CN103746572B - 单相ac-dc变换器储能控制系统 - Google Patents

单相ac-dc变换器储能控制系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种单相AC-DC变换器储能控制系统，包括控制电路和配套的功率电路，其中，控制电路完成对功率电路中升压电感和电解电容的直接能量控制；配套的功率电路为单相AC-DC变换电路，实现由单相交流电压到一路直流电压的功率转换，并获得网侧单位功率因数。所述控制电路包括四只平方单元、一只电压平方外环单元、一只电流平方内环单元、两只限幅单元、一只载波单元、一只驱动单元、一只补偿单元、一只PLL单元、两只减法单元、一只加法单元、一只乘法单元、一只比较单元和一只基波电压单元。本发明支持最大输出功率5kW、网侧功率因数0.99以上的单相AC-DC变换，具有响应速度快、运行可靠平稳的优点。

Description

单相AC-DC变换器储能控制系统
技术领域
本发明涉及单相AC-DC变换器领域的一种高功率因数控制电路，具体地，涉及一种单相AC-DC变换器储能控制系统。
背景技术
单相有源功率因数校正器(APFC)是一种采用二极管不控整流桥的单相AC-DC变换器，它的使用目的是：获得单位网侧功率因数，符合谐波电流的相关标准，降低网侧谐波电流的危害。单相有源功率因数校正技术具有多种控制策略，如传统的双闭环控制、跟随控制和单周期控制，都获得很好的校正效果。采用双闭环控制的单相有源PFC，功率因数校正效果好，但是动态响应慢，鲁棒性较差。在原理上，双闭环控制需要采用慢速的电压外环，以此来稳定输出直流电压。传统电压外环一般采用电压误差放大器，而不采用PID调节器。电压误差放大器的惯性较大，影响了双闭环控制的动态响应速度，不适用快速负载变化的应用场合。
现有的单相有源功率因数校正技术大体上都是采用外环电压反馈控制、内环电流反馈控制。有些控制策略，如单周期控制，电流内环采用单周期控制。虽然现有控制策略均能获得良好的控制效果，但是属于常规控制，如外环电压和内环电流，具有动态响应慢等不足，为此可以设计新型控制策略。
经过对有源功率因数校正器现有技术的检索，发现主要有以下代表性文献：
[1]李东和阮新波.《高效率的BOOST型功率因数校正预调节器》.中国电机工程学报.V24,No.10，2004.10：153-156，其主要技术特征如下：采用UC3854BN模拟控制器，电压误差放大器作为电压外环，响应速度受到影响。
[2]何志远和韦巍.《基于虚拟磁链的PWM整流器定向功率控制研究》.浙江大学学报.V38,No.12，2004.11：1619-1622，其主要技术特征如下：三相整流器，响应速度快，但是由于采用砰砰控制，带来开关频率突变而是接收扰动和噪声，降低系统的可靠性，甚至使得系统的性能发生恶化。
综合以上，对有源功率因数校正器现有技术的检索发现，所有控制策略均为常规控制，具有各自的问题，本申请的目的在于设计出非常规控制。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种单相AC-DC变换器储能控制系统，实现单相AC-DC变换器的功率因数校正，具有控制简单和响应快速等优点。
本发明提供一种单相AC-DC变换器储能控制系统，包括控制电路和配套的功率电路，其中：控制电路完成对功率电路中升压电感和电解电容的直接能量控制，配套的功率电路实现由单相交流电压到一路直流电压的功率转换，完成功率因数校正。
所述控制电路包括18个电路单元，四只平方单元、一只电压平方外环单元、一只电流平方内环单元、两只限幅单元、一只载波单元、一只驱动单元、一只补偿单元、一只PLL(锁相环)单元、两只减法单元、一只加法单元、一只乘法单元、一只比较单元和一只基波电压单元，其中：
