WO2024047908A1 - 電力変換システムおよびその制御方法 - Google Patents

電力変換システムおよびその制御方法 Download PDF

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WO2024047908A1
WO2024047908A1 PCT/JP2023/006389 JP2023006389W WO2024047908A1 WO 2024047908 A1 WO2024047908 A1 WO 2024047908A1 JP 2023006389 W JP2023006389 W JP 2023006389W WO 2024047908 A1 WO2024047908 A1 WO 2024047908A1
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current
conversion system
self
voltage
power
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PCT/JP2023/006389
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智道 伊藤
昌俊 杉政
啓 角谷
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株式会社日立製作所
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion system that supplies power to a DC load and a control method thereof.
  • Non-Patent Document 1 Although thyristors are superior in supplying large currents compared to self-extinguishing semiconductor switching devices such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), they also cause large low-order harmonic currents to flow into the grid, and the power factor changes depending on the operating point. It has its drawbacks. Therefore, as shown in Figure 8.2 of Non-Patent Document 1, ancillary devices such as a harmonic filter and a STATCOM for power factor correction are required.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • the AC voltage supplied to the thyristor rectifier is several hundreds of volts, and it is necessary to flow a large current not only in the DC circuit but also in the AC circuit, so the transformer is a large piece of equipment, with a power output of several tens to hundreds of MW.
  • the challenge was to avoid increasing the size and weight of the entire system.
  • Patent Document 1 discloses that the DC output terminals of a plurality of self-excited power converters are equipped with a reactor for cross-current suppression and a current sensor for cross-current detection, and are connected to a no-load state.
  • a power supply configuration and a control method are disclosed that detect a cross current flowing between the self-excited power converters and correct the output voltage command value of the self-excited power converters.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and provides a power conversion system that is configured of a plurality of self-commutated power converters in which DC output circuits are connected in parallel, and supplies a large DC current exceeding 1000A to the load.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion system and a control method thereof, which are compact and realize high utilization of components, by suppressing cross current between the self-excited power converters without adding any additional elements to the main circuit. be.
  • a power conversion system is a power conversion system that is connected to an AC system via a transformer and supplies DC power to a load device, and is configured to combine load state quantities and operation commands.
  • a self-excited type equipped with a load supply voltage adjustment section that adjusts the load supply DC voltage based on the load supply DC current command value calculated based on the load supply DC current command value, and a reactor that also functions to smooth the DC current and suppress harmonic current flowing into the AC power supply.
  • the power converter, the AC current command value for maintaining the DC capacitor voltage of the self-excited power converter at a predetermined value, and the power factor of the AC power output to the AC system side match the predetermined power factor.
  • a self-excited power converter including a current control section that controls a current flowing through the reactor based on a current command value for controlling reactive power.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the overall configuration of a power conversion system according to Example 1 of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the configuration of a self-excited power converter that forms part of a power conversion system. The figure for explaining the composition of the cell converter which constitutes a self-commutated power converter.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of an integrated control device that controls a power conversion system. A graph showing the relationship between voltage, current, and hydrogen production amount of a water electrolyzer.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the functional configuration of a DC current command value calculator included in the integrated control device.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of an AC current command value calculator and an AC current controller included in the integrated control device.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the overall configuration of a power conversion system according to Example 1 of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining the configuration of a self-excited power converter that forms part of a power conversion system.
  • FIG. 3 is a block diagram of an interphase balance controller included in the integrated control device.
  • FIG. 3 is a block diagram of a cell balance controller included in the integrated control device.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a voltage command value synthesizer included in the integrated control device.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a phase voltage command value synthesizer included in the integrated control device.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of an equivalent circuit of the self-excited power converter 10.
  • 14 is an equivalent circuit of the approximate circuit of FIG. 13 viewed from DC output terminals P and N, and a simplified circuit diagram thereof.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of an example of the operation of the power conversion unit according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram of the integrated control device in the second form of the first embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a power conversion system according to Example 2 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating the configuration of a water electrolyzer unit. The block diagram explaining the functional composition of integrated control device 100_a.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of an abnormality determination method of an abnormality detector included in the integrated control device.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the functional configuration of a DC current controller.
  • Example 1 of the present invention will be described using FIG. 1.
  • FIG. 1 shows a power conversion system 1 of the present invention and a water electrolyzer unit 30 that is its load.
  • the power conversion system 1 receives AC power from an AC system 50 and supplies a large current exceeding 1000 A to the water electrolyzer unit 30.
  • the power conversion system 1 mainly includes a transformer 20 for grid connection, self-excited power converters 10 and 11, and an integrated control device 100.
  • the transformer 20 is a three-winding transformer, and supplies the self-excited power converters 10 and 11 with alternating current voltages that are insulated from each other.
  • the DC output circuits of the self-excited power converters 10 and 11 are connected in parallel, and the sum of the DC output currents of the self-excited power converters 10 and 11 is supplied to the water electrolyzer unit 30 as a load current I_load.
  • the integrated control device 100 receives the system voltage detected by the AC voltage sensor 40, the voltage/current sensor detection values provided by the self-excited power converters 10 and 11, the temperature information of the water electrolyzer unit 30, and system control (not shown).
  • An operation command COM input from the device is input, and gate signals GateSig1 and GateSig2 for cell converters, which will be described later, forming the self-excited power converters 10 and 11 are output.
  • FIG. 2 shows the main circuit configuration of the self-excited power converter 10.
  • the self-commutated power converter 10 is a Multi Modular Converter that connects a plurality of cell converters in series.
  • AC input terminals U, V, and W are connected to the midpoint of a series body of a cell converter and a buffer reactor that constitute a leg as shown in the figure. Since the U-phase, V-phase, and W-phase legs have similar configurations, the circuit configuration will be explained focusing on the U-phase.
  • the U-phase leg is a P-side arm composed of k cell converters 60UP_1, 60UP_2, ..., 60UP_k and a buffer reactor 70UP, and similarly k cell converters 60UN_1, 60UN_2, ..., 60UN_k and a buffer reactor 70UN.
  • the N-side arm consists of:
  • the cell converters have AC output terminals connected in series, and the sum of the AC output terminals of the cell converters is output to the AC input terminal U.
  • Each cell converter is equipped with a DC capacitor, and by shifting the switching timing of the cell converter, it is possible to output multi-level quasi-AC voltage as an arm.
  • the harmonic current flowing into the AC system can be significantly reduced, making it possible to configure the main circuit without a harmonic filter.
  • the amplitude and phase of the commercial frequency component included in the arm output voltage can be controlled independently, operation at a desired power factor is possible.
  • Each arm of this embodiment is equipped with a current sensor that detects the current flowing through the arm, and the arm current is detected with the direction flowing from the DC output terminal N side to the P side of the self-excited power converter as positive.
  • the detected values I_UP_1, I_UN_1, I_VP_1, I_VN_1, I_WP_1, and I_WN_1 are output to the integrated control device 100.
  • the current supplied to the load from the DC output terminals P and N is detected by the current sensor 70_Out, and the detected value I_dc_1 is output to the integrated control device 100.
  • the voltage difference between DC output terminals P and N is detected by voltage sensor 90_Out, and its detected value V_load_1 is output to integrated control device 100.
  • the cell converters shown in FIG. 2 all have the same main circuit configuration.
  • the main circuit configuration of the cell converter 60UP_1 will be explained using FIG. 3.
  • the cell converter 60UP_1 is a full-bridge chopper that includes switching modules SW_P1, SW_P2, SW_N1, and SW_N2 each including an IGBT and a diode connected in antiparallel to the IGBT, and a DC capacitor 60CUP_1.
  • the voltage of DC capacitor 60CUP_1 is detected by voltage sensor 90UP_1, and the detected value Vdc_cell_UP_1 is output to integrated control device 100.
  • the IGBT of the switching module is ON/OFF controlled by a gate signal output from the integrated control device 100, and outputs a desired voltage to the AC output terminal.
  • An element with a rated current of 100 A or more is selected for the switching module, and by connecting self-commutated power converters constituted by the cell converters in parallel, a large current of 1000 A or more is applied to the water electrolyzer unit 30 which is the load. Output to.
  • the integrated control device 100 mainly includes a hydrogen production calculation section 10030, unit converter control sections 10031 and 10032, and a display 1008.
  • the integrated control device 100 receives a hydrogen production amount command value H2_Gen_Ref, an operation command COM, a power factor command value PF_Ref, and a state quantity detection value detected by each sensor, received from a host control device (not shown), and operates a self-excited power converter. It outputs gate signals GateSig1 and GateSig2 that drive cell converters 10 and 11.
  • the display 1008 displays the detected DC output current values of the self-excited power converters 10 and 11 and the DC output current command value of the self-excited power converters calculated according to the hydrogen production amount command and the operation command COM. as input and display them as a graph.
  • the operator of this water electrolyzer system can determine the DC output current command value of each self-excited power converter calculated as necessary for the desired hydrogen production device and the actual DC output from the graph displayed on the display 1008. The behavior of the system can be confirmed by visually observing the detected current value.
  • the operation command COM is a signal that controls gate blocking/deblocking of the self-excited power converters 10 and 11 and clearing/activation of the integral calculation within the integrated control device 100. While COM is negative, gate signals GateSig1 and GateSig2 are all OFF, and the calculations of the integrators included in the hydrogen production calculation unit 10030 and unit converter control units 10031 and 10032, including internal variables, are cleared except for the low-pass filter. . When COM becomes active, the calculations of all the integral calculators are started, and ON and OFF of the gate signals GateSig1 and GateSig2 are calculated according to the calculations of the unit converter control units 10031 and 10032, and the self-excited power converters 10 and 11 are activated. Power conversion is realized by the gate signal.
  • the unit converter control unit 10031 receives a grid voltage detection value Grid_voltage detected by the voltage sensor 40, a power factor command value PF_Ref output from a host controller (not shown), a cell converter DC voltage detection value Vdc_cell_UP_1_1 to Vdc_cell_WN_k_1, and an arm current detection value.
  • a host controller not shown
  • an arm current detection value When I_UP_1, I_UN_1, I_VP_1, I_VN_1, I_WP_1, and I_WN_1 are input, the DC voltage of the cell converter constituting the self-excited power converter 10 matches a predetermined voltage, and the power received by the self-excited power converter 10 is desired.
  • the voltage command value for each cell converter is calculated to match the power factor of , and a gate signal is output.
  • the unit converter control unit 10032 has a system voltage detection value, a power factor command value PF_Ref, a cell converter DC voltage detection value Vdc_cell_UP_1_2 to Vdc_cell_WN_k_2, an arm current detection value I_UP_2, I_UN_2, I_VP_2,
  • the gate signal GateSig2 is calculated using I_VN_2, I_WP_2, and I_WN_2 as inputs.
  • the control block of the unit converter control section 10032 is the same as that of the unit converter control section 10031, so a description thereof will be omitted.
  • the unit converter control section 10031 includes an AC current command value calculator 10041, an AC current controller 10051, an interphase balance controller 10061, a cell voltage balance controller 10071, a voltage command value synthesizer 10081, and a gate signal generator 10091. be done.
  • the AC current command value calculator 10041 calculates an effective current command value Isd_ref1 to be output to the grid so that the average value of the cell converter DC voltage detection values matches a predetermined value. Furthermore, a reactive current command value Isq_ref to be output to the grid is calculated so that the power factor of the self-excited power converter 10 matches the power factor command value PF_Ref.
  • the positive-sequence voltage phase ⁇ of the AC system connected to the power conversion system 1 is calculated from the grid voltage detection value, and based on the phase angle, the active current Isd_1 that the self-excited power converter 10 currently outputs to the grid side , reactive current Isq_1, system voltage d-axis component filter value Vsd_fil, and system voltage q-axis component filter value used for feedforward calculation of AC current control are calculated and output to AC current controller 10051.
  • the AC current controller 10051 sets voltage command values for AC current control so that the active current Isd_1 and the reactive current Isq_1 match their respective command values Isd_ref1 and Isq_ref1.
  • (AC voltage command values) Vu_ref1, Vv_ref1, and Vw_ref1 are calculated and output to the voltage command value synthesizer 10081. Details will be described later using FIG. 7.
  • the interphase balance controller 10061 receives the arm current detection values I_UP_1, I_UN_1, I_VP_1, I_VN_1, I_WP_1, and I_WN_1 as input, and calculates a corrected voltage command value so that the DC current components flowing through the legs of each phase are balanced. The result is output to voltage command value synthesizer 10081. Details will be described later using FIG. 8.
