设置单元90a和计算无功功率的平均无功功率运算单元90b。

功率因数设置单元90a通过输入部件或控制部件(未示出)输入设置的功率因数。平均无功功率运算单元90b基于平均有功功率运算单元50得到的平均有功功率和功率因数设置单元90a设置的设定功率因数(cosθ)，计算平均无功功率Q_ave。

功率因数cosθ由[P_ave/(P_ave ²+Q_ave ²)^1/2]定义。本发明的功率因数和无功功率控制器2利用功率因数设置单元90a设置的设定功率因数cosθ和平均有功功率运算单元50得到的平均有功功率，根据下式计算平均无功功率Q_ave：

Q_ave＝P_ave·[1-(cosθ)²]^1/2/cosθ

根据功率因数cosθ与平均有功功率P_ave、平均无功功率Q_ave之间的关系，功率因数和无功功率控制单元90将功率因数控制为任意的值，并根据所设置的功率因数控制平均无功功率。

恒定电流控制单元40具备生成电流指令值的恒定电流指令值生成器41，以及基于电流指令值生成已经受到恒定电流控制的输出信号的恒定电流控制输出单元42a、42b。恒定电流控制输出单元42a生成d轴输出信号v_dp ^*r，并且恒定电流控制输出器42b生成q轴输出信号v_qp ^*r。

恒定电流控制单元40在平均有功功率运算单元50得到的平均有功功率P_ave和平均无功功率运算单元90b得到的平均有功功率Q_ave的基础上，获得电流指令值。然后，恒定电流控制单元40将求出的电流指令值与电流检测单元64检测到的输入侧电流进行比较，由此对正相序电压计算部21中得到的正相序序电压执行恒定电流控制，并得到控制值(v_dp ^*r，v_qp ^*r)。在dq轴变换器84将得到的控制值(v_dp ^*r，v_qp ^*r)变换为三轴正相信号(V_1ap，V_1bp，V_1cp)后，把这些信号输入给加法器30。

恒定电流指令值生成器41基于加法器54算出的平均有功功率信号P_ave以及由正相序电压计算部21分离的d轴和q轴的电压信号的正相序分量(e_1dp、e_1qp)，通过运算生成电流指令值的信号(i_dp ^*r、i_qp ^*r)。

恒定电流控制输出单元42a根据来自dq轴变换器83的i_d和电流指令值的信号i_dp ^*r，进行恒定电流控制，并生成d轴输出信号v_dp ^*r。恒定电流控制输出单元42b根据来自dq轴变换器83的i_q和电流指令值的信号i_qp ^*r进行恒定电流控制，并生成q轴输出信号v_qp ^*r。恒定电流控制通过用于将输入电流控制为一恒定电流值的PI控制来进行。

三相PWM控制脉冲生成器200b将加法器30的加法器31b算出的信号(V_d、V_e、V_f)假设为栅极控制信号，将这些信号与载波频率生成器(未图示)生成的三角波信号进行比较，生成作为PWM信号的栅极脉冲信号，并将这些信号输出到三相PWM电路200a中的半导体开关元件的各栅极。

[不平衡电压补偿装置和功率因数和无功功率控制器的动作例]

接着，对不平衡电压补偿装置1以及功率因数和无功功率控制器2的动作例进行说明。重心向量运算单元10根据线电压(e_ab、e_bc、e_ca)计算出重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)，dq轴变换部81把计算出的重心向量电压(e_2a、e_2b、e_2c)变换为式(21)所示的d轴的电压信号e_1d和q轴的电压信号e_1q。

由于式(21)的右边第1项表示d轴和q轴的电压信号e_1d、e_1q的正相序分量e_1dp、e_1qp，右边第2项表示d轴、q轴的电压信号e_1d、 e_1q的负相序分量e_1dn、e_1qn。因此，能够通过使用滤波器等进行的频率分离，在正相、负相之间，即在正相序分量e_1dp，e_1qp和负相序分量e_1dn，e_1qn之间，将d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q分离。正相序和负相序之间的分离能够由正相序电压计算部21以及负相序电压计算部22来进行。dq轴变换器82将已经被执行了正相序和负相序分离的d轴和q轴电压信号e_1d、e_1q的负相序分量e_1dn、e_1qn变换为三相负相序分量的相电压信号(e_1an、e_1bn、e_1cn)。

另一方面，零相序电压计算部24使用计算出的正相序电压以及负相序电压的信号值来计算零相序电压e_1o。

对于输入功率，使用d轴、q轴的电压信号v_d、v_q的正相序分量v^e _dp、v^e _qp和输入指令电流信号i^e _dp、i^e _qp，由式(40)表示平均有功功率信号P_ave以及平均无功功率信号Q_ave。