所述第一平方单元U1接收输出直流电压检测信号uo，进行平方运算，得到输出直流电压检测信号的平方值u2 o，传给第一减法单元U3的第二输入端；
所述第二平方单元U2接收输出参考电压信号ur，进行平方运算，得到输出参考电压信号的平方值u2 r，传给第一减法单元U3的第一输入端；
所述第一减法单元U3接收参考电压信号的平方值u2 r、直流电压检测信号的平方值u2 o，进行减法运算(u2 r-u2 o)，得到电压平方差，传给电压平方外环单元U4的输入端；
所述电压平方外环单元U4接收电压平方差(u2 r-u2 o)，进行PID调节或其他控制算法，得到电压平方控制量，传给第一限幅单元U5的输入端；
所述第一限幅单元U5接收电压平方控制量，进行限幅，得到限幅后电压平方控制量，传给乘法单元U9的第二输入端；
所述PLL单元U6接收输入交流电压检测信号的绝对值|ui|，进行锁相环(PLL)运算，得到与电网电压同步的正弦半波电压，传给基波电压单元U7的输入端；
所述基波电压单元U7接收与电网电压同步的正弦半波电压，经过归一化运算，得到单位幅值的正弦半波电压，传给第三平方单元U8的输入端；
所述第三平方单元U8接收单位幅值的正弦半波电压，进行平方运算，得到单位幅值的正弦半波电压的平方值，传给乘法单元U9的第一输入端；
所述乘法单元U9接收限幅后电压平方控制量、单位幅值正弦半波电压的平方值，进行乘法运算，得到电压平方积，传给第二减法单元U11的第一输入端；
所述第四平方单元U10接收升压电感电流检测值iR1，进行平方运算，得到升压电感电流检测值的平方值i2 R1，传给第二减法单元U11的第二输入端；
所述第二减法单元U11接收电压平方积、升压电感电流检测值的平方值，进行减法运算，前者减去后者，得到电流平方差，传给电流平方内环单元U12的输入端；
所述电流平方内环单元U12接收电流平方差，进行PID调节或其他控制算法，得到电流平方控制量，传给第二限幅单元U13的输入端；
所述第二限幅单元U13接收电流平方控制量，得到限幅后电流平方控制量，传给加法单元U15的第二输入端；
所述补偿单元U14得到补偿脉冲，补偿脉冲与电网电压过零同步，传给加法单元U15的第一输入端；
所述载波单元U16得到锯齿载波，传给比较单元U17的第二输入端；
所述加法单元U15接收限幅后电流平方控制量、补偿脉冲，进行加法运算，得到最终控制量，传给比较单元U17的第一输入端；
所述比较单元U17接收最终控制量、锯齿载波，进行比较运算，得到原始脉冲信号，传给驱动单元U18的输入端；
所述驱动单元U18接收原始脉冲信号，进行电平转移和功率放大，得到驱动脉冲，作为功率电路中IGBT S1的驱动脉冲，从而完成控制电路控制功率电路的目标，实现无源器件的直接储能控制；
所述功率电路为单相功率因数校正电路，包括五只二极管、一只IGBT、一只升压电感、一只电解电容、五只电阻、一只交流电容，其中：
所述第一～第四二极管构成不控整流桥，其中，第一二极管与第三二极管共阴极相连后形成不控整流桥的正极，第二二极管与第四二极管共阳极相连后形成不控整流桥的负极，第一二极管阳极与第二二极管阴极相连后形成第一桥臂，第一桥臂中点与交流电源火线和第一交流电容的一端相连，第三二极管阳极与第四二极管阴极相连后形成第二桥臂，第二桥臂中点与交流电源零线和第一交流电容的另一端相连；
所述不控整流桥正极与第一升压电感的一端、第二电阻的一端相连；
所述不控整流桥负极与第一电阻的一端、第三电阻的一端相连，输出升压电感电流iR1；
所述第二电阻的另一端、第三电阻的另一端相连，得到整流后网压信号ui的绝对值|ui|；