  • the cell voltage balance controller 10071 calculates a compensation voltage command value so that the DC capacitor voltages of the cell converters in the arm are balanced, and outputs the calculation result to the voltage command value synthesizer 10081. Details will be described later using FIG. 9.
  • the voltage command value synthesizer 10081 performs each cell conversion by combining the outputs of the AC current controller 10051, the interphase balance controller 10061, the cell voltage balance controller 10071, and the DC output voltage command value Vdc_ref1 of the hydrogen production calculation unit 10030. AC voltage command value of the device is calculated, and the result is output to the gate signal generator 10091. Details will be described later using FIG.
  • the gate signal generator 10091 calculates the gate signal group GateSig1 of each cell converter by comparing the output of the voltage command value synthesizer 10081 with a triangular wave whose phase is equally shifted for each cell in the arm, and automatically generates a gate signal group GateSig1 of each cell converter. It outputs to the excited power converter 10. Details will be described later using FIG. 11.
  • FIG. 1 A block diagram of the AC current command value calculator 10041 and the AC current controller 10051 is shown in FIG.
  • the main functions of the AC current command value calculator 10041 are to calculate the voltage phase in the AC system (function 1), calculate the active power and reactive power that the self-excited power converter 10 outputs to the system, and calculate the self-excited power Calculating a reactive current command value for controlling the reactive power that the converter 10 outputs to the AC side at a specified power factor (function 2), averaging the capacitor voltage of the cell converter of the self-excited power converter 10 Calculating the effective current command value so that the value is maintained at a predetermined value (function 3), and adjusting the system voltage and self-excited power converter 10 in advance so that the AC output current follows the calculated AC current command value. (Function 4): calculating a voltage feedforward term that balances the AC output voltage of The control blocks corresponding to each function will be explained in turn.
  • Phase detection system voltage detection value Grid_voltage is input to ⁇ - ⁇ converter 10041_1.
  • the ⁇ - ⁇ converter 10041_1 calculates the ⁇ component and ⁇ component from the detected values of the u-phase, v-phase, and w-phase of the system voltage using the conversion formula shown in equation 1, and calculates the ⁇ component and ⁇ component from the detected values of the u-phase, v-phase, and w-phase of the system voltage, Output to.
  • the phase detector 10041_2 uses the internally oscillated sine waves cos ⁇ t and sin ⁇ t to perform dq transformation as shown in Equation 2, and calculates the system phase by correcting ⁇ so that the q-axis component of the calculation result becomes zero.
  • Vs ⁇ and Vs ⁇ are the ⁇ component and ⁇ component of the detected value of the system voltage
  • Vsd and Vsq are the d-axis and q-axis components of the system voltage that have been dq-converted by internally oscillated sinusoids cos ⁇ t and sin ⁇ t. Since the PLL is a logic often used for phase detection in grid-connected converters, detailed explanation of the correction logic for the internal oscillation angular frequency ⁇ and the like will be omitted.
  • the phase detector 10042_1 outputs the calculation result ⁇ to the dq converters 10041_3, 10041_10, and the AC current controller 10051.
  • Function 2 Reactive current command value calculation This function calculates the grid voltage and the dq components of the grid output current of the self-excited power converter 10, and calculates the grid output active power and the grid output active power of the self-excited power converter 10 using these as input. This is achieved by calculating reactive power and calculating a reactive current command value that makes the reactive power output value match the reactive power command value calculated from the active power and power factor command value.
  • the dq converter 10041_3 inputs the output values Vs ⁇ , Vs ⁇ and the phase ⁇ of the ⁇ - ⁇ converter 10041_1, and performs rotational coordinate transformation on the system voltage ⁇ component and ⁇ component of the fixed coordinate system as shown in Equation 3, Calculate the d-axis component and q-axis component.
  • the calculated system voltage d-axis component Vsd and q-axis component Vsq are output to low-pass filters 10041_4, 10041_5, and PQ calculator 10041_11.
  • Calculation of the dq components of the grid output current is realized as follows.
  • the arm current detection values I_UP_1 and I_UN_1 are input to a subtracter 10041_6. From this difference, the system output current U-phase component I_U output from the self-excited power converter 10 toward the transformer 20 is calculated.
  • the V-phase component I_V and W-phase component I_W of the system output current are calculated from the V-phase and W-phase arm currents by subtracters 10041_7 and 10041_8, and I_U, I_V, and I_W are output to the ⁇ - ⁇ converter 10041_9.
  • Ru Similarly to 10041_1, ⁇ - ⁇ converter 10041_9 calculates the ⁇ component and ⁇ component of the output current by performing the matrix operation of Equation 1, and outputs them to dq converter 10041_10.
  • the d-q converter calculates cos ⁇ and sin ⁇ from the grid voltage phase ⁇ , and performs rotational coordinate transformation using these to calculate the d-axis component Isd_1 and q-axis of the grid output current. Calculate component Isq_1. Isd_1 and Isq_1 are output to the PQ calculator 10041_11 and the AC current controller 10051.
  • the PQ calculator 10041_11 calculates the active power output value P and the reactive power output value Q to be output to the system of the self-commutated power converter 10 according to Equation 4.
  • Active power P is multiplied by power factor command value PF_Ref and multiplier 10041_12 to calculate reactive power command value Qref, and the reactive power command value and reactive power output value Q calculated by PQ calculator 10041_11 match.
  • the reactive power controller 10041_13 calculates the reactive current command value Isq_ref1.
  • the reactive power controller 10041_13 is configured by a PI controller that receives the difference between the reactive power command value Qref and the reactive power output value Q as input.
  • Function 3 Active current command value calculation
  • the AC current command value calculator 10041 calculates the average value of the capacitor voltage detection values of the cell converter of the self-excited power converter 10, and the average value matches a predetermined voltage value. The function is satisfied by calculating the effective current as follows.
  • the DC voltage detection values of all the cell converters constituting the self-commutated power converter 10 are input to the average value calculator 10041_14, and the average value thereof is input to the average DC voltage controller 10041_15.
  • the average DC voltage controller 10041_15 calculates Isd_ref1 so that the predetermined voltage value Vdc_cell_ref and the average value calculator 10041_14 match.
  • the average DC voltage controller 10041_15 subtracts Vdc_cell_ref from the output of the average value calculator 10041_14, and performs a PI control calculation using the difference as input to calculate Isd_ref1, thereby maintaining the capacitor voltage of the cell converter. Realizes the exchange of active power with the AC system.
  • Function 4 Calculation of voltage feedforward term
  • the dq converter 10041_3 calculates the d-axis component Vsd and the q-axis component Vsq of the system voltage.
  • a low-pass filter operation is performed on these Vsd and Vsq using low-pass filters 10041_4 and 10041_5.
  • the d-axis component Vsd_fil and the q-axis component Vsq_fil which have lowered the gain with respect to the system voltage harmonic components included in Vsd and Vsq, are calculated, and these are output to the AC current controller 10051 as feedforward terms.
  • there is no phase delay or gain reduction for commercial frequency components, and harmonic amplification due to calculation delays of the integrated control device 100 and delays caused by the switching frequency of the self-commutated power converter 10 is avoided for power harmonics. feed forward is possible.
  • the active current command value Isd_ref1 and reactive current command value Isq_ref1 calculated by the AC current command value calculator 10041 and the active current Isd_1 and reactive current Isq_1 output from the self-excited power converter 10 are input to the current controllers 10051_1 and 10051_2, respectively. be done.
  • the current controllers 10051_1 and 10051_2 calculate the difference between the current command value and the output current for each of the d-axis component and the q-axis component, and correct the AC output voltage of the self-excited power converter 10 so that the difference becomes zero.
  • the values Vd_ref1 and Vq_ref1 are calculated. Specifically, the correction values Vd_ref1 and Vq_ref1 are calculated by inputting the above difference to the PI controller.
  • Adders 10051_3 and 10051_4 add the d-axis component and q-axis component to the voltage feedforward term calculated by the AC current command value calculator and the above correction value, respectively, and output the sum to the inverse d-q converter 10051_5. do.
  • the inverse dq converter performs the matrix operation shown in Equation 5 from the output Vq_ref1 of the adder 10051_3, the output Vd_ref1 of the adder 10051_4, and the system voltage phase input from the AC current command value calculator 10041, and calculates the AC voltage command values V ⁇ _ref1 and V ⁇ _ref1 are calculated and output to the two-phase three-phase converter 10051_6.
  • the two-phase three-phase converter 10051_6 calculates three-phase AC voltage command values Vu_ref1, Vv_ref1, and Vw_ref1 by performing a matrix operation shown in Equation 6 on the output of the inverse dq converter.
  • the output of the two-phase three-phase converter 10051_6 is input to the voltage command value synthesizer 10081.
  • Arm current detection values I_UP_1, I_UN_1, I_VP_1, I_VN_1, I_WP_1, I_WN_1 are added by adders 10061_1, 10061_2, and 10061_3 for each U phase, V phase, and W phase, and the sum is added to 1 by gain multipliers 10061_4, 10061_5, and 10061_6. By multiplying by /2, the current flowing through the leg of each phase from the DC output terminal N side to the P side is calculated.
  • the outputs of multipliers 10061_4, 10061_5, and 10061_6 are input to adder 10061_7 and subtracters 10061_9, 10061_10, and 10061_11.
  • the adder 10061_7 adds the currents flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase legs, and the gain multiplier 10061_8 multiplies the sum by 1/3 to calculate an average value.
  • the average value is output to subtracters 10061_9, 10061_10, and 10061_11.
  • the difference in the current flowing through each phase leg can be calculated with respect to the average value of the current component flowing through each phase leg, and the gain multipliers 10061_12, 10061_13, and 10061_14 multiply the difference by the compensation gain.
  • the constant multiplied values are output to the voltage command value synthesizer 10081 as voltage command values vphc_u1, vphc_v1, vphc_w1 for balancing the leg currents between phases.
  • the voltage command values vphc_u1, vphc_v1, and vphc_w1 are values calculated by multiplying the difference from the average value of the leg through current by a constant, so the sum of vphc_u1, vphc_v1, and vphc_w1 is zero.
  • the cell voltage balance controller 10071 is composed of six intra-arm cell voltage balance controllers. Since all of the in-arm cell voltage controllers have the same configuration, the in-arm cell voltage balance controller 10071_1 of the U-phase P-side arm will be taken up as a representative example, and its calculation block will be explained.
  • the in-arm cell voltage balance controller 10071_1 has cell converter DC voltage detection values Vdc_cell_UP_1_1, Vdc_cell_UP_2_1, ..., Vdc_cell_UP_k_1, which are DC capacitor voltage detection values of cell converters constituting the U-phase P side arm, and arm current detection values.
  • I_UP_1 is input, and a compensation value Vclc_UP_1_1 of the output voltage command of each cell converter is set so as to balance the DC capacitor voltage of the cell converter according to the difference from the average value of the cell voltage detection value and the polarity of the arm current detection value I_UP_1.
  • Vclc_UP_2_1, . . . , Vdc_UP_k_1 are calculated.
  • low-pass filters 10071_1_1_1, 10071_1_1_2, and 10061_1_1_k having an attenuation effect on frequencies equal to or higher than twice the system voltage are applied to each capacitor detection value of the cell converter.
  • the cell converter is a single-phase converter, and in principle, the cell converter's capacitor voltage fluctuates with a period twice the system frequency, and when this frequency component is mixed into the compensation value, the cell converter output Similarly, pulsations are superimposed on the voltage, causing unintended low-order harmonic currents to flow into the grid. Therefore, the capacitor pulsation frequency component that is generated in principle by the above-mentioned low-pass filter is removed.
  • the outputs of the low-pass filters are input to the subtracters 10071_1_3_1 to 10071_1_3_k and the average value calculator 10071_1_2, and the subtracters calculate the difference with respect to the average output value of each low-pass filter, and the difference is output to the gain multipliers 10071_1_4_1 to 10071_1_4_k. be done.
  • the gain multiplier calculates a compensation voltage value proportional to the difference from the average value and outputs it to multipliers 10071_1_5_1 to 10071_1_5_k, respectively.
  • the charging current of each cell's capacitor is determined by the product of the arm current and the output voltage. Therefore, in this intra-arm cell voltage balance controller, the sign of the compensation voltage is changed depending on the polarity of the arm current detection value I_UP_1. Specifically, the arm current detection value I_UP_1 is input to the arm current polarity determiner 10071_1_6, and the determiner inputs 1 if the arm current detection value is positive, and -1 if it is negative to the multipliers 10071_1_5_1 to 10071_1_5_k. Output. This allows the polarity of the arm current to be reflected in the compensation voltage value.
