JP2024033545A - 電力変換システムおよびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流出力回路が並列接続された複数の自励式電力変換器により構成され、負荷に１０００Ａを超える大きな直流電流を負荷に供給する電力変換システムにおいて、主回路に追加要素を加えずに自励式電力変換器間の横流を抑制することができ、コンパクトかつ構成要素の高い利用率を実現する電力変換システム及びその制御方法を提供する。【解決手段】電力変換システムは、負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備えた自励式電力変換器と、自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づきリアクトルを流れる電流を制御する電流制御部を備える。【選択図】図１

Description

本発明は直流負荷に電力を供給する電力変換システムおよびその制御方法に関する。

地球温暖化の抑制に向け、カーボンフリーの燃料である水素の利活用技術が活発に研究・開発されている。それら水素需要用途に向け、大規模な水素製造も求められ、世界各国で水電解槽による水素製造の実証プロジェクトが進んでいる。

なかでも欧州では洋上風力の発電電力を活用した数十ＭＷの水素製造装置の実証プロジェクトが計画・進行しており、今後も水電解装置の大型化は継続するものと予想される。水電解槽によるＭＷ級の水素製造においては、非特許文献１のＴａｂｌｅ ６．１にその一例が示されるように、水電解槽は数百Ｖ、数千Ａという低圧・大電流特性を有し、その電源には非特許文献１のＦｉｇｕｒｅ７．４に示されるように、サイリスタ整流器による直流電流供給が適用されてきた。

サイリスタはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など自己消弧型半導体スイッチング素子に比べ、大電流供給に優位である一方、系統に大きな低次高調波電流が流出する、動作点によって力率が変わる、という欠点を有する。そのため、非特許文献１のＦｉｇｕｒｅ ８．２に示されるように、高調波フィルタや力率改善用のＳＴＡＴＣＯＭなど付帯装置を要する。また、サイリスタ整流器に供給する交流電圧は数百Ｖとなり、直流回路のみならず交流回路にも大電流を流す必要があるため、当該変圧器は大型の設備となり、数１０～数１００ＭＷ級の水電解システムにおいては、システム全体の大型化・重量化回避が課題であった。

高調波フィルタや力率改善用ＳＴＡＴＣＯＭなどの付帯設備を設置しないための方法として、整流器の自己消弧型のスイッチング素子を備える自励式電力変換器化が考えられる。自励式電力変換器による大電流直流負荷への電力供給技術として、特許文献１では複数の自励式電力変換器の直流出力端子を横流抑制用のリアクトルおよび横流検出用の電流センサを備え、無負荷時に上記自励式電力変換器間を流れる横流を検出し、自励式電力変換器の出力電圧指令値を補正する電力供給構成および制御手法が開示されている。

特開２００２－２３４３６５

Ｃｈａｌｍｅｒｓ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，"Ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｆｏｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒ ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｄｅｓｉｇｎ ｐｒｏｐｏｓａｌ ｆｏｒ ＡＣ ａｎｄ ＤＣ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ－Ｍａｓｔｅｒ’ｓ ｔｈｅｓｉｓ ｉｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ"

しかし上記特許文献１に記載の技術においては、直流出力端子に大電流で飽和しないリアクトルを追加で備える必要があり、システムの大型化が懸念される。さらに、水電解槽は供給する負荷電流に応じて電圧降下が変動するため、定格値でのみ出力電圧指令値を補正するだけでは広い電圧範囲で負荷への電力供給が求められる水電解槽用電源としては無負荷時の出力電圧の調整だけでは他の運転動作点における横流抑制機能が担保されない、という課題があった。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、直流出力回路が並列接続された複数の自励式電力変換器により構成され、負荷に１０００Ａを超える大きな直流電流を負荷に供給する電力変換システムにおいて、主回路に追加要素を加えずに上記自励式電力変換器間の横流を抑制することができ、コンパクトかつ構成要素の高い利用率を実現する電力変換システム及びその制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換システムは、変圧器を介して交流系統に連系し負荷装置に直流電力を供給する電力変換システムであって、負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備えた自励式電力変換器と、自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づき前記リアクトルを流れる電流を制御する電流制御部を備える。

本発明によれば、自励式電力変換器主回路に追加要素を加えずに自励式電力変換器の間を循環する横流を抑制することができ、コンパクトかつ構成要素の高い利用率を実現する電力変換システム及びその制御方法を構築することができる。
本発明に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施例の説明により明らかにされる。

本発明の実施例１に係る電力変換システムの全体構成を説明するための図。 電力変換システムの一部を構成する自励式電力変換器の構成を説明するための図。 自励式電力変換器を構成するセル変換器の構成を説明するための図。 電力変換システムを制御する統合制御装置の機能構成を示すブロック図。 水電解槽の電圧・電流・水素製造量の関係を示すグラフ。 統合制御装置に内包する、直流電流指令値算出器の機能構成を示すブロック図。 統合制御装置に内包する、交流電流指令値算出器と交流電流制御器の機能構成を示すブロック図。 統合制御装置に内包する、相間バランス制御器のブロック図。 統合制御装置に内包する、セルバランス制御器のブロック図。 統合制御装置に内包する、電圧指令値合成器の説明図。 統合制御装置に内包する、相電圧指令値合成器の説明図。 統合制御装置に内包する、ゲート信号生成器の説明図。 自励式電力変換器１０の等価回路の説明図。 図１３の近似回路を直流出力端子Ｐ、Ｎから見込んだ等価回路およびその簡略化した回路図。 実施例１に係る電力変換ユニットの動作例説明図。 実施例１の第２の形態における統合制御装置の説明図。 統合制御装置が内包する直流電流制御器の説明図。 実施例１の第２の形態における動作例。 本発明の実施例２に係る電力変換システムの説明図。 水電解槽ユニットの構成を説明する図。 統合制御装置１００＿ａの機能構成を説明するブロック図。 統合制御装置が内包する異常検出器の異常判定手法の説明図。 直流電流制御器の機能構成を示すブロック図。

本発明の実施例を、図を用いて以下説明する。

［実施例１］
本発明の実施例１について、図１を用いて説明する。図１には、本発明の電力変換システム１およびその負荷である水電解槽ユニット３０を示す。電力変換システム１は交流系統５０より交流電力を受電し、水電解槽ユニット３０に１０００Ａを超える大電流を供給するものである。

電力変換システム１は、大きく系統連系用の変圧器２０、自励式電力変換器１０、１１、そして統合制御装置１００により構成される。変圧器２０は３巻線変圧器であり、自励式電力変換器１０、１１に互いに絶縁された交流電圧を供給する。

自励式電力変換器１０、１１の直流出力回路は並列に接続され、自励式電力変換器１０、１１の直流出力電流の合計が負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄとして水電解槽ユニット３０に供給される。
統合制御装置１００には、交流電圧センサ４０で検出された系統電圧、自励式電力変換器１０、１１の備える電圧・電流センサ検出値、そして水電解槽ユニット３０の温度情報、そして図示しないシステム制御器より入力される運転指令ＣＯＭが入力され、自励式電力変換器１０、１１を構成する後述のセル変換器用のゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２を出力する。

図２には自励式電力変換器１０の主回路構成を示す。自励式電力変換器１０は複数のセル変換器を直列接続するＭｕｌｔｉ Ｍｏｄｕｌａｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒである。
交流入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗは、図に示すようにレグを構成するセル変換器およびバッファリアクトルの直列体の中点に接続される。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相レグは同様の構成を備えるため、Ｕ相に着目して回路構成を説明する。

Ｕ相レグはｋ個のセル変換器６０ＵＰ＿１、６０ＵＰ＿２、…、６０ＵＰ＿ｋとバッファリアクトル７０ＵＰで構成されるＰ側アーム、そして同様にｋ個のセル変換器６０ＵＮ＿１、６０ＵＮ＿２、…、６０ＵＮ＿ｋとバッファリアクトル７０ＵＮとで構成されるＮ側アーム、により構成される。該セル変換器は交流出力端子を直列に接続されており、該セル変換器の交流出力端子の和が交流入力端子Ｕに出力される。各セル変換器は直流コンデンサを備え、該セル変換器のスイッチングタイミングをずらすことによりアームとしてマルチレベルの準交流電圧を出力することが可能であり、これにより従来の２レベルや３レベルの自励式電力変換器に比べて交流系統側に流出する高調波電流を大幅に削減することができ、高調波フィルタレスでの主回路構成が可能となる。また、アーム出力電圧に含まれる商用周波数成分は、振幅と位相を独立に制御することが可能なため、所望の力率での運転が可能である。