所述第一升压电感的另一端与第五二极管的阳极、IGBT的集电极相连；
所述第五二极管的阴极与第一电解电容的正极、第四电阻的一端相连，形成功率电路的输出正极；
所述第一电阻的另一端与IGBT的发射极、第一电解电容的负极、第五电阻的一端相连，形成功率电路的输出负极；
所述第四电阻的另一端、第五电阻的另一端相连，得到直流输出电压信号uo。
本发明的工作原理是采用控制电路1和功率电路2，其中控制电路1完成对功率电路2中升压电感L1和电解电容E1的直接储能控制；配套的功率电路2实现由单相交流电压到一路直流电压的功率转换，同时完成功率因数校正。
(1)所述控制电路1中,电压平方外环单元U4对接收的输出电压平方u2 o、给定电压平方u2 r的平方差(u2 r-u2 o),进行PID调节或其它调节，得到外环电压平方控制量，并经由第一限幅单元U5限幅；
(2)所述基波电压单元U7，对接收的PLL后网侧交流电压的绝对值|ui|进行幅值调整，得到单位幅值的网侧交流电压，并经过第三平方单元U8后，得到基准的网侧交流电压的平方电压；
(3)所述乘法单元U9，对接收的基准网侧交流电压的平方电压、限幅后外环电压平方控制量求取乘积，得到内环电流平方给定量；
(4)所述电流平方内环单元U12，对内环电流平方给定量进行PID调节或其它控制调节，得到内环电流平方控制量，并经由第二限幅单元U13限幅；
(5)在网压过零附近，由于限幅后的内环电流平方控制量的导数较低，会引起控制不敏感，不利于电流波形正弦化；因此所述补偿单元U14提供补偿，该补偿为与网压过零后开始的、同步的、低幅值的窄脉冲序列，幅值处于0.1～0.25之间，用于改善过零附近电流波形正弦度(说明：除了过零以外的其它位置，内环电流平方控制量的导数较高，非常有利于电流波形正弦化)；
(6)所述比较单元U17，将增加补偿后的内环电流平方控制量，即最终控制量，与载波单元U16输出的三角载波进行比较，并经过驱动单元U18后得到驱动脉冲，用于驱动功率电路2中IGBT S1；
(7)所述功率电路2中，IGBT S1接受驱动脉冲，进行通断工作，改变电路结构，使升压电感储能和释放能量，供电解电容和后级负载使用，并维持电解电容电压即输出电压恒定，同时使得升压电感L1电流呈现正弦半波形状，反射到网侧经过第一交流电容C1的滤波作用，得到与网压同步的正弦电流，功率因数接近1。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
(1)控制电路设计采用升压电感、电解电容的直接储能控制，增加了功率电路中升压电感电流、电解电容电压的动态响应速度；(2)为了进一步改善网压过零附件的电流波形，增加了与网压过零后开始的、同步的、低幅值的窄脉冲序列，改善了限幅后的内环电流平方控制量，获得更好的控制效果；(3)本发明申请的物理含义已经不是常规电压或电流控制、也不是电压与电路乘积(即功率)的控制，而是升压电感L1储能和电解电容E1直接储能的控制，因此可以进行推广，升压电感L1电流和电解电容E1电压n次方的控制，理论上n≥0，可以为正整数，也可以为正的非整数。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明原理图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
如图1所示，本实施例提供一种单相AC-DC变换器储能控制系统，包括控制电路1和功率电路2，其中控制电路1完成对功率电路2的直接能量控制；配套的功率电路2实现由单相交流电压到一路直流电压的功率转换，同时完成网侧功率因数校正。
具体地：