  • the outputs of the multipliers 10071_1_5_1 to 10071_1_5_k are output to the voltage command value synthesizer 10081 as U-phase P side arm voltage command value compensation values Vclc_UP_1_1 to Vclc_UP_k_1.
  • Vclc_UP_1_1 to Vclc_UP_k_1 are values proportional to the difference between the capacitor voltage detection values of each cell converter and the average value, the sum thereof becomes zero.
  • the in-arm cell voltage balance controller for the U-phase P side was explained, but similarly, the U-phase N-side arm, the V-phase P-side arm, the V-phase N-side arm, the W-phase P-side arm, and the W-phase N Similarly, the state quantities of each arm are input for the side arms, and the voltage command value compensation value for each arm is calculated by performing the same calculation, and the calculation result is output to the voltage command value synthesizer 10081. .
  • the AC voltage command values Vu_ref1, Vv_ref1, Vw_ref1 which are the outputs of the AC current controller 10051, the outputs vphc_u1, vphc_v1, vphc_w1 of the interphase balance controller 10061, the outputs Vclc_UP_1_1 to Vclc_WN_k_1 of the cell voltage balance controller 10071, and A DC output voltage command value Vdc_ref1 of a DC current controller 10021, which will be described later, is input to a voltage command value synthesizer 10081, and the synthesis result is output to a gate signal generator 10091.
  • the voltage command value synthesizer 10081 includes a phase voltage command value synthesizer 10081_U_1 that synthesizes the voltage command value of the U phase with respect to the input signal, a phase voltage command value synthesizer 10081_V_1 that synthesizes the voltage command value of the V phase, and a phase voltage command value synthesizer 10081_V_1 that synthesizes the voltage command value of the V phase. It is composed of a phase voltage command value synthesizer 10081_W_1 that synthesizes voltage command values, and the calculation blocks of each phase voltage command value synthesizer are the same. Here, the calculation blocks will be explained using the U-phase phase voltage command value synthesizer 10081_U_1 as a representative example.
  • FIG. 11 shows a block diagram of the phase voltage command value synthesizer 10081_U_1.
  • Cell voltage command value synthesizers 10081_UP_1 to 10081_UP_k synthesize the voltage command values of cell converters on the U phase P side
  • cell voltage command value synthesizers 10081_UN_1 to 10081_UN_k synthesize the voltage command values of the cell converters on the U phase N side. configured.
  • the cell voltage command value synthesizer on the U-phase P side superimposes the AC voltage command value Vu_ref1 with a negative sign on other voltage command values or compensation values, and The voltage command value synthesizer superimposes the AC voltage command value Vu_ref1 with a positive sign on other voltage command values or compensation values.
  • a circuit is constructed with the DC output terminals P and N of the self-excited power converter 10 as midpoints for the AC component. Further, the AC output current flows equally to the P-side arm and the N-side arm. Therefore, the voltage drops caused by the alternating current that occur in the buffer reactors 70UP and 70UN have equal amplitudes and different polarities, and therefore are canceled out as voltage drops that occur in the legs.
  • the outputs Vref_UP_1 to Vref_UP_k and Vref_UN_1 to Vref_UN_k of each cell voltage command value synthesizer are outputted to the gate signal generator 10091 as a U-phase voltage command value composite value.
  • FIG. 12 shows a block diagram of the gate signal generator 10091.
  • the AC output voltage command values Vref_UP_1 to Vref_WN_k of each cell converter outputted from the voltage command value synthesizer 10081 are input to a PWM modulator that generates a gate signal of each cell converter, and are input to a PWM modulator that generates a gate signal of each cell converter. A signal is calculated.
  • the PWM modulators 10091_UP_1 to 10091_WN_k are PWM modulators that use a triangular wave as a carrier wave, and the carrier wave frequency of each modulator is the same.
  • the carrier waves are shifted in phase by 180 degrees divided by the number of cell converters in the arm, k, so that the AC output terminals Suppress output harmonic components.
  • the self-excited power converter 10 can maintain the capacitor voltage of the cell converter and control the power factor of the power output to the grid side to a desired value.
  • the hydrogen production calculation unit 10030 receives the hydrogen production amount command value H2_Gen_Ref and the temperature information Temp_electrolyser of the water electrolyzer unit 30 as input, and calculates the DC output current command values Idc_ref1 and Idc_ref2 of the self-excited power converters 10 and 11.
  • the calculator 1001 determines that the detected DC output current value I_dc_1 matches the DC output current command value Idc_ref1 based on the DC output current command value Idc_ref1, the detected DC output current value I_dc_1 of the self-excited power converter 10, and the detected DC output voltage value V_load_1.
  • a DC current controller 10021 calculates a DC output voltage command value Vdc_ref1 to adjust the voltage command value of the cell converter of the self-excited power converter 10, and the DC output current detected value I_dc_2 of the self-excited power converter 11 is set to Idc_ref2.
  • a DC output voltage command that adjusts the voltage command value of the cell converter of the self-excited power converter 11 based on Idc_ref2, the detected DC output current value I_dc_2 of the self-excited power converter 11, and the detected DC output voltage value V_load_2 so that they match. It is composed of a DC current controller 10022 that calculates the value Vdc_ref2.
  • the amount of hydrogen produced by the water electrolyzer varies linearly with the supplied current.
  • Figure 5 shows an example of its characteristics.
  • the horizontal axis of the graph shows the hydrogen production rate
  • the first vertical axis shows the terminal voltage of the water electrolyzer
  • the second vertical axis shows the input current to the water electrolyzer.
  • the curve indicated by symbol A indicates the terminal voltage
  • the characteristic indicated by symbol B indicates the input current to the water electrolyzer.
  • the amount of hydrogen production and the input current are expressed as a linear function passing through the origin.
  • the DC current command value calculator 1001 is a unit for converting the hydrogen production amount command value H2_Gen_Ref [Nm3/h] into the per unit value of the DC output current of the self-excited power converters 10 and 11, as shown in FIG. What is necessary is just to convert into a current command value using the converter 10011.
  • a hydrogen production limit table 10012 is provided in which the hydrogen production amount is reduced to zero when the temperature rises to T2, which is a second predetermined temperature.
  • the output of the limit table and the output of the unit converter 1011 are input to a minimum value calculator 10013, and the minimum value calculator outputs the DC output current command value limited by the limit table to lamp limiters 10014 and 10015.
  • the lamp limiter 10014 inputs the DC output current command value and Status 1 indicating the operating status of the self-excited power converter 10, and when the operating status of the self-excited power converter 10 reaches 1, a predetermined value is applied to the DC output current command value.
  • the DC output current command value Idc_ref1 which is the output, is increased at a time change rate of .
  • Status1 is a state variable that becomes 1 when the driving command COM is active and 0 when it is negative
  • Status2 is 1 after a predetermined period of time has passed since the driving command COM becomes active, and when COM becomes negative. It is a state variable that becomes 0.
  • the DC current controllers 10021 and 10022 receive the DC output current command value, V_load_1, Vload_2, I_dc_1, and I_dc_2 as inputs, respectively, and the DC current controller 10021 calculates Vdc_ref1 by the PI controller so that it matches Idc_ref1 and I_dc_1, and The current controller 10022 uses a PI controller to calculate Vdc_ref2 so that Idc_ref2 and I_dc_2 match.
  • FIG. 23 shows a block diagram of the DC current controller 10021.
  • the DC current controller 10021 inputs the DC output current command value Idc_ref1 and the DC output current detection value I_dc_1 to the subtracter 10021_3, and the difference is output to the PI controller 10021_6.
  • the PI controller 10021_6 performs a PI calculation on the difference between the input DC output current command value and the detected value, and outputs the output to the adder 10021_7.
  • the DC output voltage detection value V_load_1 is input to the low-pass filter 10021_2, and the low-pass filter 10021_2 removes the ripple component caused by the switching of the self-excited power converter 10 or 11, and outputs the output to the adder 10021_7.
  • Adder 10021_7 adds the two input signals and calculates Vdc_ref_1.
  • the low-pass filter 10021_2 is designed to cause the self-excited power converter 10 to output a DC output voltage similar to the residual voltage even if there is a residual voltage in the water electrolyser unit 30, and to avoid the inflow of large DC current at the time of startup. It will be installed.
  • the self-excited power converters 10 and 11 can supply the load with a DC output current according to the command value, Unintended cross current between self-excited power converters can be avoided.
  • FIG. 13 shows an equivalent circuit based on instantaneous average values of the self-commutated power converter 10.
  • the U phase P side arm receives the sum vu of the voltage components output by the cell converter according to the AC voltage command value Vu_ref1, the sum vphc_u1 of the voltage components output by the cell converter according to the interphase balance control, and the cell conversion by the DC current controller. It is represented by a variable voltage source and a buffer reactor 70UP that indicate the sum of voltage components output by the device (vdc_ref1)/2.
  • the AC current control voltage command value is superimposed with a negative sign on the cell converter group of the U phase P side arm. Therefore, also in the equivalent circuit, vu becomes an output voltage component with the P side as a reference.
  • FIG. 13 a voltage source corresponding to the output of the cell voltage balance controller is not shown. As described in the explanation of the cell voltage balance controller using FIG. 9, this is because the sum of the capacitor voltage compensation terms Vclc_UP_1_1 to Vclc_UP_k_1 to each cell converter becomes zero, so In the condensed version of FIG. 13, the voltage source representing the output of the cell voltage balance controller does not appear.
  • the arm on the U-phase N side can represent an equivalent circuit as a series circuit of three voltage sources and the buffer reactor 70UN.
  • the sum vu of cell converter output voltages based on the AC current control voltage command value becomes an output voltage component with the N-side as a reference.
  • the V phase and W phase are also similar to the above description.
  • FIG. 14(a) is a diagram obtained by converting the equivalent circuit of FIG. 13 into a circuit viewed from DC output terminals P and N.
  • the alternating voltage caused by the alternating current control voltage command value is canceled out within the leg.
  • the voltage components vphc_u1, vphc_v1, and vphc_w1 outputted by the cell converter due to the phase-to-phase balance control have a total of zero, as described in the explanation of the phase-to-phase balance controller 10061 using FIG. Therefore, it does not appear in the equivalent circuit of FIG. 14(a), which shows the three-phase legs all at once.
  • the voltage drop that occurs in the P-side and N-side buffer reactors due to the AC output current does not appear in the equivalent circuit of the leg because the polarity is different and the amplitude is equal. Therefore, only the variable voltage source corresponding to the output voltage component of the cell converter reflecting the output of the DC current controller remains in the equivalent circuit. Further, since the U-phase, V-phase, and W-phase buffer reactors are three parallel reactors when viewed from the DC output terminal, they can be expressed as reactors 70_P and 70_N whose inductance is 1/3.
  • FIG. 14(a) is a circuit in which two reactors and two variable power supplies with equal outputs are connected in series, it can be arranged as shown in FIG. 14(b).
  • the inductance of reactor 70_PN is twice that of reactors 70_P and 70_N.
  • the self-excited power converter 10 when viewed from the water electrolyzer unit 30, the self-excited power converter 10 can be represented by a variable voltage source and a reactor according to the output of the DC current controller, and the DC output current can be controlled according to the DC current command value. It turns out that it is possible. By being able to control the DC output current according to the DC current command value, it is possible to avoid unintended cross current flowing between the self-excited power converters 10 and 11. Further, since the buffer reactor originally included in the self-commutated power converter also contributes as an inductance for controlling the DC output current, there is no need to add an additional main circuit element to enable control of the DC output current. Therefore, a compact self-excited rectifier that supplies direct current to the water electrolyzer unit 30 can be realized. In this embodiment, the main circuit of the power conversion system 1 is composed of self-excited power converters 10 and 11, but the same effect can be obtained even if two or more self-excited power converters are used.
  • FIG. 15 shows, in order (a) to (c), the load current I_load, the output voltage v_load, and the gate block (GB)/deblock (GDB) state of the self-excited power converter 10 at the time of starting the power conversion system.
  • current does not flow through the water electrolyzer unless the applied voltage exceeds a predetermined value. Therefore, even if the gate block of the cell converter is released at time t0 by the COM from the host controller and the calculation of the DC current controller 10021 is started, the voltage output from the self-excited power converter 10 will not be the same as that of the water electrolyzer unit. No current flows until the voltage threshold Vth for starting hydrogen production is exceeded.
  • the DC current controllers 10021 and 10022 are configured with PI controllers, the time integral value of region A, which is the difference between the DC output current command value Idc_ref1 and the DC output current, is accumulated in the integrator of the PI controller. Therefore, even if the voltage output from the self-excited power converters 10 and 11 exceeds Vth, current overshoot occurs until areas A and B become approximately equal, causing heating of the water electrolyzer unit and overheating of the self-excited power converter. May cause load trip.