本実施例の各アームには、該アームを流れる電流を検出する電流センサが備えられ、自励式電力変換器の直流出力端子Ｎ側からＰ側に流れる方向を正としてアーム電流が検出され、その検出値Ｉ＿ＵＰ＿１、Ｉ＿ＵＮ＿１、Ｉ＿ＶＰ＿１、Ｉ＿ＶＮ＿１、Ｉ＿ＷＰ＿１、Ｉ＿ＷＮ＿１は統合制御装置１００に出力される。

また、直流出力端子Ｐ、Ｎより負荷に供給する電流は電流センサ７０＿Ｏｕｔにより検出され、その検出値Ｉ＿ｄｃ＿１は統合制御装置１００に出力される。直流出力端子ＰとＮの間の差電圧は電圧センサ９０＿Ｏｕｔにより検出され、その検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１は統合制御装置１００に出力される。

図２に示されるセル変換器はすべて同じ主回路構成を備える。代表例としてセル変換器６０ＵＰ＿１の主回路構成を図３を用いて説明する。

セル変換器６０ＵＰ＿１は、ＩＧＢＴと該ＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードにより構成されるスイッチングモジュールＳＷ＿Ｐ１、ＳＷ＿Ｐ２、ＳＷ＿Ｎ１、ＳＷ＿Ｎ２と、直流コンデンサ６０ＣＵＰ＿１で構成されるフルブリッジチョッパである。直流コンデンサ６０ＣＵＰ＿１の電圧は電圧センサ９０ＵＰ＿１により検出され、その検出値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿１は統合制御装置１００に出力される。また、上記スイッチングモジュールのＩＧＢＴは統合制御装置１００より出力されるゲート信号によりＯＮ・ＯＦＦ制御され、交流出力端子に所望の電圧を出力する。

上記スイッチングモジュールには定格電流が１００Ａ以上の素子が選定され、該セル変換器により構成される自励式電力変換器を並列接続することによって、１０００Ａ以上の大電流を負荷である水電解槽ユニット３０に出力する。

次に、統合制御装置１００の演算ブロックを図４を用いて説明する。統合制御装置１００は大きく水素製造演算部１００３０、単位変換器制御部１００３１、１００３２、そして表示器１００８により構成される。

統合制御装置１００は、図示しない上位制御装置から受け取る水素製造量指令値Ｈ２＿Ｇｅｎ＿Ｒｅｆ、運転指令ＣＯＭ、力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆ、そして各センサにより検出された状態量検出値が入力され、自励式電力変換器１０、１１のセル変換器を駆動するゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２を出力する。また、表示器１００８には自励式電力変換器１０、１１の直流出力電流検出値および該水素製造量指令と運転指令ＣＯＭに応じて算出される該自励式電力変換器の直流出力電流指令値を入力とし、それらをグラフ表示する。本水電解槽システムの操作者は、表示器１００８に表示されるグラフより、所望の水素製造装置に必要と算出された各自励式電力変換器の直流出力電流指令値と、その実績である直流出力電流検出値を目視することでシステムの挙動を確認することができる。

運転指令ＣＯＭは、自励式電力変換器１０、１１のゲートブロック／デブロック、および統合制御装置１００内の積分演算のクリア／アクティベーションを制御する信号である。ＣＯＭがネガティブである間はゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２はすべてＯＦＦであり、水素製造演算部１００３０、単位変換器制御部１００３１、１００３２の含む積分器はローパスフィルタを除き内部変数を含め演算がクリアされる。ＣＯＭがアクティブになると、すべての積分演算器の演算が開始され、ゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２も単位変換器制御部１００３１、１００３２の演算に従ってＯＮ、ＯＦＦが算出され、自励式電力変換器１０、１１が該ゲート信号によって電力変換を実現する。

単位変換器制御部１００３１は、交流電圧センサ４０で検出した系統電圧検出値Ｇｒｉｄ＿ｖｏｌｔａｇｅ、図示しない上位制御器より出力される力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆ、セル変換器直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＷＮ＿ｋ＿１、アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１、Ｉ＿ＵＮ＿１、Ｉ＿ＶＰ＿１、Ｉ＿ＶＮ＿１、Ｉ＿ＷＰ＿１、Ｉ＿ＷＮ＿１を入力とし、自励式電力変換器１０を構成するセル変換器の直流電圧が所定の電圧に一致し、自励式電力変換器１０の受電する電力が所望の力率に一致するよう各セル変換器の電圧指令値を算出し、ゲート信号を出力する。また、該電圧指令値には本発明の特徴である直流出力電流制御用の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１が加算されることにより、自励式電力変換器１０、１１の個別直流電流制御が可能となる。直流電流制御が可能となるメカニズムについては、後述する。

単位変換器制御部１００３２は、単位変換器制御部１００３１と同様に、系統電圧検出値、力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆ、セル変換器直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿１＿２～Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＷＮ＿ｋ＿２、アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿２、Ｉ＿ＵＮ＿２、Ｉ＿ＶＰ＿２、Ｉ＿ＶＮ＿２、Ｉ＿ＷＰ＿２、Ｉ＿ＷＮ＿２を入力とし、ゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ２を算出する。単位変換器制御部１００３２の制御ブロックは単位変換器制御部１００３１と同様のため、説明を省く。

単位変換器制御部１００３１は、交流電流指令値算出器１００４１、交流電流制御器１００５１、相間バランス制御器１００６１、セル電圧バランス制御器１００７１、電圧指令値合成器１００８１、そしてゲート信号生成器１００９１により構成される。

交流電流指令値算出器１００４１は、上記セル変換器直流電圧検出値の平均値が所定の値に一致するよう系統に出力する有効電流指令値Ｉｓｄ＿ｒｅｆ１を算出する。また、自励式電力変換器１０の力率が力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆに一致するよう、系統に出力する無効電流指令値Ｉｓｑ＿ｒｅｆを算出する。

また、系統電圧検出値より電力変換システム１の連系する交流系統の正相電圧位相θを算出し、該位相角をもとに現在自励式電力変換器１０が系統側に出力する有効電流Ｉｓｄ＿１、無効電流Ｉｓｑ＿１、そして交流電流制御のフィードフォワード演算に用いる系統電圧ｄ軸成分フィルタ値Ｖｓｄ＿ｆｉｌ、系統電圧ｑ軸成分フィルタ値を算出し、交流電流制御器１００５１に出力する。交流電流制御器１００５１は交流電流指令値算出器１００４１からの出力信号をもとに、有効電流Ｉｓｄ＿１、無効電流Ｉｓｑ＿１がそれぞれの指令値であるＩｓｄ＿ｒｅｆ１、Ｉｓｑ＿ｒｅｆ１に一致するよう交流電流制御用電圧指令値（交流電圧指令値）Ｖｕ＿ｒｅｆ１、Ｖｖ＿ｒｅｆ１、Ｖｗ＿ｒｅｆ１を算出し、電圧指令値合成器１００８１に出力する。詳細は図７を用いて後述する。

相間バランス制御器１００６１は、アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１、Ｉ＿ＵＮ＿１、Ｉ＿ＶＰ＿１、Ｉ＿ＶＮ＿１、Ｉ＿ＷＰ＿１、Ｉ＿ＷＮ＿１を入力とし、各相のレグに流れる直流電流成分がバランスするよう、補正電圧指令値を算出し、その算出結果を電圧指令値合成器１００８１に出力する。詳細は図８を用いて後述する。

セル電圧バランス制御器１００７１は、アーム内のセル変換器の直流コンデンサ電圧がバランスするよう、補償電圧指令値を算出し、その算出結果を電圧指令値合成器１００８１に出力する。詳細は図９を用いて後述する。

電圧指令値合成器１００８１は、交流電流制御器１００５１、相間バランス制御器１００６１、セル電圧バランス制御器１００７１の出力、および水素製造演算部１００３０の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１を合成することで各セル変換器の交流電圧指令値を算出し、その結果をゲート信号生成器１００９１に出力する。詳細は図１０を用いて後述する。

ゲート信号生成器１００９１は電圧指令値合成器１００８１の出力をアーム内の各セルに対して位相が等分シフトされた三角波比較をすることで各セル変換器のゲート信号群ＧａｔｅＳｉｇ１を算出し、自励式電力変換器１０に出力する。詳細は図１１を用いて後述する。