电流检测部66通过传感器65检测直流输出电流信号i_dc。电压检测部68通过接触点67检测直流输出电压信号v_dc。乘法运算部51对直流输出电流信号i_dc与直流输出电压信号v_dc进行乘法运算，输出直流输出功率信号P_dc。减法运算部52从直流电压指令值信号v_dc ^*r减去直流输出电压信号v_dc，并生成偏差信号。直流电压控制部53对于直流电压指令值信号v_dc ^*r与直流输出电压信号v_dc之间的偏差信号，进行用于将直流输出电压信号v_dc控制为恒定电压值的PI控制，然后生成直流电压控制信号。

加法器54对从直流电压控制部53输出的直流电压控制信号与直流输出功率信号P_dc进行加法运算作为平均功率信号P_ave输出。如式(41)所示，平均功率信号P_ave是把对直流电压指令值信号v_dc ^*r和直流输出电压信号v_dc的偏差信号进行PI控制得到的直流电压控制信号与直流输出功率信号P_dc(＝v_dc·i_dc)进行相加后的结果。

恒定电流指令值生成部41根据等式(42)，基于平均有功功率信号P_ave、平均无功功率信号Q_ave和正相序电压计算部21算出的d轴、q轴的电压信号的正相序分量e_1dp、e_1qp来生成输入指令电流信号i_dp ^*r、i^qp*r并进行输出。

当功率因数设置为1时，无功功率信号Q_ave就变为0。因此，根据等式(43)生成输入指令电流信号i_dp ^*r、i_qp ^*r。

在恒定电流控制的输入电流侧，电流检测器64通过传感器63检测从三相交流电源100输出的三相交流电的三相交流输入电流信号i_a、i_b、i_c。

d轴、q轴的恒定电流控制输出部42a、42b分别将d轴、q轴的电流信号i_d、i_q作为输入电流的反馈值进行输入。恒定电流控制输出部42a、42b进一步从恒定电流指令值生成部41输入d轴、q轴的正相序分量的电流指令值的信号i_dp ^*r、i_qp ^*r，并基于d轴、q轴的电流信号i_d、i_q与电流指令值的信号i_dp ^*r、i_qp ^*r的偏差信号，通过预定的运算生成并输出用于将输入电流控制为恒定电流值的控制信号v_dp ^*r、v_qp ^*r。

应当注意到，恒定电流控制输出部42a进行的d轴控制由式(44)表示，恒定电流控制输出部42b进行的q轴控制由式(45)表示。

dq轴变换部84将控制值v_dp ^*r、v_qp ^*r变换为3轴的正相序信号(V_1ap、V_1bp、V_1cp)，之后，将变换后的信号输入到加法器30。

在加法器30中，加法运算部31a对通过dq轴变换部82变换得到的负相序分量的相电压信号(e_1an、e_1bn、e_1cn)添加由零相序电压计算部24算出的零相序电压e_1o。加法运算部31b对由加法运算部部31a将相电压信号(e_1an、e_1bn、e_1cn)与零相序电压e_1o相加得到的信号，添加到由dq轴变换部84变换得到的相电压信号(V_1ap、V_1bp、V_1cp)的正相序分量，生成三相的电压信号(V_d、V_e、V_f)，并将生成的信号输出到三相PWM控制脉冲生成器200b。

三相PWM控制脉冲生成器200b根据三相的电压信号(V_d、V_e、V_f)生成控制三相PWM电路200a的栅极控制信号，将生成的信号与载波频率生成部(未图示)生成的三角波信号进行比较，通过PWM(脉冲宽度调制)变换生成栅极脉冲信号，并将栅极脉冲信号输出给三相PWM电路200a的半导体开关元件的各栅极，以对各栅极进行开/关控制。

然后，说明在平衡状态时以及不平衡状态时不平衡电压补偿装置1的动作。注意，不平衡状态除了在短时间的期间电压降低的电压状态(瞬时电压降低)之外，还包含长时间在三相电压中产生不平衡状态的情况。这里假设直流负载300的负载量恒定。

[平衡状态的动作]

在产生瞬时电压降低之前的状态下，三相交流电源100的三相交流输入电压处于平衡状态。在该平衡状态下，如图17所示的，三相电压信号e_r、e_s、e_t仅对应于正相序电压e_1p，此时，式(21)所示的d轴电压信号e_1d为E_1pm，q轴电压信号e_1q为0。在此，由于Z₁₂、Z₂₃、Z₃₁开路，所以能够忽视Z₁₂导致的相位延迟。由此，可确定式(1)、(2)、(3)与式(17)是一致的，能够建立α＝0。