  • FIG. 16 shows a block diagram of an integrated control device included in the second embodiment of the first embodiment, which incorporates countermeasures for the above-mentioned concerns.
  • the difference from the integrated control device 100 shown in FIG. 4 is that a DC current controller 10021_a is provided instead of the DC current controller 10021 of the self-excited power converter 10, and the DC current controller 10021_a has the overshoot in the above DC output current.
  • a calculation start permission flag EnableSig1 of the DC current command value calculator 1001 is output as a substitute signal for the operation command COM, and the DC current control
  • the device 10021_a outputs the computation start permission flag ENBL of the self-excited power converter 11.
  • the DC current controller 10021_a receives the DC output current command value Idc_ref1, the DC output current detection value I_dc_1, the DC output voltage detection value V_load_1, and the operation command COM as input, and controls the DC output voltage command value Vdc_ref1 and the self-excited power converter 11. Outputs the calculation start permission flag ENBL.
  • the subtracter 10021_a_3 inputs Idc_ref1 and I_dc_1, calculates the difference, and outputs the difference to the PI controller 10021_a_6. If the PI control calculation start permission flag EnableSig1, which will be described later, is other than 1, the PI controller initializes the internal variable to zero, and if it is 1, performs the PI calculation on the output of the subtracter 10021_a_3, and sends the result of the calculation to the adder 10021_a_7. Output to. Adder 10021_a_7 adds the output of switch 10021_a_5 and the output of PI controller 10021_a_6, which will be described later, and outputs the sum as DC output voltage command value Vdc_ref1.
  • the DC current controller 10021_a is configured to perform open-loop DC output voltage control until a predetermined time t3 after the operation command COM becomes active, and switch to DC current control after t3. Specifically, it is equipped with a starting voltage command value calculator 10021_a_1 that receives the operation command COM as input, and the time when the operation command COM becomes active is set to t0, and from t0 to a predetermined time t2, the DC voltage during open control is The output voltage command value Vdc_ref_open is increased in a ramp from 0 to an initial DC voltage command value VIN which is a predetermined fixed value.
  • VIN is desirably set to a value several percent lower than the threshold voltage Vth at which the water electrolyzer unit 30 starts producing hydrogen.
  • VIN is desirably set to a value several percent lower than the threshold voltage Vth at which the water electrolyzer unit 30 starts producing hydrogen.
  • the PI control calculation start permission flag EnableSig1 is changed from 0 to 1, and EnableSig1 is output to the delay device 10021_a_4, the switch 10021_a_5, and the PI controller 10021_a_6.
  • the detected DC output voltage value v_load_1 is input to a low-pass filter 10021_a_2, which removes high frequency components from V_load_1 and outputs the output to the switch 10021_a_5.
  • Vdc_ref1 becomes the DC voltage command value during open loop control until time t3, and during that time, the internal variables of the PI controller 10021_a_6 are initialized to zero, so the DC output current input to the PI controller 10021_a_6 Regardless of the deviation, the output and internal variables of the integrator remain zero, avoiding accumulation of current deviation.
  • the output of the PI controller 10021_a_6 has only a proportional term and is a small value, but the switch 10021_a_5 outputs the output of the low-pass filter 10021_a_2 to the adder 10021_a_7, so that the self-excited power is reduced during open loop control.
  • the converter 10 can feed forward the DC voltage applied to the water electrolyzer unit 30 to the DC voltage command value, allowing smooth control switching from open-loop DC voltage control to closed-loop DC output current control. .
  • the delay device 10021_a_4 performs time delay processing so that ENBL is switched from zero to 1 at time t5, when a predetermined time has elapsed from time t3 when the self-excited power converter 10 is switched to closed-loop DC current control.
  • the self-excited power converter 10 can start the self-excited power converter 11 in a state where current flows to the water electrolyzer unit 30, and smooth start of operation is possible.
  • FIG. 18 shows the load current I_load, the detected DC voltage value V_load1, the gate block/deblock state of the self-excited power converter 10, EnableSig1, and ENBL in the order of (a) to (e), and the horizontal axis is time.
  • the operation command COM becomes active, and the cell converter of the self-excited power converter 10 releases the gate block.
  • the DC output voltage command value Vdc_ref_open during open control increases in a ramp shape from zero toward VIN.
  • EnableSig1 changes from zero to 1, and the control of the self-excited power converter 10 is switched from open-loop DC voltage control to closed-loop DC output current control.
  • the DC output current command value Idc_ref1 of the self-excited power converter 10 starts increasing in a ramp from zero to a predetermined value.
  • the voltage output to the water electrolyzer unit 30 has increased to VIN near the threshold voltage Vth for starting hydrogen production, so the self-excited electric power is adjusted by the DC voltage command value correction by the DC current controller at time t4.
  • a DC output current begins to flow from the converter 10. Therefore, the current deviation time integral value accumulated in the integrator of the PI controller 10021_a_6 for DC current control is significantly reduced compared to the operation example shown in FIG. 15, and the amount of overshoot appearing in the DC output current is reduced. Can be done.
  • the self-excited power converter 11 Upon receiving the ENBL signal, which is a signal time-delayed with respect to EnableSig1, the self-excited power converter 11 is activated under closed-loop current control. At time t5, the self-excited power converter 10 has already applied a voltage higher than the threshold for starting hydrogen production to the water electrolyzer unit 30, so the self-excited power converter 11 does not have a control switching mechanism. Therefore, it becomes possible to supply current to the water electrolyzer unit 30 without causing an excessive overshoot.
  • the self-excited power converters 10 and 11 by connecting the self-excited power converters 10 and 11 in parallel at their DC output ends, a larger current than the DC current that can be supplied by a single unit is supplied to the water electrolyzer unit that is the load. be able to. Moreover, it becomes possible to equip the self-excited power converters 10 and 11 with DC output current control according to the DC current command value. Thereby, it is possible to avoid an unintended cross current flowing between the self-excited power converters 10 and 11 and a decrease in the utilization rate of the device. Furthermore, since the buffer reactor originally included in the self-commutated power converter also contributes as an inductance for controlling the DC output current, there is no need to add any additional main circuit elements to enable control of the DC output current. Therefore, a compact self-excited rectifier that supplies direct current to the water electrolyzer unit 30 can be realized.
  • the water electrolyzer Excessive overshoot of the current supplied to the unit 30 can be avoided.
  • Example 2 of the present invention will be described using FIGS. 19 and 20.
  • the water electrolyzer unit 30_a includes N water electrolyzer stacks 30_1 to 30_1 to construct the water electrolyser unit in addition to the temperature information Temp_Electrolyser.
  • the stack voltage detection values Vc_1 to Vc_N which are the detection values of the inter-electrode voltage detection values of 30_N, are output to the power conversion system 1_a, and the power conversion system 1_a determines the health of the water electrolyzer stack based on the load current I_load and the stack voltage detection value.
  • the present invention has a function of evaluating the performance and stopping the supply of load current to the water electrolyzer unit 30_a if an abnormality is detected.
  • a load device is composed of a plurality of elements connected in series, it is difficult to detect abnormalities in the elements from the power supply side.
  • Water electrolyzer stacks have low voltage and high current characteristics, and in a system in which the stacks are connected in series to increase capacity, the number of series connections increases, and furthermore, it becomes difficult to detect abnormalities in the stacks.
  • the power conversion system 1_a shown in Example 2 detects that an abnormality such as an internal short circuit has occurred in the stack when there is a stack that deviates from the standard VI characteristic of the stack, and promptly reduces the load current. supply will be stopped. This makes it possible to improve the safety of the entire system.
  • the same components are indicated by the same symbols, and redundant explanations will be omitted.
  • the configuration of the water electrolyzer unit 30_a will be explained using FIG. 20.
  • the water electrolyzer unit 30_a has a configuration in which a plurality of blocks each consisting of five water electrolyzer stacks connected in series are connected in series.
  • the interelectrode voltage of the water electrolyzer stack is measured by voltage sensors 90_stc_1 to 90_stcN, and the detected values Vc_1 to Vc_N are output to the integrated control device 100_a of the power conversion system 1_a.
  • FIG. 21 A block diagram of the integrated control device 100_a is shown in FIG. 21.
  • the hydrogen production control unit 10030_a includes a water electrolyzer stack state determiner 1009, and this determiner performs a corrected operation in which the operation command COM is corrected by determining the state of the water electrolyzer stack.
  • the command COM2 is calculated and the COM2 is outputted to the arithmetic unit in the integrated control device instead of the operation command COM.
  • the stack voltage detection values Vc_1 to Vc_N are input to the water electrolyzer stack state determiner 1009. Further, the determination unit 1009 receives the detected DC output current value I_dc_1 of the self-excited power converter 10, the detected DC output current value I_dc_2 of the self-excited power converter 11, and the operation command COM. The stack state determiner 1009 calculates the load current I_load from I_dc_1 and I_dc_2, and determines whether the detected stack voltage values Vc_1 to Vc_N, which are the detected values of the voltage between electrodes of the water electrolyzer stacks 30_1 to 30_N, are within the standard voltage range. Determine whether or not.
  • the load current is plotted on the horizontal axis and the voltage of the water electrolyzer stack is plotted on the vertical axis as shown in FIG. It is determined whether the above plot exists within the standard voltage range RANGE_N. If the j-th water electrolyzer stack has an internal short circuit, the voltage across the stack will be below the standard range, and the plot of the stack will deviate from the standard voltage range RANGE_N.
  • the stack state determiner 1009 outputs the operation command COM to each computing unit as a corrected operation command COM2 if all the stacks are within the standard voltage range, and if there is a plot that deviates from the standard voltage range, the stack state determination unit 1009
  • the state determiner 1009 makes the corrected operation command COM2 negative even if the operation command COM is active, and stops the operation of the power conversion system 1_a by setting all GateSig1 and GateSig2 as OFF commands.
  • the power conversion system 1_a is immediately stopped when an abnormality is detected by the water electrolyzer stack state determiner 1009.
  • the self-excited power converter 10 , 11 may be changed in a ramp-like manner toward zero, and then the gate signal may be turned off.
  • the speed at which the current command value is changed in a ramp-like manner is faster than the rising speed of the current command value when starting the power conversion system 1_a. It is desirable to set this.
  • the power conversion system 1_a of the present embodiment as in the first embodiment, it is possible to suppress unintended cross currents through the DC circuits of the self-commutated power converters 10 and 11 without requiring additional main circuit elements. It becomes possible. Moreover, when an internal short circuit occurs in the water electrolyzer stack, the operation of the power conversion system 1_a is immediately stopped, thereby stopping the supply of load current and improving the safety of the system.
  • the power conversion system according to the present invention is a power conversion system that is connected to an AC system via a transformer and supplies DC power to a load device, and is calculated based on a load state quantity and an operation command.
  • a self-excited power converter equipped with a load supply voltage adjustment section that adjusts the load supply DC voltage based on the load supply DC current command value, and a reactor that serves to smooth the DC current and suppress harmonic current flowing into the AC power supply. , controls the reactive power so that the AC current command value for maintaining the DC capacitor voltage provided in the self-excited power converter at a predetermined value and the power factor of the AC power output to the AC grid side match the predetermined power factor.
  • the reactor includes a current control unit that controls the current flowing through the reactor based on the current command value for the reactor.
  • a power conversion system is composed of a plurality of self-excited power converters whose DC output terminals are connected in parallel, and the AC terminals of the self-excited power converters are electrically connected to a common AC system via a transformer.
  • a DC current command value calculation unit that is connected to the self-excited power converter and calculates a DC output current command value for each self-excited power converter;
  • the power converter further includes a control device including a DC output voltage control section that controls the DC output voltage of the excited power converter.
  • a self-excited power converter is a multi-modular converter.
  • the present invention can be suitably applied to a system having such a configuration.
  • the load supply voltage adjustment section of the self-excited power converter that initially supplies DC current to the load device has a DC output voltage control section that supplies a predetermined voltage to the load device, and a load supply voltage control section that supplies a predetermined voltage to the load device, and and a DC output current control section that adjusts the load supply DC voltage
  • the self-excited power converter includes a control means in the DC output current control section after the DC output voltage control section at the start of operation of the self-excited power converter.
  • the apparatus further includes a switching section for switching. This makes it possible to smoothly switch control from open-loop DC voltage control to closed-loop DC output current control.
  • the load device is a water electrolyzer.
  • the present invention was made to be applied to devices having low voltage and large current characteristics, such as water electrolyzers.