以下、単位変換器制御部の各演算器の詳細を説明する。
交流電流指令値算出器１００４１および交流電流制御器１００５１のブロック図を図７に示す。

交流電流指令値算出器１００４１の主な機能は、交流系統における電圧位相を算出すること（機能１）、自励式電力変換器１０が系統に出力する有効電力と無効電力を算出し、自励式電力変換器１０が指定された力率で交流側に出力する無効電力を制御するための無効電流指令値を算出すること（機能２）、自励式電力変換器１０のセル変換器のコンデンサ電圧の平均値が所定の値に維持されるよう有効電流指令値を算出すること（機能３）、そして算出された交流電流指令値に交流出力電流が追従するよう、あらかじめ系統電圧と自励式電力変換器１０の交流出力電圧を釣り合わせる電圧フィードフォワード項を算出すること（機能４）、である。それぞれの機能に対応する制御ブロックについて、順に説明する。

機能１：位相検出
系統電圧検出値Ｇｒｉｄ＿ｖｏｌｔａｇｅはα－β変換器１００４１＿１に入力される。α－β変換器１００４１＿１は数１に示される変換式により系統電圧のｕ相、ｖ相、ｗ相検出値より、α成分、β成分を算出し、位相検出器１００４１＿２とｄ－ｑ変換器１００４１＿３に出力する。

位相検出器１００４１＿２では内部発振した正弦波ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔを用いて数２で示されるｄ－ｑ変換を行い、算出結果のｑ軸成分がゼロになるようωを補正することで系統位相を算出するＰｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ（ＰＬＬ）により正相電圧位相θ（＝ωｔ）を算出する。

ここで、Ｖｓα、Ｖｓβは系統電圧検出値のα成分、β成分、Ｖｓｄ、Ｖｓｑは内部発振した正弦波ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔによりｄ－ｑ変換された系統電圧のｄ軸成分、ｑ軸成分である。ＰＬＬは系統連系変換器における位相検出で多用されるロジックであるため、内部発振角周波数ωの補正ロジックなどの詳細説明は省略する。
位相検出器１００４２＿１はその算出結果であるθをｄ－ｑ変換器１００４１＿３、１００４１＿１０、そして交流電流制御器１００５１に出力する。

機能２：無効電流指令値算出
本機能は、系統電圧および自励式電力変換器１０の系統出力電流のｄ－ｑ成分の算出、それらを入力とした自励式電力変換器１０の系統出力有効電力および無効電力の算出、そして有効電力と力率指令値から算出される無効電力指令値と上記無効電力出力値を一致させる無効電流指令値の算出により実現される。

系統電圧のｄ－ｑ成分の算出は以下により実現される。ｄ－ｑ変換器１００４１＿３はα－β変換器１００４１＿１の出力値Ｖｓα、Ｖｓβと位相θを入力とし、数３で示されるように固定座標系の系統電圧α成分、β成分を回転座標変換し、ｄ軸成分、ｑ軸成分を算出する。

算出された系統電圧ｄ軸成分Ｖｓｄ、ｑ軸成分Ｖｓｑはローパスフィルタ１００４１＿４、１００４１＿５、およびＰＱ算出器１００４１＿１１に出力される。

系統出力電流のｄ－ｑ成分の算出は以下で実現される。アーム電流の検出値Ｉ＿ＵＰ＿１とＩ＿ＵＮ＿１は減算器１００４１＿６に入力される。この差より、自励式電力変換器１０が変圧器２０に向かって出力される系統出力電流Ｕ相成分Ｉ＿Ｕが算出される。同様に、Ｖ相、Ｗ相のアーム電流から減算器１００４１＿７、１００４１＿８により系統出力電流のＶ相成分Ｉ＿Ｖ、Ｗ相成分Ｉ＿Ｗが算出され、Ｉ＿Ｕ、Ｉ＿Ｖ、Ｉ＿Ｗはα－β変換器１００４１＿９に出力される。α－β変換器１００４１＿９は、１００４１＿１と同様に数１の行列演算を行うことで出力電流のα成分およびβ成分を算出し、ｄ－ｑ変換器１００４１＿１０に出力する。

ｄ－ｑ変換器はｄ－ｑ変換器１００４１＿３と同様に、系統電圧位相θからｃｏｓθ、ｓｉｎθを算出し、これらを用いた回転座標変換を行うことで系統出力電流のｄ軸成分Ｉｓｄ＿１、ｑ軸成分Ｉｓｑ＿１を算出する。Ｉｓｄ＿１、Ｉｓｑ＿１はＰＱ算出器１００４１＿１１、交流電流制御器１００５１に出力される。ＰＱ算出器１００４１＿１１は、数４に従い自励式電力変換器１０の系統に出力する有効電力出力値Ｐおよび無効電力出力値Ｑを算出する。

有効電力Ｐは力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆと乗算器１００４１＿１２で乗算されることで無効電力指令値Ｑｒｅｆが算出され、該無効電力指令値とＰＱ算出器１００４１＿１１で算出された無効電力出力値Ｑが一致するよう、無効電力制御器１００４１＿１３は無効電流指令値Ｉｓｑ＿ｒｅｆ１を算出する。無効電力制御器１００４１＿１３は無効電力指令値Ｑｒｅｆと無効電力出力値Ｑの差分を入力としたＰＩ制御器により構成される。

機能３：有効電流指令値算出
交流電流指令値算出器１００４１は、自励式電力変換器１０のセル変換器のコンデンサ電圧検出値の平均値を算出し、その平均値が所定の電圧値と一致するよう有効電流を算出することで当該機能を満たす。

具体的には、自励式電力変換器１０を構成する全てのセル変換器の直流電圧検出値は平均値算出器１００４１＿１４に入力され、それらの平均値が平均直流電圧制御器１００４１＿１５に入力される。平均直流電圧制御器１００４１＿１５では、所定の電圧値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ｒｅｆと平均値算出器１００４１＿１４が一致するよう、Ｉｓｄ＿ｒｅｆ１を算出する。平均直流電圧制御器１００４１＿１５は平均値算出器１００４１＿１４の出力からＶｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ｒｅｆを減算し、その差を入力としたＰＩ制御演算をすることによりＩｓｄ＿ｒｅｆ１を算出することでセル変換器のコンデンサ電圧を維持するための交流系統との有効電力の授受を実現する。

機能４：電圧フィードフォワード項の算出
前述のとおり、ｄ－ｑ変換器１００４１＿３は、系統電圧のｄ軸成分Ｖｓｄとｑ軸成分Ｖｓｑを算出する。このＶｓｄ、Ｖｓｑに対し、ローパスフィルタ１００４１＿４と１００４１＿５でローパスフィルタ演算を行う。これによりＶｓｄとＶｓｑが含む系統電圧高調波成分に対してゲインを落としたｄ軸成分Ｖｓｄ＿ｆｉｌ、ｑ軸成分Ｖｓｑ＿ｆｉｌを算出し、これらをフィードフォワード項として交流電流制御器１００５１に出力する。これにより、商用周波数成分に対しては位相遅れやゲイン低下がなく、電源高調波については統合制御装置１００の演算遅れや自励式電力変換器１０のスイッチング周波数に起因する遅れによる高調波増幅を回避したフィードフォワードが可能となる。

次に、交流電流制御器１００５１の演算ブロックについて説明する。交流電流指令値算出器１００４１により算出された、有効電流指令値Ｉｓｄ＿ｒｅｆ１、無効電流指令値Ｉｓｑ＿ｒｅｆ１および自励式電力変換器１０の出力する有効電流Ｉｓｄ＿１、無効電流Ｉｓｑ＿１はそれぞれ電流制御器１００５１＿１、１００５１＿２に入力される。電流制御器１００５１＿１、１００５１＿２はｄ軸成分とｑ軸成分それぞれに対し、電流指令値と出力電流の差分をそれぞれ算出し、その差をゼロとするよう自励式電力変換器１０の交流出力電圧の補正値Ｖｄ＿ｒｅｆ１、Ｖｑ＿ｒｅｆ１を算出する。具体的には上記差分をＰＩ制御器の入力とすることで補正値Ｖｄ＿ｒｅｆ１、Ｖｑ＿ｒｅｆ１を算出する。

加算器１００５１＿３、１００５１＿４は交流電流指令値算出器で算出した電圧フィードフォワード項と上記補正値に対し、ｄ軸成分、ｑ軸成分それぞれで加算し、その和を逆ｄ－ｑ変換器１００５１＿５に出力する。