所述控制电路包括18个电路单元，四只平方单元、一只电压平方外环单元、一只电流平方内环单元、两只限幅单元、一只载波单元、一只驱动单元、一只补偿单元、一只PLL(锁相环)单元、两只减法单元、一只加法单元、一只乘法单元、一只比较单元和一只基波电压单元，其中：
所述第一平方单元U1接收输出直流电压检测信号uo，进行平方运算，得到输出直流电压检测信号的平方值u2 o，传给第一减法单元U3的第二输入端2；
所述第二平方单元U2接收输出参考电压信号ur，进行平方运算，得到输出参考电压信号的平方值u2 r，传给第一减法单元U3的第一输入端1；
所述第一减法单元U3接收输出参考电压信号的平方值u2 r、输出直流电压检测信号的平方值u2 o，进行减法运算(u2 r-u2 o)，得到电压平方差，传给电压平方外环单元U4的输入端；
所述电压平方外环单元U4接收电压平方差(u2 r-u2 o)，进行PID调节或其他控制算法，得到电压平方控制量，传给第一限幅单元U5的输入端；
所述第一限幅单元U5接收电压平方控制量，进行限幅，得到限幅后电压平方控制量，传给乘法单元U9的第二输入端2；
所述PLL单元U6接收输入交流电压检测信号的绝对值|ui|，进行锁相环(PLL)运算，得到与电网电压同步的正弦半波电压，传给基波电压单元U7的输入端；
所述基波电压单元U7接收与电网电压同步的正弦半波电压，经过归一化运算，得到单位幅值的正弦半波电压，传给第三平方单元U8的输入端；
所述第三平方单元U8接收单位幅值的正弦半波电压，进行平方运算，得到单位幅值的正弦半波电压的平方值，传给乘法单元U9的第一输入端1；
所述乘法单元U9接收限幅后电压平方控制量、单位幅值正弦半波电压的平方值，进行乘法运算，得到电压平方积，传给第二减法单元U11的第一输入端1；
所述第四平方单元U10接收升压电感电流检测值iR1，进行平方运算，得到升压电感电流检测值的平方值i2 R1，传给第二减法单元U11的第二输入端2；
所述第二减法单元U11接收电压平方积、升压电感电流检测值的平方值，进行减法运算，前者减去后者，得到电流平方差，传给电流平方内环单元U12的输入端；
所述电流平方内环单元U12接收电流平方差，进行PID调节或其他控制算法，得到电流平方控制量，传给第二限幅单元U13的输入端；
所述第二限幅单元U13接收电流平方控制量，得到限幅后电流平方控制量，传给加法单元U15的第二输入端2；
所述补偿单元U14得到补偿脉冲，补偿脉冲与电网电压过零同步，传给加法单元U15的第一输入端1；
所述载波单元U16得到锯齿载波，传给比较单元U17的第二输入端2；
所述加法单元U15接收限幅后电流平方控制量、补偿脉冲，进行加法运算，得到最终控制量，传给比较单元U17的第一输入端1；
所述比较单元U17接收最终控制量、锯齿载波，进行比较运算，得到原始脉冲信号，传给驱动单元U18的输入端；
所述驱动单元U18接收原始脉冲信号，进行电平转移和功率放大，得到驱动脉冲，作为功率电路2中IGBT S1的驱动脉冲，从而完成控制电路1控制功率电路2的目标，实现无源器件的直接储能控制；
说明：升压电感L1储能公式为WL1＝0.5L1iL1 2，电解电容E1储能公式为WE1＝0.5E1uE1 2。
所述功率电路2为典型的单相功率因数校正电路，包括五只二极管、一只IGBT、一只升压电感、一只电解电容、五只电阻、一只交流电容，其中：
所述第一～第四二极管构成不控整流桥，其中，第一二极管与第三二极管共阴极相连后形成不控整流桥的正极，第二二极管与第四二极管共阳极相连后形成不控整流桥的负极，第一二极管阳极与第二二极管阴极相连后形成第一桥臂，第一桥臂中点与交流电源火线和第一交流电容的一端相连，第三二极管阳极与第四二极管阴极相连后形成第二桥臂，第二桥臂中点与交流电源零线和第一交流电容的另一端相连；