此时，电流指令值的信号i_dp ^*r、i_qp ^*r由对应于式(42)的下式表示：

i_dp ^*r＝(2/3)·(P_ave/E_1pm)        ...(47)

i_qp ^*r＝(2/3)·(-Q_ave/E_1pm)        ...(48)

对于上述的指令值电流信号i_dp ^*r、i_qp ^*r，由恒定电流指令值生成部41进行电流控制使输入功率因数变为设置的功率因数。设置的功率因数为“1”时，指令值电流信号i_qp ^*r变为0，并且由恒定电流指令值生成部41进行电流控制从而使输入功率因数变为“1”。

此外，直流电压控制部53把直流输出电压控制为恒定值，从而对直流负载300一侧始终输送恒定的直流电力。

[不平衡状态下的动作]

然后，说明其中三相交流电源100的三相交流输入电压的至少一相的交流输入电压成为瞬时电压降低并且交流输入电压变得不平衡的不平衡状态的情况。

当交流输入电压发生瞬时电压降低时，对称坐标分量计算部20的正相序电压计算部21输出d轴、q轴的电压信号的正相序分量e_1dp、e_1qp，负相序电压计算部22输出d轴、q轴的电压信号的负相序分量e_1dn、e_1qn，零相序电压计算部24输出零相序分量e_1o。

恒定电流控制输出单元42a、42b将d轴、q轴的电压信号的正相序分量e_1dp、e_1qp与电流指令值信号相加。经由加法运算部31a、31b进一步添加d轴、q轴的电压信号的负相序分量e_1dn、e_1qn，以生成输出信号(V_d、V_e、V_f)，由恒定电流指令值生成部41进行电流控制以使输入功率因数为“1”。此外，通过直流电压控制单元53将直流输出电压控制为恒定值，所以始终对直流负载300一侧送出恒定的直流电流。

通过对负相序分量以及正相序分量添加零相序分量e_1o将电源电压的零相序分量叠加到输出信号(V_d、V_e、V_f)，并根据叠加了该零相序分量的输出信号生成三相PWM变换器的控制信号，从而允许三相交流输入电压补偿瞬时电压降低。

如上所述，本发明通过对在一个测量时刻取得的线电压实施向量运算来取得三相的相电压，根据该相电压的正相序电压以及负相序电压通过PFC控制来进行恒定电流控制，根据相电压计算零相序电压，并且对正相序电压以及负相序电压叠加零相序相电压，从而补偿不平衡。

在本发明的不平衡电压补偿中，使用在一个测量时刻取得的线电压作为计算零相序电压的原始信号。由此，能够根据在一个测量时刻取得的测定值，取得补偿不平衡的控制信号。

通常，为了检测相电压的电压波动，至少需要半个周期的时间间隔。因此，仅通过一个测量时刻的测量值，不足以检测不平衡状态以及进行补偿，并且需要在多个测量时刻求出的测量值。另一方面，在本发明中，通过对在一个测量时刻取得的线电压实施向量运算来求得相电压的正相序电压以及负相序电压，并根据该正相序电压以及负相序电压计算出零相序电压。因此，能够仅根据在一个测量时刻取得的值，来生成补偿不平衡的信号。

线电压的取得以及基于取得的线电压的不平衡电压补偿，不限于基于在一个测量时刻获得的值。可替代地，通过逐次反复进行线电压的取得和不平衡补偿，从而不但补偿瞬时的电压降低，而且还能补偿长时间的电压的不平衡状态。

然后，对于本发明的不平衡电压补偿，使用图8、9说明通过基于软件的CPU的运算处理，进行不平衡电压补偿动作的构成例。

本发明的不平衡电压补偿装置1通过电路结构实现瞬时电压降低补偿以及电力变换的功能。可选地，还能够通过程序使CPU执行来实现瞬时电压降低补偿以及电力变换的功能。

图8表示通过CPU以及软件实现本发明的不平衡电压补偿装置和功率因数控制和无功功率控制器时的构成例。以下，对CPU以及软件构成的计算机控制单元的配置赋予标记3来进行说明。

如图8所示，在从三相交流电源100供给的三相交流电力中，通过三相变换器200对三相交流电压进行PWM变换并将直流电压输出到直流负载300。计算机控制单元3具有不平衡电压补偿以及功率因数控制和无功功率控制的功能，并控制三相变换器200进行电力变换、不平衡电压补偿以及功率因数和无功功率控制。