逆ｄ－ｑ変換器は加算器１００５１＿３の出力Ｖｑ＿ｒｅｆ１、加算器１００５１＿４の出力Ｖｄ＿ｒｅｆ１、そして交流電流指令値算出器１００４１から入力される系統電圧位相から数５に示される行列演算を施し、固定座標上の交流電圧指令値Ｖα＿ｒｅｆ１、Ｖβ＿ｒｅｆ１を算出し、２相３相変換器１００５１＿６に出力する。

２相３相変換器１００５１＿６は、逆ｄ－ｑ変換器の出力に対し、数６に示される行列演算を施すことで３相の交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１、Ｖｖ＿ｒｅｆ１、Ｖｗ＿ｒｅｆ１を算出する。

２相３相変換器１００５１＿６の出力は、電圧指令値合成器１００８１に入力される。

次に、相間バランス制御器１００６１の演算ブロックを図８を用いて説明する。
アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１、Ｉ＿ＵＮ＿１、Ｉ＿ＶＰ＿１、Ｉ＿ＶＮ＿１、Ｉ＿ＷＰ＿１、Ｉ＿ＷＮ＿１はＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに加算器１００６１＿１、１００６１＿２、１００６１＿３で加算され、その和をゲイン乗算器１００６１＿４、１００６１＿５、１００６１＿６で１／２倍することにより、各相のレグを直流出力端子Ｎ側からＰ側に流れる電流を算出する。乗算器１００６１＿４、１００６１＿５、１００６１＿６の出力は加算器１００６１＿７および減算器１００６１＿９、１００６１＿１０、１００６１＿１１に入力される。

加算器１００６１＿７ではＵ相、Ｖ相、Ｗ相のレグを流れる電流が加算され、その和をゲイン乗算器１００６１＿８で１／３倍することにより平均値を算出する。該平均値を減算器１００６１＿９、１００６１＿１０、１００６１＿１１に出力する。これにより、各相のレグを貫通して流れる電流成分の平均値に対し、各相レグを流れる電流の差分を算出でき、その差に対し補償ゲインを乗算するゲイン乗算器１００６１＿１２、１００６１＿１３、１００６１＿１４で定数倍した値を相間のレグ電流をバランスさせるための電圧指令値ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１として電圧指令値合成器１００８１に出力する。ここで、該電圧指令値ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１はレグ通貫電流の平均値に対する差分を定数倍して算出した値であるため、ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１の和はゼロとなる。

次に、セル電圧バランス制御器１００７１を図９を用いて説明する。
セル電圧バランス制御器１００７１は、６つのアーム内セル電圧バランス制御器により構成される。該アーム内セル電圧制御器はすべて同様の構成を備えるため、代表例としてＵ相Ｐ側アームのアーム内セル電圧バランス制御器１００７１＿１を取り上げ、その演算ブロックを説明する。

アーム内セル電圧バランス制御器１００７１＿１はＵ相Ｐ側アームを構成するセル変換器の直流コンデンサ電圧検出値であるセル変換器直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿１＿１、Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿２＿１、・・・、Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿ｋ＿１、およびアーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１を入力とし、該セル電圧検出値の平均値から差分とアーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１の極性に応じてセル変換器の直流コンデンサ電圧をバランスするよう各セル変換器の出力電圧指令の補償値Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１、Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿２＿１、・・・、Ｖｄｃ＿ＵＰ＿ｋ＿１を算出する。

具体的には、上記セル変換器の直流コンデンサ電圧検出値に対し、系統電圧の２倍の周波数以上に対して減衰効果を持つローパスフィルタ１００７１＿１＿１＿１、１００７１＿１＿１＿２、１００６１＿１＿１＿ｋを各コンデンサ検出値に対して施す。これは、セル変換器が単相変換器であり、原理上セル変換器のコンデンサ電圧には系統周波数の２倍の周期の変動が生じ、本周波数成分が補償値に混入するとセル変換器の出力電圧にも同様に脈動が重畳し、意図しない低次高調波電流を系統に流出することになる。そのため、上記ローパスフィルタにより原理的に生じるコンデンサ脈動周波数成分を除去する。

上記ローパスフィルタの出力は減算器１００７１＿１＿３＿１～１００７１＿１＿３＿ｋ、および平均値算出器１００７１＿１＿２に入力され、各ローパスフィルタの出力平均値に対する差分を上記減算器で算出し、その差がゲイン乗算器１００７１＿１＿４＿１～１００７１＿１＿４＿ｋに出力される。
上記ゲイン乗算器では、上記平均値から差分に比例した補償電圧値を算出し、乗算器１００７１＿１＿５＿１～１００７１＿１＿５＿ｋにそれぞれ出力する。

各セルのコンデンサの充電電流は、アーム電流と出力電圧の積で決まる。そのため、本アーム内セル電圧バランス制御器では、アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１の極性により補償電圧の符号を変える。具体的にはアーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１をアーム電流極性判定器１００７１＿１＿６に入力し、該判定器は上記アーム電流検出値が正であれば１を、負であれば－１を乗算器１００７１＿１＿５＿１～１００７１＿１＿５＿ｋに出力する。これによりアーム電流の極性を補償電圧値に反映することが可能となる。乗算器１００７１＿１＿５＿１～１００７１＿１＿５＿ｋの出力はＵ相Ｐ側のアーム電圧指令値補償値Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿ｋ＿１として電圧指令値合成器１００８１に出力される。ここで、Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿ｋ＿１は、各セル変換器のコンデンサ電圧検出値の平均値に対する差分に比例した値であるため、その総和はゼロとなる。

上記では、Ｕ相Ｐ側のアーム内セル電圧バランス制御器について説明したが、同様にＵ相Ｎ側アーム、Ｖ相Ｐ側アーム、Ｖ相Ｎ側アーム、Ｗ相Ｐ側アーム、そしてＷ相Ｎ側アームに対しても同様に各アームの状態量を入力し、同様の演算を施すことにより各アームにおける電圧指令値補償値を算出し、その演算結果は電圧指令値合成器１００８１に出力される。

次に、電圧指令値合成器１００８１の演算ブロックを図１０、図１１を用いて説明する。上述のように、交流電流制御器１００５１の出力である交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１、Ｖｖ＿ｒｅｆ１、Ｖｗ＿ｒｅｆ１、相間バランス制御器１００６１の出力ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１、セル電圧バランス制御器１００７１の出力Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｃｌｃ＿ＷＮ＿ｋ＿１、そして後述の直流電流制御器１００２１の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１が電圧指令値合成器１００８１に入力され、その合成結果はゲート信号生成器１００９１に出力される。

電圧指令値合成器１００８１は上記入力信号に対してＵ相の電圧指令値を合成する相電圧指令値合成器１００８１＿Ｕ＿１、Ｖ相の電圧指令値を合成する相電圧指令値合成器１００８１＿Ｖ＿１、Ｗ相の電圧指令値を合成する相電圧指令値合成器１００８１＿Ｗ＿１により構成され、各相電圧指令値合成器の演算ブロックは同様である。ここでは、代表としてＵ相の相電圧指令値合成器１００８１＿Ｕ＿１を例に演算ブロックを説明する。

図１１に相電圧指令値合成器１００８１＿Ｕ＿１のブロック図を示す。Ｕ相Ｐ側のセル変換器の電圧指令値を合成するセル電圧指令値合成器１００８１＿ＵＰ＿１～１００８１＿ＵＰ＿ｋ、Ｕ相Ｎ側のセル変換器の電圧指令値を合成するセル電圧指令値合成器１００８１＿ＵＮ＿１～１００８１＿ＵＮ＿ｋにより構成される。

図１１に示されるように、Ｕ相Ｐ側のセル電圧指令値合成器は他の電圧指令値もしくは補償値に対して交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１をマイナスの符号で重畳させ、Ｕ相Ｎ側のセル電圧指令値合成器では他の電圧指令値もしくは補償値に対して交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１をプラスの符号で重畳させる。これにより、交流成分に対しては自励式電力変換器１０の直流出力端子Ｐ、Ｎをそれぞれ中点とした回路が構築される。また、交流出力電流はＰ側アームとＮ側アームに等しく流れる。そのため、バッファリアクトル７０ＵＰと７０ＵＮに生じる交流電流起因の電圧降下は振幅は等しく極性が異なるため、レグに生じる電圧降下としては相殺される。