  • Temperature information is included in the load state quantity. This enables appropriate control depending on the temperature state of the load device.
  • the water electrolyzer includes a plurality of water electrolyzer stacks in series, the load state quantity includes the voltage between the electrodes of the water electrolyzer stack, and the voltage between the electrodes of the water electrolyzer stack is determined from the current supplied to the load device and the voltage between the electrodes. It includes a health checking section that checks the health of the water electrolyzer, and a stop section that stops current output to the water electrolyzer when the health checking section detects an abnormality in the water electrolyzer stack. This makes it possible to accurately detect the occurrence of an abnormality even if the load device is composed of a plurality of elements connected in series.
  • the power conversion system includes a display that displays a load supply DC current command value and a detected value of the load supply DC current supplied from the power conversion system to the load. This allows the system operator to check the behavior of the system based on the information displayed on the display.
  • the present invention also includes a method for controlling a power conversion system corresponding to the power conversion system defined in (1) to (9) above.
  • the present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications are possible.
  • the above embodiments have been described in detail to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and the present invention is not necessarily limited to embodiments having all the configurations described.

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Abstract

電力変換システムは、負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給電流指令値に基づき負荷供給電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備えた自励式電力変換器と、前記自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための電流指令値と交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づき前記リアクトルを流れる電流を制御する電流制御部を備える自励式電力変換器。

Description

電力変換システムおよびその制御方法
本発明は直流負荷に電力を供給する電力変換システムおよびその制御方法に関する。
地球温暖化の抑制に向け、カーボンフリーの燃料である水素の利活用技術が活発に研究・開発されている。それら水素需要用途に向け、大規模な水素製造も求められ、世界各国で水電解槽による水素製造の実証プロジェクトが進んでいる。
なかでも欧州では洋上風力の発電電力を活用した数十ＭＷの水素製造装置の実証プロジェクトが計画・進行しており、今後も水電解装置の大型化は継続するものと予想される。水電解槽によるＭＷ級の水素製造においては、非特許文献１のＴａｂｌｅ　６．１にその一例が示されるように、水電解槽は数百Ｖ、数千Ａという低圧・大電流特性を有し、その電源には非特許文献１のＦｉｇｕｒｅ７．４に示されるように、サイリスタ整流器による直流電流供給が適用されてきた。
サイリスタはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など自己消弧型半導体スイッチング素子に比べ、大電流供給に優位である一方、系統に大きな低次高調波電流が流出する、動作点によって力率が変わる、という欠点を有する。そのため、非特許文献１のＦｉｇｕｒｅ　８．２に示されるように、高調波フィルタや力率改善用のＳＴＡＴＣＯＭなど付帯装置を要する。また、サイリスタ整流器に供給する交流電圧は数百Ｖとなり、直流回路のみならず交流回路にも大電流を流す必要があるため、当該変圧器は大型の設備となり、数１０～数１００ＭＷ級の水電解システムにおいては、システム全体の大型化・重量化回避が課題であった。
高調波フィルタや力率改善用ＳＴＡＴＣＯＭなどの付帯設備を設置しないための方法として、整流器の自己消弧型のスイッチング素子を備える自励式電力変換器化が考えられる。自励式電力変換器による大電流直流負荷への電力供給技術として、特許文献１では複数の自励式電力変換器の直流出力端子を横流抑制用のリアクトルおよび横流検出用の電流センサを備え、無負荷時に上記自励式電力変換器間を流れる横流を検出し、自励式電力変換器の出力電圧指令値を補正する電力供給構成および制御手法が開示されている。
特開２００２－２３４３６５
Ｃｈａｌｍｅｒｓ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，　"Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　ｆｏｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒ　ｓｙｓｔｅｍｓ，　Ｄｅｓｉｇｎ　ｐｒｏｐｏｓａｌ　ｆｏｒ　ＡＣ　ａｎｄ　ＤＣ　ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍｓ　－Ｍａｓｔｅｒ’ｓ　ｔｈｅｓｉｓ　ｉｎ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ"
しかし上記特許文献１に記載の技術においては、直流出力端子に大電流で飽和しないリアクトルを追加で備える必要があり、システムの大型化が懸念される。さらに、水電解槽は供給する負荷電流に応じて電圧降下が変動するため、定格値でのみ出力電圧指令値を補正するだけでは広い電圧範囲で負荷への電力供給が求められる水電解槽用電源としては無負荷時の出力電圧の調整だけでは他の運転動作点における横流抑制機能が担保されない、という課題があった。
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、直流出力回路が並列接続された複数の自励式電力変換器により構成され、負荷に１０００Ａを超える大きな直流電流を負荷に供給する電力変換システムにおいて、主回路に追加要素を加えずに上記自励式電力変換器間の横流を抑制することができ、コンパクトかつ構成要素の高い利用率を実現する電力変換システム及びその制御方法を提供することにある。
上記課題を解決するため、本発明に係る電力変換システムは、変圧器を介して交流系統に連系し負荷装置に直流電力を供給する電力変換システムであって、負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備えた自励式電力変換器と、前記自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と上記交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づき前記リアクトルを流れる電流を制御する電流制御部を備える自励式電力変換器。
本発明によれば、自励式電力変換器主回路に追加要素を加えずに自励式電力変換器の間を循環する横流を抑制することができ、コンパクトかつ構成要素の高い利用率を実現する電力変換システム及びその制御方法を構築することができる。
　本発明に関連する更なる特徴は、本明細書の記述、添付図面から明らかになるものである。また、上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施例の説明により明らかにされる。
本発明の実施例１に係る電力変換システムの全体構成を説明するための図。 電力変換システムの一部を構成する自励式電力変換器の構成を説明するための図。 自励式電力変換器を構成するセル変換器の構成を説明するための図。 電力変換システムを制御する統合制御装置の機能構成を示すブロック図。 水電解槽の電圧・電流・水素製造量の関係を示すグラフ。 統合制御装置に内包する、直流電流指令値算出器の機能構成を示すブロック図。 統合制御装置に内包する、交流電流指令値算出器と交流電流制御器の機能構成を示すブロック図。 統合制御装置に内包する、相間バランス制御器のブロック図。 統合制御装置に内包する、セルバランス制御器のブロック図。 統合制御装置に内包する、電圧指令値合成器の説明図。 統合制御装置に内包する、相電圧指令値合成器の説明図。 統合制御装置に内包する、ゲート信号生成器の説明図。 自励式電力変換器１０の等価回路の説明図。 図１３の近似回路を直流出力端子Ｐ、Ｎから見込んだ等価回路およびその簡略化した回路図。 実施例１に係る電力変換ユニットの動作例説明図。 実施例１の第２の形態における統合制御装置の説明図。 統合制御装置が内包する直流電流制御器の説明図。 実施例１の第２の形態における動作例。 本発明の実施例２に係る電力変換システムの説明図。 水電解槽ユニットの構成を説明する図。 統合制御装置１００＿ａの機能構成を説明するブロック図。 統合制御装置が内包する異常検出器の異常判定手法の説明図。 直流電流制御器の機能構成を示すブロック図。
　本発明の実施例を、図を用いて以下説明する。
［実施例１］
本発明の実施例１について、図１を用いて説明する。図１には、本発明の電力変換システム１およびその負荷である水電解槽ユニット３０を示す。電力変換システム１は交流系統５０より交流電力を受電し、水電解槽ユニット３０に１０００Ａを超える大電流を供給するものである。
電力変換システム１は、大きく系統連系用の変圧器２０、自励式電力変換器１０、１１、そして統合制御装置１００により構成される。変圧器２０は３巻線変圧器であり、自励式電力変換器１０、１１に互いに絶縁された交流電圧を供給する。
自励式電力変換器１０、１１の直流出力回路は並列に接続され、自励式電力変換器１０、１１の直流出力電流の合計が負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄとして水電解槽ユニット３０に供給される。
統合制御装置１００には、交流電圧センサ４０で検出された系統電圧、自励式電力変換器１０、１１の備える電圧・電流センサ検出値、そして水電解槽ユニット３０の温度情報、そして図示しないシステム制御器より入力される運転指令ＣＯＭが入力され、自励式電力変換器１０、１１を構成する後述のセル変換器用のゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２を出力する。
図２には自励式電力変換器１０の主回路構成を示す。自励式電力変換器１０は複数のセル変換器を直列接続するＭｕｌｔｉ　Ｍｏｄｕｌａｒ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒである。
交流入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗは、図に示すようにレグを構成するセル変換器およびバッファリアクトルの直列体の中点に接続される。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相レグは同様の構成を備えるため、Ｕ相に着目して回路構成を説明する。
Ｕ相レグはｋ個のセル変換器６０ＵＰ＿１、　６０ＵＰ＿２、　…、　６０ＵＰ＿ｋとバッファリアクトル７０ＵＰで構成されるＰ側アーム、そして同様にｋ個のセル変換器６０ＵＮ＿１、６０ＵＮ＿２、　…、　６０ＵＮ＿ｋとバッファリアクトル７０ＵＮとで構成されるＮ側アーム、により構成される。該セル変換器は交流出力端子を直列に接続されており、該セル変換器の交流出力端子の和が交流入力端子Ｕに出力される。各セル変換器は直流コンデンサを備え、該セル変換器のスイッチングタイミングをずらすことによりアームとしてマルチレベルの準交流電圧を出力することが可能であり、これにより従来の２レベルや３レベルの自励式電力変換器に比べて交流系統側に流出する高調波電流を大幅に削減することができ、高調波フィルタレスでの主回路構成が可能となる。また、アーム出力電圧に含まれる商用周波数成分は、振幅と位相を独立に制御することが可能なため、所望の力率での運転が可能である。