计算机控制单元3具备CPU(中央处理单元)2a、RAM(随机访问存储器)3b、ROM(只读存储器)3c、I/O部3d，各远见经由总线3e连接。

CPU3a对计算机控制单元3的各元件进行中央控制。CPU3a从ROM3c中存储的系统程序以及各种应用程序中提取在RAM3b中的指定程序，并通过与在RAM3b中提取的程序进行协作，执行各种处理。

CPU3a通过与电力变换控制程序的协作，控制三相变换器200具备的三相PWM脉冲生成部，把从三相交流电源100输入的三相交流输入电力变换为直流输出电力从而补偿直流输入电压的不平衡电压，并且进行交流输入电压的功率因数控制和无功功率控制。

RAM3b是存储各种信息的易失性的存储器，具有提取各种数据以及程序的工作区。ROM3c是以可读方式存储各种信息的存储器，并且存储了控制三相变换器的电力变换控制程序。

在I/O单元3d受理与三相变换器200的各种信号的输入输出。I/O单元3d在三相交流输入侧输入线电压以及a相、c相的交流输入电流，在直流输出侧输出直流输出电流以及直流输出电压。进一步，I/O单元3d输出控制三相变换器200的三相桥接电路的半导体开关元件的栅极脉冲信号。

然后，参照图9，对计算机控制单元3的基于程序控制的动作进行说明。

在计算机控制单元3中，例如，从三相交流电源100输出三相交流电力触发了从ROM3c读出电力变换控制程序并提取RAM3b中的程序，然后与CPU3a进行协作执行电力变换控制以及不平衡电压补偿处理。

在图9所示的流程图中，首先，进行电压检测处理(S101)。在步骤S101中，经由I/O单元2d取得三相交流电压，检测取得的三相交流电压的线电压信号e_ab、e_bc、e_ca，通过重心向量运算计算相电压的信号e_2a、e_2b、e_2c。重心向量运算例如在图7的结构例中在重心向量运算单元10中进行。

把计算出的三相的相电压信号e_2a、e_2b、e_2c变换为2相的d轴、q轴的电压信号e_1d、 e_1q。从变换后的d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q分离求出正相序分量e_1dp、e_1qp和负相序分量e_1dn、e_1qn。然后将d轴、q轴的电压信号e_1d、e_1q的负相序分量e_1dn、 e_1qn变换为三相的相电压信号v_1an、v_1bn、v_1cn。在S101的步骤的处理对应于线电压检测部62、重心向量运算单元10、dq轴变换部81、正相序电压计算部21、负相序电压计算部22、计算零相序的相位的相位计算部23及零相序电压计算部24进行的处理。

步骤S101中的每个处理都可适当地并行进行。在步骤S101中执行的并行处理可以以相同的方式应用于下面的步骤S102～S106。

在S102的步骤中进行同步计算处理。根据三相的相电压信号e_2a、e_2b、e_2c生成同步信号“s”。同步信号“s”例如能够根据相电压信号e_2a、e_2b、e_2c中的某一个相电压的零交叉点来求出。将相电压与零电压进行比较来生成同步信号，可以通过在相电压变成零电压的时刻输出同步信号“s”。在图7的构成例中，同步信号生成部70能够使用重心向量运算单元10的输出信号(e_2a、e_2b、e_2c)来生成该信号，并且例如，能够由将输出信号e_2a与零电压进行比较的比较电路构成该动作。可选地，可以在任意的时刻生成同步信号，并将该同步信号作为初始值的同步信号“s”。

同步信号“s”用于包含S101、S103、S106的各步骤的2相-3相变换以及3相-2相变换的dq轴变换的同步。此时，使用在之前执行的S102的步骤中求出的同步信号“s”或初始值的同步信号“s”来进行同步。因此，S102的步骤与同步信号生成部70进行的处理相对应。

然后，在S103的步骤中进行电流检测处理。在S103的步骤中，检测经由I/O单元3d输入的三相交流输入电流信号i_a、i_b、i_c，并将这些信号变换为d轴、q轴的电流信号i_d、i_q。S103的步骤与电流检测部64以及dq轴变换部83进行的处理相对应。

然后，在S104的步骤中进行电压控制处理。在S104的步骤中，经由I/O单元3d检测直流输出电流信号i_dc以及直流输出电压信号v_dc。将检测出的直流输出电流信号i_dc与直流输出电压信号v_dc相乘来计算直流输出功率信号P_dc。从直流电压指令值信号v_dc ^*r减去直流输出电压信号v_dc来计算偏差信号，并基于计算出的偏差信号生成用于将直流输出电压信号v_dc控制为恒定电压值的直流电压控制信号。然后，将直流电压控制信号与直流输出功率信号P_dc进行相加以生成平均功率信号P_ave。S104的步骤与电流检测部66、电压检测部68、减法运算部52、乘法运算部51、直流电压控制部53以及加法运算部54进行的处理相对应。