各セル電圧指令値合成器の出力Ｖｒｅｆ＿ＵＰ＿１～Ｖｒｅｆ＿ＵＰ＿ｋ、Ｖｒｅｆ＿ＵＮ＿１～Ｖｒｅｆ＿ＵＮ＿ｋはＵ相電圧指令値合成値としてゲート信号生成器１００９１に出力される。

図１２には、ゲート信号生成器１００９１のブロック図を示す。電圧指令値合成器１００８１から出力された、各セル変換器の交流出力電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ＵＰ＿１～Ｖｒｅｆ＿ＷＮ＿ｋは各セル変換器のゲート信号を生成するＰＷＭ変調器に入力され、上記セル変換器のＩＧＢＴのゲート信号が算出される。

ＰＷＭ変調器１００９１＿ＵＰ＿１～１００９１＿ＷＮ＿ｋは三角波を搬送波とするＰＷＭ変調器であり、各変調器の搬送波周波数は等しい。また、同一アーム内のセル変換器のゲート信号を生成するＰＷＭ変調器では搬送波を互いに１８０ｄｅｇをアーム内セル変換器数ｋで除算した値だけ位相をずらしたものとすることで、交流出力端子に出力する高調波成分を抑制する。

以上の制御器により、自励式電力変換器１０は、セル変換器のコンデンサ電圧を維持し、また系統側に出力する電力の力率を所望の値に制御することができる。

次に、本発明の新規な点である、自励式電力変換器の直流出力電流制御ロジックについて、図４に戻り説明する。

自励式電力変換器１０、１１の直流電流制御演算は水素製造演算部１００３０で実施される。水素製造演算部１００３０は、水素製造量指令値Ｈ２＿Ｇｅｎ＿Ｒｅｆと水電解槽ユニット３０の温度情報Ｔｅｍｐ＿ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒを入力として自励式電力変換器１０、１１の直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１、Ｉｄｃ＿ｒｅｆ２を算出する直流電流指令値算出器１００１、直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１と自励式電力変換器１０の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１、直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１をもとに直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１が直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１に一致するよう自励式電力変換器１０のセル変換器の電圧指令値を調整する直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１を算出する直流電流制御器１００２１、自励式電力変換器１１の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿２がＩｄｃ＿ｒｅｆ２に一致するようＩｄｃ＿ｒｅｆ２と自励式電力変換器１１の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿２、直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿２をもとに自励式電力変換器１１のセル変換器の電圧指令値を調整する直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ２を算出する直流電流制御器１００２２により構成される。

水電解槽の生成する水素量は、供給する電流に対して線形に変化する。図５にその特性例を示す。グラフの横軸は水素製造速度、縦軸の第一軸（左側）は水電解槽の端子電圧、縦軸の第二軸（右側）は水電解槽への入力電流を示している。符号Ａで示される曲線は端子電圧を示し、符号Ｂで示される特性は水電解槽への入力電流を示している。図５に示されるように、水素製造量と入力電流は原点を通過する一次関数で示される。

そのため、直流電流指令値算出器１００１は図６に示すように水素製造量指令値であるＨ２＿Ｇｅｎ＿Ｒｅｆ［Ｎｍ３／ｈ］を自励式電力変換器１０、１１の直流出力電流のｐｅｒ ｕｎｉｔ値に換算する単位換算器１００１１を用いて電流指令値に換算すればよい。

しかし、外気温や水電解槽に供給する水温により、水電解槽ユニットの加熱を防ぐ必要がある。そのため、水電解槽ユニットの温度情報Ｔｅｍｐ＿Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒに対し所定の温度Ｔ１を超えると１．０ｐ．ｕ．から値を減少させ、第二の所定の温度であるＴ２まで該温度が上昇した場合には水素製造量をゼロとする水素製造リミットテーブル１００１２を備える。該リミットテーブルの出力および上記単位換算器１００１１の出力は最小値算出器１００１３に入力され、最小値演算器は上記リミットテーブルで制限された直流出力電流指令値をランプリミッタ１００１４、１００１５に出力する。

ランプリミッタ１００１４は上記直流出力電流指令値と自励式電力変換器１０の運転状態を示すＳｔａｔｕｓ１を入力とし、自励式電力変換器１０が運転ステータスである１になると、上記直流電流指令値に対し所定の時間変化率で出力である直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１を上昇させる。ランプリミッタ１００１５についても同様であり、上記直流出力指令値と自励式電力変換器１１の運転状態を示すＳｔａｔｕｓ２を入力とし、自励式電力変換器１１の直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ２を算出する。ここで、Ｓｔａｔｕｓ１は運転指令ＣＯＭがアクティブのときに１、ネガティブの時に０となる状態変数であり、Ｓｔａｔｕｓ２は運転指令ＣＯＭがアクティブになってから所定時間経過後に１、ＣＯＭがネガティブになったときに０となる状態変数である。

直流電流制御器１００２１、１００２２は上記直流出力電流指令値とＶ＿ｌｏａｄ＿１、Ｖ＿ｌｏａｄ＿２、Ｉ＿ｄｃ＿１、Ｉ＿ｄｃ＿２をそれぞれ入力とし、直流電流制御器１００２１はＩｄｃ＿ｒｅｆ１とＩ＿ｄｃ＿１と一致するようＰＩ制御器によりＶｄｃ＿ｒｅｆ１を算出し、直流電流制御器１００２２はＩｄｃ＿ｒｅｆ２とＩ＿ｄｃ＿２が一致するようＰＩ制御器によりＶｄｃ＿ｒｅｆ２を算出する。

直流電流制御器１００２１と１００２２は同じブロック図を備えるため、直流電流制御器１００２１を代表として詳細を説明する。図２３に直流電流制御器１００２１のブロック図を示す。直流電流制御器１００２１は直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１と直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１を減算器１００２１＿３に入力し、その差はＰＩ制御器１００２１＿６に出力される。ＰＩ制御器１００２１＿６は入力された直流出力電流の指令値に対する検出値の差分に対しＰＩ演算を施し、その出力を加算器１００２１＿７に出力する。

一方、直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１はローパスフィルタ１００２１＿２に入力され、ローパスフィルタ１００２１＿２は、自励式電力変換器１０もしくは１１のスイッチングに起因するリプル成分を除去し、その出力を加算器１００２１＿７に出力する。

加算器１００２１＿７は２つの入力信号を加算し、Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＿１を算出する。ローパスフィルタ１００２１＿２は、水電解槽ユニット３０に残電圧があった場合でも自励式電力変換器１０に残電圧と同様の直流出力電圧を出力させ、始動時の大きな直流電流の流入を回避する意図により搭載される。

上記のように算出されたＶｄｃ＿ｒｅｆ１、Ｖｄｃ＿ｒｅｆ２を前述の電圧指令値合成器１００８１に出力することで自励式電力変換器１０、１１は指令値に従った直流出力電流を負荷に供給することができ、意図せぬ自励式電力変換器間の横流を回避できる。

自励式電力変換器１０が上記制御器により直流出力電流を制御できることを図１３および図１４を用いて、説明する。

図１３には、自励式電力変換器１０の瞬時平均値による等価回路を示す。Ｕ相Ｐ側アームは交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１によってセル変換器により出力された電圧成分の和ｖｕ、相間バランス制御によりセル変換器により出力された電圧成分の和ｖｐｈｃ＿ｕ１、そして直流電流制御器によりセル変換器により出力された電圧成分（ｖｄｃ＿ｒｅｆ１）／２、を示す可変電圧源とバッファリアクトル７０ＵＰで表される。図１１を用いて相電圧指令値合成器１００８１＿Ｕ＿１のブロック図を説明したように、交流電流制御用電圧指令値はＵ相Ｐ側アームのセル変換器群に対し、マイナスの符号で重畳される。そのため、等価回路においてもｖｕはＰ側を基準とした出力電圧成分となる。

図１３にはセル電圧バランス制御器の出力に対応する電圧源が記載されていない。これは、図９を用いたセル電圧バランス制御器の説明の中でも記載したとおり、各セル変換器へのコンデンサ電圧補償項であるＶｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿ｋ＿１の和がゼロになるため、アームを瞬時平均値で縮約した図１３にはセル電圧バランス制御器の出力を示す電圧源が現れない。