本実施例の各アームには、該アームを流れる電流を検出する電流センサが備えられ、自励式電力変換器の直流出力端子Ｎ側からＰ側に流れる方向を正としてアーム電流が検出され、その検出値Ｉ＿ＵＰ＿１、Ｉ＿ＵＮ＿１、Ｉ＿ＶＰ＿１、Ｉ＿ＶＮ＿１、Ｉ＿ＷＰ＿１、Ｉ＿ＷＮ＿１は統合制御装置１００に出力される。
また、直流出力端子Ｐ、Ｎより負荷に供給する電流は電流センサ７０＿Ｏｕｔにより検出され、その検出値Ｉ＿ｄｃ＿１は統合制御装置１００に出力される。直流出力端子ＰとＮの間の差電圧は電圧センサ９０＿Ｏｕｔにより検出され、その検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１は統合制御装置１００に出力される。
図２に示されるセル変換器はすべて同じ主回路構成を備える。代表例としてセル変換器６０ＵＰ＿１の主回路構成を図３を用いて説明する。
セル変換器６０ＵＰ＿１は、ＩＧＢＴと該ＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードにより構成されるスイッチングモジュールＳＷ＿Ｐ１、ＳＷ＿Ｐ２、ＳＷ＿Ｎ１、ＳＷ＿Ｎ２と、直流コンデンサ６０ＣＵＰ＿１で構成されるフルブリッジチョッパである。直流コンデンサ６０ＣＵＰ＿１の電圧は電圧センサ９０ＵＰ＿１により検出され、その検出値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿１は統合制御装置１００に出力される。また、上記スイッチングモジュールのＩＧＢＴは統合制御装置１００より出力されるゲート信号によりＯＮ・ＯＦＦ制御され、交流出力端子に所望の電圧を出力する。
上記スイッチングモジュールには定格電流が１００Ａ以上の素子が選定され、該セル変換器により構成される自励式電力変換器を並列接続することによって、１０００Ａ以上の大電流を負荷である水電解槽ユニット３０に出力する。
次に、統合制御装置１００の演算ブロックを図４を用いて説明する。統合制御装置１００は大きく水素製造演算部１００３０、単位変換器制御部１００３１、１００３２、そして表示器１００８により構成される。
統合制御装置１００は、図示しない上位制御装置から受け取る水素製造量指令値Ｈ２＿Ｇｅｎ＿Ｒｅｆ、運転指令ＣＯＭ、力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆ、そして各センサにより検出された状態量検出値が入力され、自励式電力変換器１０、１１のセル変換器を駆動するゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２を出力する。また、表示器１００８には自励式電力変換器１０、１１の直流出力電流検出値および該水素製造量指令と運転指令ＣＯＭに応じて算出される該自励式電力変換器の直流出力電流指令値を入力とし、それらをグラフ表示する。本水電解槽システムの操作者は、表示器１００８に表示されるグラフより、所望の水素製造装置に必要と算出された各自励式電力変換器の直流出力電流指令値と、その実績である直流出力電流検出値を目視することでシステムの挙動を確認することができる。
運転指令ＣＯＭは、自励式電力変換器１０、１１のゲートブロック／デブロック、および統合制御装置１００内の積分演算のクリア／アクティベーションを制御する信号である。ＣＯＭがネガティブである間はゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２はすべてＯＦＦであり、水素製造演算部１００３０、単位変換器制御部１００３１、１００３２の含む積分器はローパスフィルタを除き内部変数を含め演算がクリアされる。ＣＯＭがアクティブになると、すべての積分演算器の演算が開始され、ゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２も単位変換器制御部１００３１、１００３２の演算に従ってＯＮ、ＯＦＦが算出され、自励式電力変換器１０、１１が該ゲート信号によって電力変換を実現する。
単位変換器制御部１００３１は、電圧センサ４０で検出した系統電圧検出値Ｇｒｉｄ＿ｖｏｌｔａｇｅ、図示しない上位制御器より出力される力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆ、セル変換器直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＷＮ＿ｋ＿１、アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１、Ｉ＿ＵＮ＿１、Ｉ＿ＶＰ＿１、Ｉ＿ＶＮ＿１、Ｉ＿ＷＰ＿１、Ｉ＿ＷＮ＿１を入力とし、自励式電力変換器１０を構成するセル変換器の直流電圧が所定の電圧に一致し、自励式電力変換器１０の受電する電力が所望の力率に一致するよう各セル変換器の電圧指令値を算出し、ゲート信号を出力する。また、該電圧指令値には本発明の特徴である直流出力電流制御用の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１が加算されることにより、自励式電力変換器１０、１１の個別直流電流制御が可能となる。直流電流制御が可能となるメカニズムについては、後述する。
単位変換器制御部１００３２は、単位変換器制御部１００３１と同様に、系統電圧検出値、力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆ、セル変換器直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿１＿２～Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＷＮ＿ｋ＿２、アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿２、Ｉ＿ＵＮ＿２、Ｉ＿ＶＰ＿２、Ｉ＿ＶＮ＿２、Ｉ＿ＷＰ＿２、Ｉ＿ＷＮ＿２を入力とし、ゲート信号ＧａｔｅＳｉｇ２を算出する。単位変換器制御部１００３２の制御ブロックは単位変換器制御部１００３１と同様のため、説明を省く。
単位変換器制御部１００３１は、交流電流指令値算出器１００４１、交流電流制御器１００５１、相間バランス制御器１００６１、セル電圧バランス制御器１００７１、電圧指令値合成器１００８１、そしてゲート信号生成器１００９１により構成される。
交流電流指令値算出器１００４１は、上記セル変換器直流電圧検出値の平均値が所定の値に一致するよう系統に出力する有効電流指令値Ｉｓｄ＿ｒｅｆ１を算出する。また、自励式電力変換器１０の力率が力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆに一致するよう、系統に出力する無効電流指令値Ｉｓｑ＿ｒｅｆを算出する。
また、系統電圧検出値より電力変換システム１の連系する交流系統の正相電圧位相θを算出し、該位相角をもとに現在自励式電力変換器１０が系統側に出力する有効電流Ｉｓｄ＿１、無効電流Ｉｓｑ＿１、そして交流電流制御のフィードフォワード演算に用いる系統電圧ｄ軸成分フィルタ値Ｖｓｄ＿ｆｉｌ、系統電圧ｑ軸成分フィルタ値を算出し、交流電流制御器１００５１に出力する。交流電流制御器１００５１は交流電流指令値算出器１００４１からの出力信号をもとに、有効電流Ｉｓｄ＿１、無効電流Ｉｓｑ＿１がそれぞれの指令値であるＩｓｄ＿ｒｅｆ１、Ｉｓｑ＿ｒｅｆ１に一致するよう交流電流制御用電圧指令値（交流電圧指令値）Ｖｕ＿ｒｅｆ１、Ｖｖ＿ｒｅｆ１、Ｖｗ＿ｒｅｆ１を算出し、電圧指令値合成器１００８１に出力する。詳細は図７を用いて後述する。
相間バランス制御器１００６１は、アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１、Ｉ＿ＵＮ＿１、Ｉ＿ＶＰ＿１、Ｉ＿ＶＮ＿１、Ｉ＿ＷＰ＿１、Ｉ＿ＷＮ＿１を入力とし、各相のレグに流れる直流電流成分がバランスするよう、補正電圧指令値を算出し、その算出結果を電圧指令値合成器１００８１に出力する。詳細は図８を用いて後述する。
セル電圧バランス制御器１００７１は、アーム内のセル変換器の直流コンデンサ電圧がバランスするよう、補償電圧指令値を算出し、その算出結果を電圧指令値合成器１００８１に出力する。詳細は図９を用いて後述する。
電圧指令値合成器１００８１は、交流電流制御器１００５１、相間バランス制御器１００６１、セル電圧バランス制御器１００７１の出力、および水素製造演算部１００３０の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１を合成することで各セル変換器の交流電圧指令値を算出し、その結果をゲート信号生成器１００９１に出力する。詳細は図１０を用いて後述する。
ゲート信号生成器１００９１は電圧指令値合成器１００８１の出力をアーム内の各セルに対して位相が等分シフトされた三角波比較をすることで各セル変換器のゲート信号群ＧａｔｅＳｉｇ１を算出し、自励式電力変換器１０に出力する。詳細は図１１を用いて後述する。
以下、単位変換器制御部の各演算器の詳細を説明する。
交流電流指令値算出器１００４１および交流電流制御器１００５１のブロック図を図７に示す。
交流電流指令値算出器１００４１の主な機能は、交流系統における電圧位相を算出すること（機能１）、自励式電力変換器１０が系統に出力する有効電力と無効電力を算出し、自励式電力変換器１０が指定された力率で交流側に出力する無効電力を制御するための無効電流指令値を算出すること（機能２）、自励式電力変換器１０のセル変換器のコンデンサ電圧の平均値が所定の値に維持されるよう有効電流指令値を算出すること（機能３）、そして算出された交流電流指令値に交流出力電流が追従するよう、あらかじめ系統電圧と自励式電力変換器１０の交流出力電圧を釣り合わせる電圧フィードフォワード項を算出すること（機能４）、である。それぞれの機能に対応する制御ブロックについて、順に説明する。
機能１：位相検出
系統電圧検出値Ｇｒｉｄ＿ｖｏｌｔａｇｅはα－β変換器１００４１＿１に入力される。α－β変換器１００４１＿１は数１に示される変換式により系統電圧のｕ相、ｖ相、ｗ相検出値より、α成分、β成分を算出し、位相検出器１００４１＿２とｄ－ｑ変換器１００４１＿３に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
位相検出器１００４１＿２では内部発振した正弦波ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔを用いて数２で示されるｄ－ｑ変換を行い、算出結果のｑ軸成分がゼロになるようωを補正することで系統位相を算出するＰｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ（ＰＬＬ）により正相電圧位相θ（＝ωｔ）を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
ここで、Ｖｓα、Ｖｓβは系統電圧検出値のα成分、β成分、Ｖｓｄ、Ｖｓｑは内部発振した正弦波ｃｏｓωｔ、ｓｉｎωｔによりｄ－ｑ変換された系統電圧のｄ軸成分、ｑ軸成分である。ＰＬＬは系統連系変換器における位相検出で多用されるロジックであるため、内部発振角周波数ωの補正ロジックなどの詳細説明は省略する。
位相検出器１００４２＿１はその算出結果であるθをｄ－ｑ変換器１００４１＿３、１００４１＿１０、そして交流電流制御器１００５１に出力する。
機能２：無効電流指令値算出
本機能は、系統電圧および自励式電力変換器１０の系統出力電流のｄ－ｑ成分の算出、それらを入力とした自励式電力変換器１０の系統出力有効電力および無効電力の算出、そして有効電力と力率指令値から算出される無効電力指令値と上記無効電力出力値を一致させる無効電流指令値の算出により実現される。
系統電圧のｄ－ｑ成分の算出は以下により実現される。ｄ－ｑ変換器１００４１＿３はα―β変換器１００４１＿１の出力値Ｖｓα、Ｖｓβと位相θを入力とし、数３で示されるように固定座標系の系統電圧α成分、β成分を回転座標変換し、ｄ軸成分、ｑ軸成分を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
算出された系統電圧ｄ軸成分Ｖｓｄ、ｑ軸成分Ｖｓｑはローパスフィルタ１００４１＿４、１００４１＿５、およびＰＱ算出器１００４１＿１１に出力される。
系統出力電流のｄ－ｑ成分の算出は以下で実現される。アーム電流の検出値Ｉ＿ＵＰ＿１とＩ＿ＵＮ＿１は減算器１００４１＿６に入力される。この差より、自励式電力変換器１０が変圧器２０に向かって出力される系統出力電流Ｕ相成分Ｉ＿Ｕが算出される。同様に、Ｖ相、Ｗ相のアーム電流から減算器１００４１＿７、１００４１＿８により系統出力電流のＶ相成分Ｉ＿Ｖ、Ｗ相成分Ｉ＿Ｗが算出され、Ｉ＿Ｕ、Ｉ＿Ｖ、Ｉ＿Ｗはα―β変換器１００４１＿９に出力される。α―β変換器１００４１＿９は、１００４１＿１と同様に数１の行列演算を行うことで出力電流のα成分およびβ成分を算出し、ｄ－ｑ変換器１００４１＿１０に出力する。
ｄ－ｑ変換器はｄ－ｑ変換器１００４１＿３と同様に、系統電圧位相θからｃｏｓθ、ｓｉｎθを算出し、これらを用いた回転座標変換を行うことで系統出力電流のｄ軸成分Ｉｓｄ＿１、ｑ軸成分Ｉｓｑ＿１を算出する。Ｉｓｄ＿１、Ｉｓｑ＿１はＰＱ算出器１００４１＿１１、交流電流制御器１００５１に出力される。ＰＱ算出器１００４１＿１１は、数４に従い自励式電力変換器１０の系統に出力する有効電力出力値Ｐおよび無効電力出力値Ｑを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
有効電力Ｐは力率指令値ＰＦ＿Ｒｅｆと乗算器１００４１＿１２で乗算されることで無効電力指令値Ｑｒｅｆが算出され、該無効電力指令値とＰＱ算出器１００４１＿１１で算出された無効電力出力値Ｑが一致するよう、無効電力制御器１００４１＿１３は無効電流指令値Ｉｓｑ＿ｒｅｆ１を算出する。無効電力制御器１００４１＿１３は無効電力指令値Ｑｒｅｆと無効電力出力値Ｑの差分を入力としたＰＩ制御器により構成される。
機能３：有効電流指令値算出
交流電流指令値算出器１００４１は、自励式電力変換器１０のセル変換器のコンデンサ電圧検出値の平均値を算出し、その平均値が所定の電圧値と一致するよう有効電流を算出することで当該機能を満たす。
具体的には、自励式電力変換器１０を構成する全てのセル変換器の直流電圧検出値は平均値算出器１００４１＿１４に入力され、それらの平均値が平均直流電圧制御器１００４１＿１５に入力される。平均直流電圧制御器１００４１＿１５では、所定の電圧値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ｒｅｆと平均値算出器１００４１＿１４が一致するよう、Ｉｓｄ＿ｒｅｆ１を算出する。平均直流電圧制御器１００４１＿１５は平均値算出器１００４１＿１４の出力からＶｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ｒｅｆを減算し、その差を入力としたＰＩ制御演算をすることによりＩｓｄ＿ｒｅｆ１を算出することでセル変換器のコンデンサ電圧を維持するための交流系統との有効電力の授受を実現する。