然后，在S105的步骤中进行功率因数和无功功率控制处理。在S105的步骤中，功率因数设置单元90设置功率因数，平均无功功率运算单元90b基于功率因数设置单元90a设置的功率因数和平均有功功率运算单元50得到的平均有功功率计算平均无功功率Q_ave。

然后，在S106中进行电流控制处理。在S106的步骤中，基于步骤S104得到的平均有功功率信号P_ave、步骤S105得到的平均无功功率信号Q_ave和步骤S101中由正相序电压计算部21计算出的d轴、q轴的电压信号的正相序分量e_1dp、e_1qp，来生成电流指令值信号i_dp ^*r、i_qp ^*r。电流指令值信号i_dp ^*r、i_qp ^*r和dq轴变换器得到的d轴、q轴的电流信号i_d、i_q用于生成电流控制信号。S106的步骤对应于由恒定电流指令值生成器41和恒定电流控制输出单元42执行的处理。

然后，在执行步骤S107中控制校正处理。在S107的步骤中，将步骤S106生成的输入电流控制信号与由步骤S101中正相、负相分离得到的d轴、q轴电压信号的正相序分量e_1dp、 e_1qp进行相加，并生成如式(44)和(45)所示的输出信号v_dp ^*r、v_qp ^*r。然后，将两相输出信号v_dp ^*r、v_qp ^*r变换为三相控制信号V_1ap、V_1bp和V_1cp。然后，将步骤S101中得到的相电压信号e_1an、e_1bn、e_1cn与零相电压信号e_1o相加，并进一步将其与控制信号V_1ap、V_1bp和V_1cp进行相加，由此生成栅极控制信号。

接着，生成三角波信号，并将该三角波信号与栅极控制信号比较生成栅极脉冲信号。然后，将栅极脉冲信号输出给三相变换器200的三相PWM电路200a的半导体开关元件的各栅极。

步骤S107的步骤与加法器30、dq轴变换器83、恒定电流控制输出单元42a和42b、dq轴变换器84和三相PWM控制脉冲生成器200b执行的处理对应。

在步骤S108，判断电力变换控制处理、不平衡电压补偿处理以及功率因数和无功功率控制是否结束，当处理未结束时返回S101的步骤继续进行，当处理结束时结束电力变换控制处理以及不平衡电压补偿处理。

通过程序使CPU执行的结构，与电路构成时相同，能够实现不平衡电压补偿以及电力变换的功能。

然后，参照图10～图15，说明本发明的不平衡电压补偿的实验例。图10～图15表示根据图7所示的结构例通过不平衡电压补偿装置控制三相变换器的测定数据。

测定执行的条件是：三相额定线电压为200V、三相额定线电流为17.5A、载波频率为18.5kHz、直流链路电压(输出电压)为380V、直流链路电容量为1200uF、传输线的电感为300uH、负载电阻为25Ω。然后，从三相额定线电压200V、三相额定线电流17.5A的状态急剧成为不平衡状态然后恢复。在此条件下，比较有、无不平衡电压补偿之间的影响。这里，影响表示由于瞬时电压降低等产生的输出电压V_dc与输入电流i_a、i_b、i_c的波动。根据该实验结果，能确认不平衡电压补偿控制的有效性。

图10是在使输入相电压e1a急剧降低为50％并且之后恢复到100％的情况下的特性，图10A表示不进行不平衡电压补偿的情况，图10B表示进行了本发明的不平衡电压补偿的情况。当进行了不平衡电压补偿时，输出电压V_dc保持恒定，表示良好的性能。

图11、图12是图10的放大图，图11表示输入相电压e_1a从100％急剧降低到50％的情况，图12表示输入相电压e_1a从50％恢复到100％的情况。图11A、图12A表示不进行不平衡电压补偿的情况，图11B、图12B表示进行了本发明的不平衡电压补偿的情况。从图中能够看出输入电流i_a、i_b、i_c根据突变点作出了高速响应。

图13是使图7的三相交流电源100的输入相电压e_a降低50％的特性的比较图。图13A表示输入电压，图13B表示不进行不平衡电压补偿的情况，图13C表示进行了本发明的不平衡电压补偿的情况。