同様に、Ｕ相Ｎ側のアームは３つの電圧源とバッファリアクトル７０ＵＮの直列回路として等価回路を表すことができる。ここで、Ｕ相Ｎ側アームにおいては、交流電流制御用電圧指令値によるセル変換器出力電圧の和ｖｕはＮ側を基準とした出力電圧成分となる。Ｖ相、Ｗ相も上記説明と同様である。

図１３の等価回路を直流出力端子Ｐ、Ｎから見込んだ回路に変換したものが図１４（ａ）である。交流電流制御用電圧指令値による交流電圧はレグの中では相殺される。また、相間バランス制御によりセル変換器により出力された電圧成分ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１は、図８を用いた相間バランス制御器１００６１の説明で述べたように合計がゼロとなる。そのため、３相レグを一括で示す図１４（ａ）の等価回路には表れない。また、Ｐ側とＮ側のバッファリアクトルに交流出力電流起因で生じる電圧降下も、極性が異なり振幅が等しいため、レグの等価回路には表れない。ゆえに、直流電流制御器の出力を反映したセル変換器の出力電圧成分に対応する可変電圧源のみが等価回路に残る。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のバッファリアクトルは直流出力端子から見込むと３並列のリアクトルとなるため、インダクタンスが１／３であるリアクトル７０＿Ｐ、７０＿Ｎとしてあらわすことができる。

図１４（ａ）はリアクトルが２つ、出力の等しい可変電源が２つ直列の回路であるため、図１４（ｂ）のように整理することができる。ここで、リアクトル７０＿ＰＮのインダクタンスはリアクトル７０＿Ｐ、７０＿Ｎの２倍である。

ゆえに、自励式電力変換器１０は水電解槽ユニット３０から見込むと直流電流制御器の出力に応じた可変電圧源とリアクトルで表すことができ、直流電流指令値に応じた直流出力電流の制御が可能であることがわかる。直流電流指令値に応じた直流出力電流制御が可能となることにより、自励式電力変換器１０、１１の間に意図せぬ横流が流れることを回避できる。また、該自励式電力変換器がもともと備えるバッファリアクトルは直流出力電流制御用のインダクタンスとしても寄与することから、直流出力電流を制御可能にするために追加の主回路要素を加える必要がない。そのため、水電解槽ユニット３０に直流電流を供給するコンパクトな自励式の整流器を実現することができる。なお、本実施例においては電力変換システム１の主回路を自励式電力変換器１０、１１で構成しているが、自励式電力変換器は２台以上であっても同様の効果を奏する。

図１５には、（ａ）～（ｃ）順に電力変換システム起動時の負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄ、出力電圧ｖ＿ｌｏａｄ、そして自励式電力変換器１０のゲートブロック（ＧＢ）／デブロック（ＧＤＢ）状態を示す。図５で示すように、水電解槽は印加する電圧が所定の値を超えないと電流が流れない。そのため、上位制御装置からのＣＯＭにより時刻ｔ０でセル変換器のゲートブロックを解除し、直流電流制御器１００２１の演算を開始しても自励式電力変換器１０の出力する電圧が水電解槽ユニットの水素製造を開始する電圧閾値Ｖｔｈを超えるまで電流が流れない。

直流電流制御器１００２１、１００２２はＰＩ制御器で構成されるため、直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１と直流出力電流の差である領域Ａの時間積分値が上記ＰＩ制御器の積分器に蓄積される。そのため、自励式電力変換器１０、１１の出力する電圧がＶｔｈを超えても面積ＡとＢが略等しくなるまで電流オーバーシュートが生じ、水電解槽ユニットの加熱や当該自励式電力変換器の過負荷トリップを引き起こす可能性がある。

図１６には、上記懸念への対策案を盛り込んだ、実施例１の第２の形態が備える統合制御装置のブロック図を示す。図４に示す統合制御装置１００との差は、自励式電力変換器１０の直流電流制御器１００２１の代わりに直流電流制御器１００２１＿ａを備え、直流電流制御器１００２１＿ａは上記の直流出力電流におけるオーバーシュートを抑制するため、直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１を算出する制御器を２種類備えること、運転指令ＣＯＭの代替信号として直流電流指令値算出器１００１の演算開始許可フラグＥｎａｂｌｅＳｉｇ１を出力すること、直流電流制御器１００２１＿ａが自励式電力変換器１１の演算開始許可フラグＥＮＢＬを出力する点である。

図１７を用いて直流電流制御器１００２１＿ａのブロック図を説明する。
直流電流制御器１００２１＿ａは、直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１、直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１、直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１、そして運転指令ＣＯＭを入力とし、直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１、自励式電力変換器１１の演算開始許可フラグＥＮＢＬを出力する。

減算器１００２１＿ａ＿３はＩｄｃ＿ｒｅｆ１とＩ＿ｄｃ＿１を入力し、その差を算出し、ＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６に出力する。ＰＩ制御器は後述のＰＩ制御演算開始許可フラグＥｎａｂｌｅＳｉｇ１が１以外であれば内部変数をゼロに初期化し、１であれば減算器１００２１＿ａ＿３の出力に対しＰＩ演算を施し、その演算結果を加算器１００２１＿ａ＿７に出力する。加算器１００２１＿ａ＿７は後述の切り替え器１００２１＿ａ＿５の出力とＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６の出力を加算し、その和を直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１として出力する。

直流電流制御器１００２１＿ａの特徴である、直流出力電流オーバーシュートを回避する仕組みについて以降説明する。

直流電流制御器１００２１＿ａは、運転指令ＣＯＭがアクティブになってから所定の時間ｔ３まではオープンループの直流出力電圧制御を行い、ｔ３以降に直流電流制御に切り替える構成を備える。具体的には、運転指令ＣＯＭを入力とする始動時電圧指令値算出器１００２１＿ａ＿１を備え、運転指令ＣＯＭがアクティブになる時刻をｔ０とし、ｔ０から所定の時刻ｔ２までの間、オープン制御時の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＿ｏｐｅｎを０から予め定める固定値である初期直流電圧指令値ＶＩＮまでランプ状に増加させる。なお、ＶＩＮは水電解槽ユニット３０が水素製造を開始する閾値電圧Ｖｔｈに対し、数％低い値に設定することが望ましい。時刻ｔ２よりも遅い所定の時刻ｔ３になるとＰＩ制御演算開始許可フラグＥｎａｂｌｅＳｉｇ１を０から１に変化させ、ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１を遅延器１００２１＿ａ＿４、切り替え器１００２１＿ａ＿５、そしてＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６に出力する。

直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１はローパスフィルタ１００２１＿ａ＿２に入力され、該ローパスフィルタはＶ＿ｌｏａｄ＿１から高周波成分を除去し、その出力を切り替え器１００２１＿ａ＿５に出力する。

切り替え器１００２１＿ａ＿５はＥｎａｂｌｅＳｉｇ１が１以外であれば、その出力をＶｄｃ＿ｒｅｆ＿ｏｐｅｎとし、ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１が１であればその出力をローパスフィルタ１００２１＿ａ＿２の出力とする。本構成により、Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１は時刻ｔ３まではオープンループ制御時の直流電圧指令値となり、その間はＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６は内部変数がゼロに初期化されるためＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６に入力される直流出力電流の偏差によらず積分器の出力および内部変数はゼロのままとなり、電流偏差を蓄積することを回避できる。

時刻ｔ３になったタイミングにおいては、ＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６の出力は比例項のみで小さい値だが、切り替え器１００２１＿ａ＿５がローパスフィルタ１００２１＿ａ＿２の出力を加算器１００２１＿ａ＿７に出力することにより、オープンループ制御時に自励式電力変換器１０が水電解槽ユニット３０に印加していた直流電圧を直流電圧指令値にフィードフォワードすることができ、オープンループの直流電圧制御からクローズドループの直流出力電流制御へスムーズに制御切り替えができる。また遅延器１００２１＿ａ＿４は自励式電力変換器１０がクローズドループの直流電流制御に切り替えられる時刻ｔ３に対し、所定の時間が経過した時刻ｔ５にＥＮＢＬがゼロから１に切り替わるよう、時間遅延処理を施す。これにより、自励式電力変換器１０が水電解槽ユニット３０に対し電流が流れた状態で自励式電力変換器１１を起動することができ、スムーズな運転開始が可能となる。