所述不控整流桥正极与第一升压电感的一端、第二电阻的一端相连；
所述不控整流桥负极与第一电阻的一端、第三电阻的一端相连；
所述第二电阻的另一端、第三电阻的另一端相连，得到整流后网压信号；
所述第一升压电感的另一端与第五二极管的阳极、IGBT的集电极相连；
所述第五二极管的阴极与第一电解电容的正极、第四电阻的一端相连，形成功率电路2的输出正极；
所述第一电阻的另一端与IGBT的发射极、第一电解电容的负极、第五电阻的一端相连，形成功率电路2的输出负极；
所述第四电阻的另一端、第五电阻的另一端相连，得到直流输出电压信号。
本实例中：交流输入电压宽范围，220V±15％，工频50Hz或60Hz，额定输出电压平均值为330V，网侧功率为5kW。
IGBT斩波频率：35kHz；
IGBT S1：快速，600V，75A/100℃；
电解电容E1：400V，7x680μF，7只并联；
二极管不控整流桥D1－D4：600V，35A/100℃；
升压电感L1：750μH，30A，硅钢；
电阻R1：10mΩ，7.5W，无感；
电阻R2、R4：300kΩ，1/4W；
电阻R3、R4：1kΩ，1/4W。
本实施例的工作原理：控制电路1完成对功率电路2中升压电感L1和电解电容E1的直接储能控制；配套的功率电路2实现由单相交流电压到一路直流电压的功率转换，同时完成功率因数校正:
(1)电压平方外环控制环节，即电解电容E1储能控制，由第一平方单元U1、第二平方单元U2、第一减法单元U3、电压平方外环单元U4、第一限幅单元U5构成，接收输出电压瞬时值uo和输出电压参考值ur，先后经过平方运算、减法运算、电压平方外环控制运算以及限幅，得到限幅后的输出电压平方的控制量，该控制量负责维持功率电路2的电解电容E1的储能不变，即输出电压保持不变，达到单相AC-DC变换器输出电压稳定不变的目的；
(2)电感电流平方参考环节，由PLL单元U6、基波电压单元U7、第三平方单元(U8)、乘法单元U9构成，接收输入交流电压检测信号的绝对值|ui|，先后经过PLL(锁相环)运算、基波电压运算、平方运算和乘法运算，得到电感电流平方参考量；
(3)电流平方内环控制环节，即升压电感L1储能控制，由第四平方单元U10、第二减法单元U11、电流平方内环单元U12、第二限幅单元U13、补偿单元U14、加法单元U15构成，接收电感电流平方参考量、升压电感电流瞬时值iR1、补偿控制量，先后经过平方运算、减法运算、电流平方内环控制运算、限幅以及加法运算，得到最终输入电流平方的控制量，该控制量负责控制功率电路2的升压电感L1的储能按照输入电压平方波形变化，即升压电感L1的电流为正弦半波波形，在经过交流电容C1的滤波后，在网侧得到正弦电流波形，且与网侧电压波形同步，达到单相AC-DC变换器输入电流波形正弦校正的目的；
电压平方外环控制环节与电流平方内环控制环节为两个核心环节，电感电流平方参考环节为辅助环节。此外，考虑到在网压过零附近，由于限幅后的电流平方内环控制量的导数较低，会引起控制的不敏感，不利于网侧电流波形正弦化，因此采用补偿单元U14在网压过零之后提供脉冲补偿，补偿脉冲幅值处于0.1～0.25之间，用于改善过零附近电流波形正弦度。
本发明技术方案的物理含义已经突破常规电压或电流控制或功率控制：(1)采用升压电感、电解电容的直接储能控制，相当于增大了比例环节，因而能够提高升压电感电流、电解电容电压的动态响应速度；(2)可以推广应用到：升压电感L1电流和电解电容E1电压n次方的控制，理论上n≥0，可以为正整数，也可以为正的非整数。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (7)