如图13B所示，当不进行不平衡电压补偿时，会发现存在输入电流幅值的很大的不平衡和相位角的偏差。

图13所示将功率因数设置为“1”的示例，并且如图13C所示，会发现根据通过执行本发明的不平衡电压补偿的补偿控制的效果是输入电流的幅值和相位角的良好的平衡。

图14表示图7的三相交流电源100的输入相电压e_a下降100％达到零电压的情况。图14A表示输入电压，图14B表示不进行不平衡电压补偿的情况，图14C表示进行了本发明的不平衡电压补偿的情况。

图14C的结果示出，根据本发明的不平衡电压补偿，在由于接地故障产生了电压下陷时，即，即使在图7的三相交流电源100的输入相电压e_a下降100％达到零电压时，也可以保持输入电流i_a、i_b、i_c的幅值和相位角接近三相平衡。

图15表示输入相电压下降率和输入电流平衡率。根据图15，当没有不平衡电压补偿时(图中的三角标记)，在输入相电压下降率为20％时，输入电流平衡率为67.9％。另一方面，当执行本发明的不平衡电压补偿时，在输入相电压下降率为20％时输入电压平衡率是94.5％，此外，在输入相电压下降率0～100％的整个区域中能够维持输入相电压下降率为97.9％～83.3％的范围。

上述实验是对半导体制造装置或液晶制造装置等中使用的具有代表性的5kW RF(无线频率)发电机中应用本发明的不平衡电压补偿进行实验的结果，该装置能够取得满足在半导体制造装置等中要求的电压下陷标准(SEMI F47-0200)(1)的性能。

例如，电压下降标准(SEMI F47-0200)规定的电压下降率和电压下陷的时长为(1)：额定电压的百分比和以秒计算的电压下陷的时长为是50％和0.2秒。如与该规范相关的图10的实验结果所示，当以50％的最大电压下降率和电压下陷发生1秒的持续时间进行实验时，虽然测量数据中的电压下降时间比标准值延长了5倍(＝1秒/0.2秒)，但是通过执行基于本发明的不平衡电压补偿的电压下陷补偿，能够大幅度改善电压降低。

如以上所述，根据本发明的不平衡电压补偿以及功率因数和无功功率控制，能够进行瞬时电压降低补偿，即使在输入电压的瞬时电压降低时，也能向直流负载稳定地进行电力供给。因此，与使用电容器或蓄电池等蓄电设备的瞬时电压降低补偿的结构相比，能够使进行瞬时电压降低补偿的结构小型化、长寿命化以及低成本化。此外，由于不使用电容器或蓄电池的蓄电设备方式，所以能够容易地维护进行瞬时电压降低补偿的结构。此外，由于改善了功率因数，因此能够通过功率因数的改善抑制高次谐波。

根据本发明的不平衡电压补偿以及功率因数和无功功率控制，特别是在使用PFC控制时，具有如下优点：几乎不需要新的设备投资，通过削减蓄电设备装置大幅度减小尺寸，省去定期的电容器单元的维护等。

此外，根据本发明的不平衡电压补偿，即使在极端的电压下陷时，即对于接近于接地的事件，只要作为能量源留有有功相位，则能够进行不平衡补偿控制。

此外，恒定电流指令值生成部根据基于交流输入电压的d轴、q轴的电压信号的正相序分量和基于直流输出电压的直流电压控制信号，生成电流指令值的信号，由此能够通过输入电流指令信号对于交流输入电压的波动快速响应，并能够抑制直流输出电压的过度波动。

在输出侧，电流检测部、电压检测部以及加法器检测直流输出功率信号，加法器将直流输出功率信号与直流电压控制信号相加，由此，平均有功功率运算单元能够对于输出直流输出电力的直流负载的负载量波动做出快速响应，并抑制直流输出电压的过度波动。

同步信号生成部生成同步信号，并且各dq轴变换部根据同步信号“s”进行3相-2相变换以及2相-3相变换，因此不管交流输入电压平衡还是不平衡，能够始终将功率因数保持在1。

此外，本发明的重心向量运算单元检测交流输入电压的线电压信号并将该信号变换为相电压，所以与三相交流电源的交流系统是3相3线式或3相4线式无关，能够在每个测定时刻补偿瞬时电压降低。

应该理解，所揭示的实施例和变形例的描述仅是三相变换器的控制器、控制三相变换器的功率因数的方法及控制三相变换器的无功功率的方法的示例。本发明不限于各实施方式，可以根据本发明的主旨进行各种变形，不把这些排除在本发明的范围之外。

本发明尤其能够用于例如半导体制造装置等谋求在负载侧电压波动小的稳定的电力供给的设施。

Claims (14)