機能４：電圧フィードフォワード項の算出
前述のとおり、ｄ－ｑ変換器１００４１＿３は、系統電圧のｄ軸成分Ｖｓｄとｑ軸成分Ｖｓｑを算出する。このＶｓｄ、Ｖｓｑに対し、ローパスフィルタ１００４１＿４と１００４１＿５でローパスフィルタ演算を行う。これによりＶｓｄとＶｓｑが含む系統電圧高調波成分に対してゲインを落としたｄ軸成分Ｖｓｄ＿ｆｉｌ、ｑ軸成分Ｖｓｑ＿ｆｉｌを算出し、これらをフィードフォワード項として交流電流制御器１００５１に出力する。これにより、商用周波数成分に対しては位相遅れやゲイン低下がなく、電源高調波については統合制御装置１００の演算遅れや自励式電力変換器１０のスイッチング周波数に起因する遅れによる高調波増幅を回避したフィードフォワードが可能となる。
次に、交流電流制御器１００５１の演算ブロックについて説明する。交流電流指令値算出器１００４１により算出された、有効電流指令値Ｉｓｄ＿ｒｅｆ１、無効電流指令値Ｉｓｑ＿ｒｅｆ１および自励式電力変換器１０の出力する有効電流Ｉｓｄ＿１、無効電流Ｉｓｑ＿１はそれぞれ電流制御器１００５１＿１、１００５１＿２に入力される。電流制御器１００５１＿１、１００５１＿２はｄ軸成分とｑ軸成分それぞれに対し、電流指令値と出力電流の差分をそれぞれ算出し、その差をゼロとするよう自励式電力変換器１０の交流出力電圧の補正値Ｖｄ＿ｒｅｆ１、Ｖｑ＿ｒｅｆ１を算出する。具体的には上記差分をＰＩ制御器の入力とすることで補正値Ｖｄ＿ｒｅｆ１、Ｖｑ＿ｒｅｆ１を算出する。
加算器１００５１＿３、１００５１＿４は交流電流指令値算出器で算出した電圧フィードフォワード項と上記補正値に対し、ｄ軸成分、ｑ軸成分それぞれで加算し、その和を逆ｄ－ｑ変換器１００５１＿５に出力する。
逆ｄ－ｑ変換器は加算器１００５１＿３の出力Ｖｑ＿ｒｅｆ１、加算器１００５１＿４の出力Ｖｄ＿ｒｅｆ１、そして交流電流指令値算出器１００４１から入力される系統電圧位相から数５に示される行列演算を施し、固定座標上の交流電圧指令値Ｖα＿ｒｅｆ１、Ｖβ＿ｒｅｆ１を算出し、２相３相変換器１００５１＿６に出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
２相３相変換器１００５１＿６は、逆ｄ－ｑ変換器の出力に対し、数６に示される行列演算を施すことで３相の交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１、Ｖｖ＿ｒｅｆ１、Ｖｗ＿ｒｅｆ１を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
２相３相変換器１００５１＿６の出力は、電圧指令値合成器１００８１に入力される。
次に、相間バランス制御器１００６１の演算ブロックを図８を用いて説明する。
アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１、Ｉ＿ＵＮ＿１、Ｉ＿ＶＰ＿１、Ｉ＿ＶＮ＿１、Ｉ＿ＷＰ＿１、Ｉ＿ＷＮ＿１はＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに加算器１００６１＿１、１００６１＿２、１００６１＿３で加算され、その和をゲイン乗算器１００６１＿４、１００６１＿５、１００６１＿６で１／２倍することにより、各相のレグを直流出力端子Ｎ側からＰ側に流れる電流を算出する。乗算器１００６１＿４、１００６１＿５、１００６１＿６の出力は加算器１００６１＿７および減算器１００６１＿９、１００６１＿１０、１００６１＿１１に入力される。
加算器１００６１＿７ではＵ相、Ｖ相、Ｗ相のレグを流れる電流が加算され、その和をゲイン乗算器１００６１＿８で１／３倍することにより平均値を算出する。該平均値を減算器１００６１＿９、１００６１＿１０、１００６１＿１１に出力する。これにより、各相のレグを貫通して流れる電流成分の平均値に対し、各相レグを流れる電流の差分を算出でき、その差に対し補償ゲインを乗算するゲイン乗算器１００６１＿１２、１００６１＿１３、１００６１＿１４で定数倍した値を相間のレグ電流をバランスさせるための電圧指令値ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１として電圧指令値合成器１００８１に出力する。ここで、該電圧指令値ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１はレグ通貫電流の平均値に対する差分を定数倍して算出した値であるため、ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１の和はゼロとなる。
次に、セル電圧バランス制御器１００７１を図９を用いて説明する。
セル電圧バランス制御器１００７１は、６つのアーム内セル電圧バランス制御器により構成される。該アーム内セル電圧制御器はすべて同様の構成を備えるため、代表例としてＵ相Ｐ側アームのアーム内セル電圧バランス制御器１００７１＿１を取り上げ、その演算ブロックを説明する。
アーム内セル電圧バランス制御器１００７１＿１はＵ相Ｐ側アームを構成するセル変換器の直流コンデンサ電圧検出値であるセル変換器直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿１＿１、Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿２＿１、・・・、Ｖｄｃ＿ｃｅｌｌ＿ＵＰ＿ｋ＿１、およびアーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１を入力とし、該セル電圧検出値の平均値から差分とアーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１の極性に応じてセル変換器の直流コンデンサ電圧をバランスするよう各セル変換器の出力電圧指令の補償値Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１、Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿２＿１、・・・、Ｖｄｃ＿ＵＰ＿ｋ＿１を算出する。
具体的には、上記セル変換器の直流コンデンサ電圧検出値に対し、系統電圧の２倍の周波数以上に対して減衰効果を持つローパスフィルタ１００７１＿１＿１＿１、１００７１＿１＿１＿２、１００６１＿１＿１＿ｋを各コンデンサ検出値に対して施す。これは、セル変換器が単相変換器であり、原理上セル変換器のコンデンサ電圧には系統周波数の２倍の周期の変動が生じ、本周波数成分が補償値に混入するとセル変換器の出力電圧にも同様に脈動が重畳し、意図しない低次高調波電流を系統に流出することになる。そのため、上記ローパスフィルタにより原理的に生じるコンデンサ脈動周波数成分を除去する。
　上記ローパスフィルタの出力は減算器１００７１＿１＿３＿１～１００７１＿１＿３＿ｋ、および平均値算出器１００７１＿１＿２に入力され、各ローパスフィルタの出力平均値に対する差分を上記減算器で算出し、その差がゲイン乗算器１００７１＿１＿４＿１～１００７１＿１＿４＿ｋに出力される。
上記ゲイン乗算器では、上記平均値から差分に比例した補償電圧値を算出し、乗算器１００７１＿１＿５＿１～１００７１＿１＿５＿ｋにそれぞれ出力する。
各セルのコンデンサの充電電流は、アーム電流と出力電圧の積で決まる。そのため、本アーム内セル電圧バランス制御器では、アーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１の極性により補償電圧の符号を変える。具体的にはアーム電流検出値Ｉ＿ＵＰ＿１をアーム電流極性判定器１００７１＿１＿６に入力し、該判定器は上記アーム電流検出値が正であれば１を、負であれば－１を乗算器１００７１＿１＿５＿１～１００７１＿１＿５＿ｋに出力する。これによりアーム電流の極性を補償電圧値に反映することが可能となる。乗算器１００７１＿１＿５＿１～１００７１＿１＿５＿ｋの出力はＵ相Ｐ側のアーム電圧指令値補償値Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿ｋ＿１として電圧指令値合成器１００８１に出力される。ここで、Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿ｋ＿１は、各セル変換器のコンデンサ電圧検出値の平均値に対する差分に比例した値であるため、その総和はゼロとなる。
上記では、Ｕ相Ｐ側のアーム内セル電圧バランス制御器について説明したが、同様にＵ相Ｎ側アーム、Ｖ相Ｐ側アーム、Ｖ相Ｎ側アーム、Ｗ相Ｐ側アーム、そしてＷ相Ｎ側アームに対しても同様に各アームの状態量を入力し、同様の演算を施すことにより各アームにおける電圧指令値補償値を算出し、その演算結果は電圧指令値合成器１００８１に出力される。
次に、電圧指令値合成器１００８１の演算ブロックを図１０、図１１を用いて説明する。上述のように、交流電流制御器１００５１の出力である交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１、Ｖｖ＿ｒｅｆ１、Ｖｗ＿ｒｅｆ１、相間バランス制御器１００６１の出力ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１、セル電圧バランス制御器１００７１の出力Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｃｌｃ＿ＷＮ＿ｋ＿１、そして後述の直流電流制御器１００２１の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１が電圧指令値合成器１００８１に入力され、その合成結果はゲート信号生成器１００９１に出力される。
電圧指令値合成器１００８１は上記入力信号に対してＵ相の電圧指令値を合成する相電圧指令値合成器１００８１＿Ｕ＿１、Ｖ相の電圧指令値を合成する相電圧指令値合成器１００８１＿Ｖ＿１、Ｗ相の電圧指令値を合成する相電圧指令値合成器１００８１＿Ｗ＿１により構成され、各相電圧指令値合成器の演算ブロックは同様である。ここでは、代表としてＵ相の相電圧指令値合成器１００８１＿Ｕ＿１を例に演算ブロックを説明する。
図１１に相電圧指令値合成器１００８１＿Ｕ＿１のブロック図を示す。Ｕ相Ｐ側のセル変換器の電圧指令値を合成するセル電圧指令値合成器１００８１＿ＵＰ＿１～１００８１＿ＵＰ＿ｋ、Ｕ相Ｎ側のセル変換器の電圧指令値を合成するセル電圧指令値合成器１００８１＿ＵＮ＿１～１００８１＿ＵＮ＿ｋにより構成される。
図１１に示されるように、Ｕ相Ｐ側のセル電圧指令値合成器は他の電圧指令値もしくは補償値に対して交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１をマイナスの符号で重畳させ、Ｕ相Ｎ側のセル電圧指令値合成器では他の電圧指令値もしくは補償値に対して交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１をプラスの符号で重畳させる。これにより、交流成分に対しては自励式電力変換器１０の直流出力端子Ｐ、Ｎをそれぞれ中点とした回路が構築される。また、交流出力電流はＰ側アームとＮ側アームに等しく流れる。そのため、バッファリアクトル７０ＵＰと７０ＵＮに生じる交流電流起因の電圧降下は振幅は等しく極性が異なるため、レグに生じる電圧降下としては相殺される。
各セル電圧指令値合成器の出力Ｖｒｅｆ＿ＵＰ＿１～Ｖｒｅｆ＿ＵＰ＿ｋ、Ｖｒｅｆ＿ＵＮ＿１～Ｖｒｅｆ＿ＵＮ＿ｋはＵ相電圧指令値合成値としてゲート信号生成器１００９１に出力される。
図１２には、ゲート信号生成器１００９１のブロック図を示す。電圧指令値合成器１００８１から出力された、各セル変換器の交流出力電圧指令値Ｖｒｅｆ＿ＵＰ＿１～Ｖｒｅｆ＿ＷＮ＿ｋは各セル変換器のゲート信号を生成するＰＷＭ変調器に入力され、上記セル変換器のＩＧＢＴのゲート信号が算出される。
ＰＷＭ変調器１００９１＿ＵＰ＿１～１００９１＿ＷＮ＿ｋは三角波を搬送波とするＰＷＭ変調器であり、各変調器の搬送波周波数は等しい。また、同一アーム内のセル変換器のゲート信号を生成するＰＷＭ変調器では搬送波を互いに１８０ｄｅｇをアーム内セル変換器数ｋで除算した値だけ位相をずらしたものとすることで、交流出力端子に出力する高調波成分を抑制する。
以上の制御器により、自励式電力変換器１０は、セル変換器のコンデンサ電圧を維持し、また系統側に出力する電力の力率を所望の値に制御することができる。
次に、本発明の新規な点である、自励式電力変換器の直流出力電流制御ロジックについて、図４に戻り説明する。
自励式電力変換器１０、１１の直流電流制御演算は水素製造演算部１００３０で実施される。水素製造演算部１００３０は、水素製造量指令値Ｈ２＿Ｇｅｎ＿Ｒｅｆと水電解槽ユニット３０の温度情報Ｔｅｍｐ＿ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒを入力として自励式電力変換器１０、１１の直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１、Ｉｄｃ＿ｒｅｆ２を算出する直流電流指令値算出器１００１、直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１と自励式電力変換器１０の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１、直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１をもとに直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１が直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１に一致するよう自励式電力変換器１０のセル変換器の電圧指令値を調整する直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１を算出する直流電流制御器１００２１、自励式電力変換器１１の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿２がＩｄｃ＿ｒｅｆ２に一致するようＩｄｃ＿ｒｅｆ２と自励式電力変換器１１の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿２、直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿２をもとに自励式電力変換器１１のセル変換器の電圧指令値を調整する直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ２を算出する直流電流制御器１００２２により構成される。