1.一种单相AC-DC变换器储能控制系统，包括控制电路和配套的功率电路，所述控制电路完成对功率电路中升压电感和电解电容的直接储能控制；配套的功率电路为单相AC-DC变换器，实现由单相交流电压到一路直流电压的功率转换，并获得网侧单位功率因数；
所述控制电路包括四只平方单元、一只电压平方外环单元、一只电流平方内环单元、两只限幅单元、一只载波单元、一只驱动单元、一只补偿单元、一只PLL单元、两只减法单元、一只加法单元、一只乘法单元、一只比较单元和一只基波电压单元，其中：
所述第一平方单元(U1)接收直流电压检测信号uo，进行平方运算，得到输出直流电压检测信号的平方值u2 o，传给第一减法单元(U3)的第二输入端；
所述第二平方单元(U2)接收输出参考电压信号ur，进行平方运算，得到输出参考电压信号的平方值u2 r，传给第一减法单元(U3)的第一输入端；
所述第一减法单元(U3)接收参考电压信号的平方值u2 r、直流电压检测信号的平方值u2 o，进行减法运算(u2 r-u2 o)，得到电压平方差，传给电压平方外环单元(U4)的输入端；
所述电压平方外环单元(U4)接收电压平方差(u2 r-u2 o)，进行PID调节或采用控制算法，得到电压平方控制量，传给第一限幅单元(U5)的输入端；
所述第一限幅单元(U5)接收电压平方控制量，进行限幅，得到限幅后电压平方控制量，传给乘法单元(U9)的第二输入端；
所述PLL单元(U6)接收输入交流电压检测信号的绝对值|ui|，进行锁相环运算，得到与电网电压同步的正弦半波电压，传给基波电压单元(U7)的输入端；
所述基波电压单元(U7)接收与电网电压同步的正弦半波电压，经过归一化运算，得到单位幅值的正弦半波电压，传给第三平方单元(U8)的输入端；
所述第三平方单元(U8)接收单位幅值的正弦半波电压，进行平方运算，得到单位幅值的正弦半波电压的平方值，传给乘法单元(U9)的第一输入端1；
所述乘法单元(U9)接收限幅后电压平方控制量、单位幅值正弦半波电压的平方值，进行乘法运算，得到电压平方积，传给第二减法单元(U11)的第一输入端；
所述第四平方单元(U10)接收升压电感电流检测值iR1，进行平方运算，得到升压电感电流检测值的平方值i2 R1，传给第二减法单元U11的第二输入端；
所述第二减法单元(U11)接收电压平方积、升压电感电流检测值的平方值，进行减法运算，前者减去后者，得到电流平方差，传给电流平方内环单元(U12)的输入端；
所述电流平方内环单元(U12)接收电流平方差，进行PID调节或采用控制算法，得到电流平方控制量，传给第二限幅单元(U13)的输入端；
所述第二限幅单元(U13)接收电流平方控制量，得到限幅后电流平方控制量，传给加法单元(U15)的第二输入端；
所述补偿单元(U14)得到补偿脉冲，补偿脉冲与电网电压过零同步，传给加法单元(U15)的第一输入端；
所述载波单元(U16)得到锯齿载波，传给比较单元(U17)的第二输入端；
所述加法单元(U15)接收限幅后电流平方控制量、补偿脉冲，进行加法运算，得到最终控制量，传给比较单元(U17)的第一输入端；
所述比较单元(U17)接收最终控制量、锯齿载波，进行比较运算，得到原始脉冲信号，传给驱动单元(U18)的输入端；
所述驱动单元(U18)接收原始脉冲信号，进行电平转移和功率放大，得到驱动脉冲，作为功率电路(2)中IGBT的驱动脉冲，从而完成控制电路(1)控制功率电路(2)的目标，实现无源器件的直接储能控制。
2.根据权利要求1所述的单相AC-DC变换器储能控制系统，其特征在于：所述功率电路为单相功率因数校正电路，包括五只二极管、一只IGBT、一只升压电感、一只电解电容、五只电阻、一只交流电容，其中：