1.一种控制三相变换器的功率因数的方法，所述方法在通过三相变换器对电能进行变换时对三相变换器的功率因数进行控制，所述三相变换器使三相AC受到PWM变换以输出DC，所述方法包括：

对称分量计算步骤，用于根据三相变换器的三相AC输入的Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值；

平均有功功率运算步骤，用于利用三相变换器的DC输出的输出电压值和输出电流值，计算平均有功功率值；

功率因数控制步骤，用于根据在所述平均有功功率运算步骤中计算出的所述平均有功功率值和设置的功率因数，基于平均有功功率值、平均无功功率值和功率因数之间的关系，计算平均无功功率值，所述平均无功功率值与所述设置的功率因数相关联；

电流指令值生成步骤，用于根据在所述平均有功功率运算步骤中计算出的所述平均有功功率值、在所述功率因数控制步骤中计算出的所述平均无功功率值和在所述对称分量计算步骤中计算出的三相AC电压的对称分量电压值，计算电流指令值；以及

恒定电流控制步骤，用于基于所述电流指令值和所述三相变换器的输入电流值，通过使所述三相AC电压的正相序电压值受到恒定电流控制，计算恒定电流控制值；其中，

基于在所述恒定电流控制步骤中计算出的所述恒定电流控制值，生成用于补偿三相AC电压的不平衡电压的补偿信号以及用于控制功率因数的PWM控制信号，

基于所述补偿信号和所述PWM控制信号，获得用于控制不平衡电压和功率因数的多个Y相电压，所述多个Y相电压相互之间具有120°的相位差，及

基于所获得的多个Y相电压，生成用于使三相AC受到PWM变换以输出DC的PWM控制信号。

2.根据权利要求1所述的控制三相变换器的功率因数的方法，进一步包括重心向量运算步骤，用于从三相AC的线电压获得相互之间具有120°的相位差的多个Y相电压，其中，

所述重心向量运算步骤，对从多个线电压中选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过所述向量运算获得从端子电压重心指向各个端子电压的重心向量电压，并使所述重心向量电压分别作为相互之间具有120°的相位差的多个Y相电压，以及

所述对称分量计算步骤根据变换器的三相AC输入中的多个Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值，所述多个Y相电压是在所述重心向量运算步骤中获得的。

3.根据权利要求1或2所述的控制三相变换器的功率因数的方法，其中，

所述平均有功功率运算步骤，通过将DC输出的输出电压值和输出电流值的合并值，与通过使输出电压值和电压指令值之间的差受到比例积分控制获得的值进行相加，来计算平均有功功率值。

4.根据权利要求1所述的控制三相变换器的功率因数的方法，其中，

所述功率因数控制步骤通过将平均有功功率值乘以[(1–(设置的功率因数)²)^1/2/(设置的功率因数)]，来计算平均无功功率。

5.根据权利要求1所述的控制三相变换器的功率因数的方法，其中，

功率因数控制步骤将功率因数设置为负值，并且从三相变换器的DC输出侧到AC输入侧再生平均有功功率值的功率。

6.一种控制三相变换器的无功功率的方法，所述方法在通过三相变换器对电能进行变换时对三相变换器的功率因数进行控制，所述三相变换器使三相AC受到PWM变换以输出DC，所述方法包括：

对称分量计算步骤，用于根据三相变换器的三相AC输入的Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值；

平均有功功率运算步骤，用于利用三相变换器的DC输出的输出电压值和输出电流值，计算平均有功功率值；

无功功率控制步骤，用于根据在所述平均有功功率运算步骤中计算出的所述平均有功功率值和设置的功率因数，基于所述平均有功功率值、平均无功功率值和功率因数之间的关系，计算平均无功功率值，所述平均无功功率值与所述设置的功率因数相关联；

电流指令值生成步骤，用于根据在所述平均有功功率运算步骤中计算出的所述平均有功功率值、在所述无功功率控制步骤中计算出的所述平均无功功率值和在所述对称分量计算步骤中计算出的三相AC电压的对称分量电压值，计算电流指令值；以及