図１８を用いて、電力変換システム１の動作波形を説明する。図１８は（ａ）～（ｅ）の順にそれぞれ負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄ、直流電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１、自励式電力変換器１０のゲートブロック／デブロック状態、ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１、ＥＮＢＬを示し、横軸は時間である。時刻ｔ０において運転指令ＣＯＭがアクティブとなり、自励式電力変換器１０のセル変換器がゲートブロックを解除する。時刻ｔ０からｔ２まで、オープン制御時の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＿ｏｐｅｎはゼロからＶＩＮに向けランプ状に上昇する。時刻ｔ３においてＥｎａｂｌｅＳｉｇ１がゼロから１に変化し、自励式電力変換器１０の制御がオープンループの直流電圧制御からクローズドループの直流出力電流制御へ切り替わる。

また、ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１を入力とし、自励式電力変換器１０の直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１はゼロから所定の値までランプ状に増加を開始する。時刻ｔ３においては水電解槽ユニット３０に出力する電圧が水素製造を開始する閾値電圧Ｖｔｈ近傍のＶＩＮまで増加しているため、直流電流制御器による直流電圧指令値補正により時刻ｔ４には自励式電力変換器１０から直流出力電流が流れ始める。そのため、直流電流制御用のＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６の積分器に蓄積される電流偏差時間積分値は図１５に示す動作例に比べて大幅に削減され、直流出力電流に現れるオーバーシュート量を低減することができる。

ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１に対して時間遅延された信号であるＥＮＢＬ信号を受け、自励式電力変換器１１はクローズドループの電流制御で起動する。時刻ｔ５においては、すでに自励式電力変換器１０が水電解槽ユニット３０に対して水素製造を開始する閾値以上の電圧を印加しているため、自励式電力変換器１１は制御切り替え機構を持たなくても過大なオーバーシュートを起こさずに水電解槽ユニット３０へ電流供給することが可能となる。

本実施例によれば、自励式電力変換器１０、１１を直流出力端において並列に接続することにより、単機で供給可能な直流電流に比べて大きな電流を負荷である水電解槽ユニットに供給することができる。また、自励式電力変換器１０、１１に対し、直流電流指令値に応じた直流出力電流制御を搭載することが可能となる。これにより、自励式電力変換器１０、１１の間に意図せぬ横流が流れ、装置の利用率が低下することを回避できる。さらに、該自励式電力変換器がもともと備えるバッファリアクトルは直流出力電流制御用のインダクタンスとしても寄与することから、直流出力電流を制御可能にするために追加の主回路要素を加える必要がない。そのため、水電解槽ユニット３０に直流電流を供給するコンパクトな自励式の整流器を実現することができる。

加えて、実施例１の第２の形態においては、自励式電力変換器１０の起動時における制御をオープンループの電圧制御とクローズドループの直流出力電流制御で切り替える機能を備えることにより、水電解槽ユニット３０に供給する電流の過大なオーバーシュートを回避することができる。

［実施例２］
本発明の実施例２について、図１９及び２０を用いて説明する。本発明の実施例２と実施例１との差は、図１９に示すように、水電解槽ユニット３０＿ａが温度情報Ｔｅｍｐ＿Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒに加えて水電解槽ユニットを構築するＮ個の水電解槽スタック３０＿１～３０＿Ｎの極間電圧検出値の検出値であるスタック電圧検出値Ｖｃ＿１～Ｖｃ＿Ｎを電力変換システム１＿ａへ出力し、電力変換システム１＿ａは負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄと該スタック電圧検出値より上記水電解槽スタックの健全性を評価し、異常を認めた場合には水電解槽ユニット３０＿ａへの負荷電流供給を停止する機能を備える点にある。負荷装置が複数の要素の直列体で構成される場合、電源側からは当該要素の異常は検出が困難である。水電解槽スタックは低電圧・大電流特性を有し、大容量化のために該スタックを直列に接続するシステムにおいては、直列数が多くなり、さらに該スタックの異常検出が困難となる。実施例２で示す電力変換システム１＿ａは、該スタックの標準的Ｖ－Ｉ特性から逸脱するスタックが存在する場合、当該スタックにおいて内部短絡などの異常が生じていることを検知し、速やかに負荷電流の供給を停止する。これにより、システム全体の安全性向上を図ることができる。実施例２において同一構成要素については同じ記号で示し、重複する説明を省く。

水電解槽ユニット３０＿ａの構成を図２０を用いて説明する。水電解槽ユニット３０＿ａは５つの水電解槽スタックの直列体で構成されるブロックが複数個直列に接続された構成を持つ。水電解槽スタックの極間電圧は電圧センサ９０＿ｓｔｃ１～９０＿ｓｔｃＮにより計測され、その検出値Ｖｃ＿１～Ｖｃ＿Ｎは電力変換システム１＿ａの統合制御装置１００＿ａに出力される。

統合制御装置１００＿ａのブロック図を図２１に示す。実施例１の統合制御装置１００との差は、水素製造制御部１００３０＿ａが水電解槽スタック状態判定器１００９を備え、該判定器は運転指令ＣＯＭを水電解槽スタックの状態判定により補正した補正運転指令ＣＯＭ２を算出し、運転指令ＣＯＭの代わりにＣＯＭ２を該統合制御装置内の演算器へ出力する点にある。

上記スタック電圧検出値Ｖｃ＿１～Ｖｃ＿Ｎは水電解槽スタック状態判定器１００９に入力される。また、該判定器１００９には自励式電力変換器１０の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１、自励式電力変換器１１の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿２、そして運転指令ＣＯＭが入力される。スタック状態判定器１００９は、Ｉ＿ｄｃ＿１とＩ＿ｄｃ＿２より負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄを算出し、水電解槽スタック３０＿１～３０＿Ｎの極間電圧の検出値であるスタック電圧検出値Ｖｃ＿１～Ｖｃ＿Ｎが標準電圧範囲内であるか、否かを判定する。

具体的には、図２２に示される横軸に負荷電流、縦軸に水電解槽スタックの電圧をプロットし、一点破線で示される標準的水電解槽のＶ－Ｉ特性に対し所定の幅を持たせた標準電圧範囲ＲＡＮＧＥ＿Ｎの中に上記プロットが存在するか、否かを判定する。ｊ番目の水電解槽スタックが内部短絡を起こしている場合、当該スタックの極間電圧は標準範囲を下回り、当該スタックのプロットが標準電圧範囲ＲＡＮＧＥ＿Ｎを逸脱する。

スタック状態判定器１００９は、すべてのスタックが標準電圧範囲にあれば運転指令ＣＯＭを補正運転指令ＣＯＭ２として各演算器に出力し、標準電圧範囲を逸脱するプロットが存在する場合は、水電解槽スタック状態判定器１００９は運転指令ＣＯＭがアクティブであっても補正運転指令ＣＯＭ２をネガティブとし、ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２をすべてＯＦＦ指令とすることで電力変換システム１＿ａの運転を停止する。

以上のような異常検出機能を備えることにより、水電解槽スタックの中に内部短絡が発生した場合には速やかに電力変換システム１＿ａの運転を停止することで負荷電流の供給を停止し、内部短絡を起こしている異常スタックに電流供給によるさらなる内部温度上昇を回避することができ、システムの安全性を向上することができる。

なお、本実施例では水電解槽スタック状態判定器１００９で異常を検出した場合には速やかに電力変換システム１＿ａを停止する構成を説明したが、異常を検出した際には自励式電力変換器１０、１１の出力する電流指令値をゼロに向かってランプ状に変化させ、その後ゲート信号をＯＦＦにする構成としても良い。このとき、異常な水電解槽スタックに長時間電流を供給することを回避するため、電流指令値をランプ状に変化させる速度は電力変換システム１＿ａを起動するときの電流指令値の上昇速度より早く設定することが望ましい。

本実施例の電力変換システム１＿ａによれば、実施例１同様に追加の主回路要素を必要とせずに自励式電力変換器１０と１１の意図せぬ直流回路を介した横流を抑制することが可能となる。また、水電解槽スタックの中に内部短絡が発生した場合には速やかに電力変換システム１＿ａの運転を停止することで負荷電流の供給を停止し、システムの安全性を向上することができる。

以上で説明した本発明の実施例によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）本発明に係る電力変換システムは、変圧器を介して交流系統に連系し負荷装置に直流電力を供給する電力変換システムであって、負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備えた自励式電力変換器と、自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づきリアクトルを流れる電流を制御する電流制御部を備える。

上記の構成を採用することにより、自励式電力変換器の間を循環する横流を抑制することができ、コンパクトかつ構成要素の高い利用率を実現する電力変換システムを構築することができる。