所述第一～第四二极管构成不控整流桥，其中：第一二极管与第三二极管共阴极相连后形成不控整流桥的正极，第二二极管与第四二极管共阳极相连后形成不控整流桥的负极，第一二极管阳极与第二二极管阴极相连后形成第一桥臂，第一桥臂中点与交流电源火线和第一交流电容的一端相连，第三二极管阳极与第四二极管阴极相连后形成第二桥臂，第二桥臂中点与交流电源零线和第一交流电容的另一端相连；
所述不控整流桥正极与第一升压电感的一端、第二电阻的一端相连；
所述不控整流桥负极与第一电阻的一端、第三电阻的一端相连，输出升压电感电流iR1；
所述第二电阻的另一端、第三电阻的另一端相连，得到整流后网压信号ui的绝对值|ui|；
所述第一升压电感的另一端与第五二极管的阳极、IGBT的集电极相连；
所述第五二极管的阴极与第一电解电容的正极、第四电阻的一端相连，形成功率电路的输出正极；
所述第一电阻的另一端与IGBT的发射极、第一电解电容的负极、第五电阻的一端相连，形成功率电路的输出负极；
所述第四电阻的另一端、第五电阻的另一端相连，得到直流输出电压信号uo。
3.根据权利要求1或2所述的单相AC-DC变换器储能控制系统，其特征在于：所述第一平方单元(U1)、第二平方单元(U2)、第一减法单元(U3)、电压平方外环单元(U4)、第一限幅单元(U5)构成电压平方外环控制环节即电解电容(E1)储能控制，接收输出电压瞬时值uo和输出电压参考值ur，先后经过平方运算、减法运算、电压平方外环控制运算以及限幅，得到限幅后的输出电压平方的控制量，该控制量负责维持功率电路的电解电容(E1)的储能不变，即输出电压保持不变，达到单相AC-DC变换器输出电压稳定不变的目的。
4.根据权利要求1或2所述的单相AC-DC变换器储能控制系统，其特征在于：所述PLL单元(U6)、基波电压单元(U7)、第三平方单元(U8)、乘法单元(U9)构成电感电流平方参考环节，接收输入交流电压检测信号的绝对值|ui|，先后经过PLL运算、基波电压运算、平方运算和乘法运算，得到电感电流平方参考量。
5.根据权利要求1或2所述的单相AC-DC变换器储能控制系统，其特征在于：所述第四平方单元(U10)、第二减法单元(U11)、电流平方内环单元(U12)、第二限幅单元(U13)、补偿单元(U14)、加法单元(U15)构成电流平方内环控制环节即升压电感(L1)储能控制，接收电感电流平方参考量、升压电感电流瞬时值iR1、补偿控制量，先后经过平方运算、减法运算、电流平方内环控制运算、限幅以及加法运算，得到最终输入电流平方的控制量，该控制量负责控制功率电路的升压电感(L1)的储能按照输入电压平方波形变化，即升压电感(L1)的电流为正弦半波波形，在经过交流电容(C1)的滤波后，在网侧得到正弦电流波形，且与网侧电压波形同步，达到单相AC-DC变换器输入电流波形正弦校正的目的。
6.根据权利要求5所述的单相AC-DC变换器储能控制系统，其特征在于：所述补偿单元(U14)在网压过零之后提供脉冲补偿，补偿脉冲幅值处于0.1～0.25之间，用于改善过零附近电流波形正弦度。
7.根据权利要求2所述的单相AC-DC变换器储能控制系统，其特征在于：所述功率电路中，IGBT(S1)接受驱动脉冲，进行通断工作，改变电路结构，使升压电感储能和释放能量，供电解电容和后级负载使用，并维持电解电容电压即输出电压恒定，同时使得升压电感(L1)电流呈现正弦半波形状，反射到网侧经过第一交流电容(C1)的滤波作用，得到与网压同步的正弦电流，功率因数接近1。
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