恒定电流控制步骤，用于基于所述电流指令值和所述三相变换器的输入电流值，通过使所述三相AC电压的正相序电压值受到恒定电流控制，计算恒定电流控制值；其中，

基于在所述恒定电流控制步骤中计算出的所述恒定电流控制值，生成用于补偿三相AC电压的不平衡电压的补偿信号以及用于控制功率因数的PWM控制信号，

基于所述补偿信号和所述PWM控制信号，获得用于控制不平衡电压和无功功率的多个Y相电压，所述多个Y相电压相互之间具有120°的相位差，及

基于所获得的多个Y相电压，生成用于使三相AC受到PWM变换以输出DC的PWM控制信号。

7.根据权利要求6所述的控制三相变换器的无功功率的方法，进一步包括重心向量运行步骤，

用于根据三相AC的线电压获得相互之间具有120°的相位差的多个Y相电压，其中，

所述重心向量运算步骤，对从多个线电压中选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过所述向量运算获得从端子电压重心指向各个端子电压的重心向量电压，并使所述重心向量电压分别作为相互之间具有120°的相位差的多个Y相电压，以及

所述对称分量计算步骤根据变换器的三相AC输入的多个Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值，所述多个Y相电压是在所述重心向量运算步骤中获得的。

8.根据权利要求6或7所述的控制三相变换器的无功功率的方法，其中，

所述平均有功功率运算步骤，通过将DC输出的输出电压值和输出电流值的合并值，与通过使输出电压值和电压指令值之间的差受到比例积分控制获得的值进行相加，来计算平均有功功率值。

9.根据权利要求6所述的控制三相变换器的无功功率的方法，其中，

在所述无功功率控制步骤通过将平均有功功率值乘以[(1–(设置的功率因数)²)^1/2/(设置的功率因数)]，来计算平均无功功率。

10.一种用于控制三相变换器的控制器，所述三相变换器使三相AC受到PWM变换以输出DC，所述控制器包括：

对称分量计算单元，用于根据三相变换器的三相AC输入的Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值；

平均有功功率运算单元，用于利用三相变换器的DC输出的输出电压值和输出电流值，计算平均有功功率值；

功率因数和无功功率控制单元，用于根据在所述平均有功功率运算单元计算出的所述平均有功功率值和设置的功率因数，基于平均有功功率值、平均无功功率值和功率因数之间的关系，计算平均无功功率值，所述平均无功功率值与所述设置的功率因数相关联；

电流指令值生成部，用于根据在所述平均有功功率运算单元中计算出的所述平均有功功率值、在所述功率因数和无功功率控制单元中计算出的所述平均无功功率值和在所述对称分量计算单元中计算出的三相AC电压的对称分量电压值，计算电流指令值；以及

恒定电流控制单元，用于基于所述电流指令值和所述三相变换器的输入电流值，对所述三相交流电压的正相序电压值进行恒定电流控制，计算恒定电流控制值；其中，

基于在所述恒定电流控制单元中计算出的所述恒定电流控制值，生成用于补偿三相AC电压的不平衡电压的补偿信号以及用于控制功率因数的PWM控制信号，

基于所述补偿信号和所述PWM控制信号，获得用于控制不平衡电压和功率因数的多个Y相电压，所述多个Y相电压相互之间具有120°的相位差，及

基于所获得的多个Y相电压，生成用于使三相AC受到PWM变换以输出DC的PWM控制信号。

11.根据权利要求10所述的用于控制三相变换器的控制器，进一步包括重心向量运算单元，所述重心向量运行单元用于从三相AC的线电压获得相互之间具有120°的相位差的Y相电压，其中

所述重心向量运算单元，对从多个线电压中选择出的两个线电压的全部组合进行向量运算，通过所述向量运算获得从端子电压重心指向各个端子电压的重心向量电压，并使所述重心向量电压分别作为相互之间具有120°的相位差的多个Y相电压，以及

对称分量计算单元，根据变换器的三相AC输入中的多个Y相电压，计算三相平衡系统的对称分量电压值，所述多个Y相电压是在所述重心向量运算步骤中获得的。

12.根据权利要求10或11所述的用于控制三相变换器的控制器，其中，

平均有功功率运算单元，通过将DC输出的输出电压值和输出电流值的合并值，与通过使输出电压值和电压指令值之间的差受到比例积分控制获得的值进行相加，来计算平均有功功率值。

13.根据权利要求10所述的用于控制三相变换器的控制器，其中，

所述功率因数和无功功率控制单元包括，

功率因数设置单元，用于设置功率因数，和

平均无功功率运算单元，用于通过利用在功率因数设置单元中设置的功率因数计算平均无功功率，其中

所述平均无功功率运算单元通过执行如下操作来计算平均无功功率：将在所述平均有功功率运算单元中计算出的平均有功功率值乘以[(1–(设置的功率因数)²)^1/2/(设置的功率因数)]。

14.根据权利要求10所述的用于控制三相变换器的控制器，其中，

所述功率因数和无功功率控制单元将功率因数设置为负值，并且从三相变换器的DC输出侧到AC输入侧再生平均有功功率值的功率。