（２）電力変換システムは直流出力端子が並列接続された複数の自励式電力変換器により構成され、該複数の自励式電力変換器の交流端子は変圧器を介して共通の交流系統に電気的に接続され、自励式電力変換器にそれぞれ直流出力電流指令値を算出する直流電流指令値算出部と、該直流出力電流指令値と自励式電力変換器の直流出力電流とが一致するよう該自励式電力変換器の直流出力電圧を制御する直流出力電圧制御部を備える制御装置をさらに備える。これにより、最小限の構成で本発明の効果を得ることが可能になる。

（３）自励式電力変換器はマルチモジュラーコンバータである。本発明はこのような構成を備えたシステムに対して好適に適用可能である。

（４）複数の自励式電力変換器を統合制御する統合制御装置をさらに備え、統合制御装置は複数の自励式電力変換器のうちの１つが負荷装置に直流電流を供給した後に他の自励式電力変換器を起動させる。これにより、システムの運転開始をスムーズに行うことが可能になる。

（５）負荷装置に最初に直流電流を供給する自励式電力変換器の負荷供給電圧調整部は、所定の電圧を負荷装置に供給する直流出力電圧制御部と、負荷供給直流電流指令値に応じて負荷供給直流電圧を調整する直流出力電流制御部と、を備え、自励式電力変換器は該自励式電力変換器の運転開始時に直流出力電圧制御部のあとに直流出力電流制御部に制御手段を切り替える切り替え部をさらに備える。これにより、オープンループの直流電圧制御からクローズドループの直流出力電流制御へスムーズに制御切り替えを行うことが可能になる。

（６）負荷装置が水電解槽である。本発明は、水電解槽のような低圧かつ大電流特性を有する装置に適用されるべくしてなされたものである。

（７）負荷状態量に温度情報を含む。これにより、負荷装置の温度状態に応じて適切に制御することが可能になる。

（８）水電解槽が複数の水電解槽スタックの直列体を含み、負荷状態量は水電解槽スタックの極間電圧を含み、負荷装置に供給する電流と極間電圧とから水電解槽スタックの健全性を確認する健全性確認部と、健全性確認部において水電解槽スタックに異常を検出した場合は水電解槽への電流出力を停止する停止部を備える。これにより、負荷装置が複数の要素の直列体で構成される場合であっても、異常の発生を的確に検知することが可能になる。

（９）電力変換システムは負荷供給直流電流指令値と該電力変換システムから負荷に供給される負荷供給直流電流の検出値を表示する表示器を備える。これにより、システムの操作者は、表示器に表示される情報に基づき、システムの挙動を確認することが可能になる。

（１０）また本発明は、上記（１）～（９）に規定した電力変換システムに対応する電力変換システムの制御方法をも含む。

なお、本発明は、上記の実施例に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、上記の実施例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、本発明は、必ずしも説明した全ての構成を備える態様に限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能である。また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、削除したり、他の構成を追加・置換したりすることが可能である。

１・・・電力変換システム、１０，１１・・・自励式電力変換器、２０・・・変圧器、３０・・・水電解槽ユニット、１００・・・統合制御装置、ＣＯＭ・・・運転指令、１００１・・・直流電流指令値算出器、Ｔｅｍｐ＿Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒ・・・水電解槽温度情報

Claims (18)

1. 変圧器を介して交流系統に連系し負荷装置に直流電力を供給する電力変換システムであって、
   負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、
   直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備えた自励式電力変換器と、
   前記自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と前記交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づき前記リアクトルを流れる電流を制御する電流制御部を備える、
   ことを特徴とする電力変換システム。
2. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記電力変換システムは直流出力端子が並列接続された複数の前記自励式電力変換器により構成され、該複数の自励式電力変換器の交流端子は前記変圧器を介して共通の交流系統に電気的に接続され、
   前記自励式電力変換器にそれぞれ直流出力電流指令値を算出する直流電流指令値算出部と、該直流出力電流指令値と前記自励式電力変換器の直流出力電流とが一致するよう該自励式電力変換器の直流出力電圧を制御する直流出力電圧制御部を備える制御装置をさらに備える、
   ことを特徴とする電力変換システム。
3. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記自励式電力変換器はマルチモジュラーコンバータである、
   ことを特徴とする電力変換システム。
4. 請求項２に記載の電力変換システムであって、
   前記複数の自励式電力変換器を統合制御する統合制御装置をさらに備え、
   前記統合制御装置は前記複数の自励式電力変換器のうちの１つが前記負荷装置に直流電流を供給した後に他の自励式電力変換器を起動させる、
   ことを特徴とする電力変換システム。
5. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記負荷装置に最初に直流電流を供給する前記自励式電力変換器の前記負荷供給電圧調整部は、所定の電圧を前記負荷装置に供給する直流出力電圧制御部と、前記負荷供給直流電流指令値に応じて前記負荷供給直流電圧を調整する直流出力電流制御部と、を備え、
   前記自励式電力変換器は該自励式電力変換器の運転開始時に前記直流出力電圧制御部のあとに前記直流出力電流制御部に制御手段を切り替える切り替え部をさらに備える、
   ことを特徴とする電力変換システム。
6. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記負荷装置が水電解槽である、
   ことを特徴とする電力変換システム。
7. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
   前記負荷状態量に温度情報を含む、
   ことを特徴とする電力変換システム。
8. 請求項６に記載の電力変換システムであって、
   前記水電解槽が複数の水電解槽スタックの直列体を含み、
   前記負荷状態量は前記水電解槽スタックの極間電圧を含み、
   前記負荷装置に供給する電流と前記極間電圧とから前記水電解槽スタックの健全性を確認する健全性確認部と、
   前記健全性確認部において前記水電解槽スタックに異常を検出した場合は前記水電解槽への電流出力を停止する停止部を備える、
   ことを特徴とする電力変換システム。
9. 変圧器を介して交流系統に連系し負荷装置に直流電力を供給する電力変換システムの制御方法であって、
   前記電力変換システムは負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、
   自励式電力変換器と、を備え、
   前記自励式電力変換器は直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備え、
   前記自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と前記交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づき前記リアクトルを流れる電流を制御する、
   ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
10. 請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    該電力変換システムは直流出力端子が並列接続された複数の前記自励式電力変換器により構成され、
    前記複数の自励式電力変換器の交流端子は前記変圧器を介して共通の交流系統に電気的に接続し、
    前記複数の自励式電力変換器に対し個別の直流出力電流指令値を算出し、
    前記直流出力電流指令値に前記自励式電力変換器の直流出力電流が一致するよう自励式電力変換器の電圧指令値を制御する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
11. 請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    前記自励式電力変換器はマルチモジュラーコンバータである、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
12. 請求項１０に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    前記電力変換システムは前記複数の自励式電力変換器を統合制御する統合制御装置をさらに備え、該統合制御装置は前記複数の自励式電力変換器のうちの１つが前記負荷装置に直流電流を供給した後に他の自励式電力変換器を起動させる、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
13. 請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    前記負荷装置に最初に直流電流を供給する前記自励式電力変換器の負荷供給電圧調整部は、所定の電圧を前記負荷装置に供給する直流出力電圧制御部と、前記負荷供給直流電流指令値に応じて前記負荷供給直流電圧を調整する直流出力電流制御部を備え、
    前記自励式電力変換器は該自励式電力変換器の運転開始時に前記直流出力電圧制御部のあとに前記直流出力電流制御部に切り替える、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
14. 請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    前記負荷装置が水電解槽である、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
15. 請求項１０に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    前記負荷状態量は温度情報を含み、該温度情報により前記直流出力電流指令値を補正する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
16. 請求項１４に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    前記水電解槽が複数の水電解槽スタックの直列体を備え、
    前記負荷状態量は該水電解槽スタックの極間電圧を備え、
    前記電力変換システムは前記負荷装置に供給する電流と前記極間電圧とから前記水電解槽スタックの健全性を確認する健全性確認部をさらに備え、
    前記健全性確認部において前記水電解槽スタックに異常を検出した場合は前記水電解槽への電流出力を停止する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
17. 請求項１に記載の電力変換システムであって、
    前記電力変換システムは前記負荷供給直流電流指令値と該電力変換システムから前記負荷装置に供給される負荷供給電流の検出値を表示する表示器を備える、
    ことを特徴とする電力変換システム。
18. 請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    前記電力変換システムは前記負荷供給直流電流指令値と該電力変換システムから前記負荷装置に供給される負荷供給電流の検出値を表示する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
    

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