水電解槽の生成する水素量は、供給する電流に対して線形に変化する。図５にその特性例を示す。グラフの横軸は水素製造速度、縦軸の第一軸（左側）は水電解槽の端子電圧、縦軸の第二軸（右側）は水電解槽への入力電流を示している。符号Ａで示される曲線は端子電圧を示し、符号Ｂで示される特性は水電解槽への入力電流を示している。図５に示されるように、水素製造量と入力電流は原点を通過する一次関数で示される。
そのため、直流電流指令値算出器１００１は図６に示すように水素製造量指令値であるＨ２＿Ｇｅｎ＿Ｒｅｆ［Ｎｍ３／ｈ］を自励式電力変換器１０、１１の直流出力電流のｐｅｒ　ｕｎｉｔ値に換算する単位換算器１００１１を用いて電流指令値に換算すればよい。
しかし、外気温や水電解槽に供給する水温により、水電解槽ユニットの加熱を防ぐ必要がある。そのため、水電解槽ユニットの温度情報Ｔｅｍｐ＿Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒに対し所定の温度Ｔ１を超えると１．０ｐ．ｕ．から値を減少させ、第二の所定の温度であるＴ２まで該温度が上昇した場合には水素製造量をゼロとする水素製造リミットテーブル１００１２を備える。該リミットテーブルの出力および上記単位換算器１０１１の出力は最小値算出器１００１３に入力され、最小値演算器は上記リミットテーブルで制限された直流出力電流指令値をランプリミッタ１００１４、１００１５に出力する。
ランプリミッタ１００１４は上記直流出力電流指令値と自励式電力変換器１０の運転状態を示すＳｔａｔｕｓ１を入力とし、自励式電力変換器１０が運転ステータスである１になると、上記直流電流指令値に対し所定の時間変化率で出力である直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１を上昇させる。ランプリミッタ１００１５についても同様であり、上記直流出力指令値と自励式電力変換器１１の運転状態を示すＳｔａｔｕｓ２を入力とし、自励式電力変換器１１の直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ２を算出する。ここで、Ｓｔａｔｕｓ１は運転指令ＣＯＭがアクティブのときに１、ネガティブの時に０となる状態変数であり、Ｓｔａｔｓｕ２は運転指令ＣＯＭがアクティブになってから所定時間経過後に１、ＣＯＭがネガティブになったときに０となる状態変数である。
直流電流制御器１００２１、１００２２は上記直流出力電流指令値とＶ＿ｌｏａｄ＿１、Ｖｌｏａｄ＿２、Ｉ＿ｄｃ＿１、Ｉ＿ｄｃ＿２をそれぞれ入力とし、直流電流制御器１００２１はＩｄｃ＿ｒｅｆ１とＩ＿ｄｃ＿１と一致するようＰＩ制御器によりＶｄｃ＿ｒｅｆ１を算出し、直流電流制御器１００２２はＩｄｃ＿ｒｅｆ２とＩ＿ｄｃ＿２が一致するようＰＩ制御器によりＶｄｃ＿ｒｅｆ２を算出する。
直流電流制御器１００２１と１００２２は同じブロック図を備えるため、直流電流制御器１００２１を代表として詳細を説明する。図２３に直流電流制御器１００２１のブロック図を示す。直流電流制御器１００２１は直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１と直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１を減算器１００２１＿３に入力し、その差はＰＩ制御器１００２１＿６に出力される。ＰＩ制御器１００２１＿６は入力された直流出力電流の指令値に対する検出値の差分に対しＰＩ演算を施し、その出力を加算器１００２１＿７に出力する。
一方、直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１はローパスフィルタ１００２１＿２に入力され、ローパスフィルタ１００２１＿２は、自励式電力変換器１０もしくは１１のスイッチングに起因するリプル成分を除去し、その出力を加算器１００２１＿７に出力する。
加算器１００２１＿７は２つの入力信号を加算し、Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＿１を算出する。ローパスフィルタ１００２１＿２は、水電解槽ユニット３０に残電圧があった場合でも自励式電力変換器１０に残電圧と同様の直流出力電圧を出力させ、始動時の大きな直流電流の流入を回避する意図により搭載される。
上記のように算出されたＶｄｃ＿ｒｅｆ１、Ｖｄｃ＿ｒｅｆ２を前述の電圧指令値合成器１００８１に出力することで自励式電力変換器１０、１１は指令値に従った直流出力電流を負荷に供給することができ、意図せぬ自励式電力変換器間の横流を回避できる。
自励式電力変換器１０が上記制御器により直流出力電流を制御できることを図１３および図１４を用いて、説明する。
図１３には、自励式電力変換器１０の瞬時平均値による等価回路を示す。Ｕ相Ｐ側アームは交流電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ１によってセル変換器により出力された電圧成分の和ｖｕ、相間バランス制御によりセル変換器により出力された電圧成分の和ｖｐｈｃ＿ｕ１、そして直流電流制御器によりセル変換器により出力された電圧成分の和（ｖｄｃ＿ｒｅｆ１）／２、を示す可変電圧源とバッファリアクトル７０ＵＰで表される。図１１を用いて相電圧指令値合成器１００８１＿Ｕ＿１のブロック図を説明したように、交流電流制御用電圧指令値はＵ相Ｐ側アームのセル変換器群に対し、マイナスの符号で重畳される。そのため、等価回路においてもｖｕはＰ側を基準とした出力電圧成分となる。
図１３にはセル電圧バランス制御器の出力に対応する電圧源が記載されていない。これは、図９を用いたセル電圧バランス制御器の説明の中でも記載したとおり、各セル変換器へのコンデンサ電圧補償項であるＶｃｌｃ＿ＵＰ＿１＿１～Ｖｃｌｃ＿ＵＰ＿ｋ＿１の和がゼロになるため、アームを瞬時平均値で縮約した図１３にはセル電圧バランス制御器の出力を示す電圧源が現れない。
同様に、Ｕ相Ｎ側のアームは３つの電圧源とバッファリアクトル７０ＵＮの直列回路として等価回路を表すことができる。ここで、Ｕ相Ｎ側アームにおいては、交流電流制御用電圧指令値によるセル変換器出力電圧の和ｖｕはＮ側を基準とした出力電圧成分となる。Ｖ相、Ｗ相も上記説明と同様である。
図１３の等価回路を直流出力端子Ｐ、Ｎから見込んだ回路に変換したものが図１４（ａ）である。交流電流制御用電圧指令値による交流電圧はレグの中では相殺される。また、相間バランス制御によりセル変換器により出力された電圧成分ｖｐｈｃ＿ｕ１、ｖｐｈｃ＿ｖ１、ｖｐｈｃ＿ｗ１は、図８を用いた相間バランス制御器１００６１の説明で述べたように合計がゼロとなる。そのため、３相レグを一括で示す図１４（ａ）の等価回路には表れない。また、Ｐ側とＮ側のバッファリアクトルに交流出力電流起因で生じる電圧降下も、極性が異なり振幅が等しいため、レグの等価回路には表れない。ゆえに、直流電流制御器の出力を反映したセル変換器の出力電圧成分に対応する可変電圧源のみが等価回路に残る。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のバッファリアクトルは直流出力端子から見込むと３並列のリアクトルとなるため、インダクタンスが１／３であるリアクトル７０＿Ｐ、７０＿Ｎとしてあらわすことができる。
図１４（ａ）はリアクトルが２つ、出力の等しい可変電源が２つ直列の回路であるため、（ｂ）のように整理することができる。ここで、リアクトル７０＿ＰＮのインダクタンスはリアクトル７０＿Ｐ、７０＿Ｎの２倍である。
ゆえに、自励式電力変換器１０は水電解槽ユニット３０から見込むと直流電流制御器の出力に応じた可変電圧源とリアクトルで表すことができ、直流電流指令値に応じた直流出力電流の制御が可能であることがわかる。直流電流指令値に応じた直流出力電流制御が可能となることにより、自励式電力変換器１０、１１の間に意図せぬ横流が流れることを回避できる。また、該自励式電力変換器がもともと備えるバッファリアクトルは直流出力電流制御用のインダクタンスとしても寄与することから、直流出力電流を制御可能にするために追加の主回路要素を加える必要がない。そのため、水電解槽ユニット３０に直流電流を供給するコンパクトな自励式の整流器を実現することができる。なお、本実施例においては電力変換システム１の主回路を自励式電力変換器１０、１１で構成しているが、自励式電力変換器は２台以上であっても同様の効果を奏する。
図１５には、（ａ）～（ｃ）順に電力変換システム起動時の負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄ、出力電圧ｖ＿ｌｏａｄ、そして自励式電力変換器１０のゲートブロック（ＧＢ）／デブロック（ＧＤＢ）状態を示す。図５で示すように、水電解槽は印加する電圧が所定の値を超えないと電流が流れない。そのため、上位制御装置からのＣＯＭにより時刻ｔ０でセル変換器のゲートブロックを解除し、直流電流制御器１００２１の演算を開始しても自励式電力変換器１０の出力する電圧が水電解槽ユニットの水素製造を開始する電圧閾値Ｖｔｈを超えるまで電流が流れない。
直流電流制御器１００２１、１００２２はＰＩ制御器で構成されるため、直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１と直流出力電流の差である領域Ａの時間積分値が上記ＰＩ制御器の積分器に蓄積される。そのため、自励式電力変換器１０、１１の出力する電圧がＶｔｈを超えても面積ＡとＢが略等しくなるまで電流オーバーシュートが生じ、水電解槽ユニットの加熱や当該自励式電力変換器の過負荷トリップを引き起こす可能性がある。
図１６には、上記懸念への対策案を盛り込んだ、実施例１の第２の形態が備える統合制御装置のブロック図を示す。図４に示す統合制御装置１００との差は、自励式電力変換器１０の直流電流制御器１００２１の代わりに直流電流制御器１００２１＿ａを備え、直流電流制御器１００２１＿ａは上記の直流出力電流におけるオーバーシュートを抑制するため、直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１を算出する制御器を２種類備えること、運転指令ＣＯＭの代替信号として直流電流指令値算出器１００１の演算開始許可フラグＥｎａｂｌｅＳｉｇ１を出力すること、直流電流制御器１００２１＿ａが自励式電力変換器１１の演算開始許可フラグＥＮＢＬを出力する点である。
図１７を用いて直流電流制御器１００２１＿ａのブロック図を説明する。
直流電流制御器１００２１＿ａは、直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１、直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１、直流出力電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ＿１、そして運転指令ＣＯＭを入力とし、直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１、自励式電力変換器１１の演算開始許可フラグＥＮＢＬを出力する。
減算器１００２１＿ａ＿３はＩｄｃ＿ｒｅｆ１とＩ＿ｄｃ＿１を入力し、その差を算出し、ＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６に出力する。ＰＩ制御器は後述のＰＩ制御演算開始許可フラグＥｎａｂｌｅＳｉｇ１が１以外であれば内部変数をゼロに初期化し、１であれば減算器１００２１＿ａ＿３の出力に対しＰＩ演算を施し、その演算結果を加算器１００２１＿ａ＿７に出力する。加算器１００２１＿ａ＿７は後述の切り替え器１００２１＿ａ＿５の出力とＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６の出力を加算し、その和を直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１として出力する。
直流電流制御器１００２１＿ａの特徴である、直流出力電流オーバーシュートを回避する仕組みについて以降説明する。
直流電流制御器１００２１＿ａは、運転指令ＣＯＭがアクティブになってから所定の時間ｔ３まではオープンループの直流出力電圧制御を行い、ｔ３以降に直流電流制御に切り替える構成を備える。具体的には、運転指令ＣＯＭを入力とする始動時電圧指令値算出器１００２１＿ａ＿１を備え、運転指令ＣＯＭがアクティブになる時刻をｔ０とし、ｔ０から所定の時刻ｔ２までの間、オープン制御時の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＿ｏｐｅｎを０から予め定める固定値である初期直流電圧指令値ＶＩＮまでランプ状に増加させる。なお、ＶＩＮは水電解槽ユニット３０が水素製造を開始する閾値電圧Ｖｔｈに対し、数％低い値に設定することが望ましい。時刻ｔ２よりも遅い所定の時刻ｔ３になるとＰＩ制御演算開始許可フラグＥｎａｂｌｅＳｉｇ１を０から１に変化させ、ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１を遅延器１００２１＿ａ＿４、切り替え器１００２１＿ａ＿５、そしてＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６に出力する。
直流出力電圧検出値ｖ＿ｌｏａｄ＿１はローパスフィルタ１００２１＿ａ＿２に入力され、該ローパスフィルタはＶ＿ｌｏａｄ＿１から高周波成分を除去し、その出力を切り替え器１００２１＿ａ＿５に出力する。
切り替え器１００２１＿ａ＿５はＥｎａｂｌｅＳｉｇ１が１以外であれば、その出力をＶｄｃ＿ｒｅｆ＿ｏｐｅｎとし、ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１が１であればその出力をローパスフィルタ１００２１＿ａ＿２の出力とする。本構成により、Ｖｄｃ＿ｒｅｆ１は時刻ｔ３まではオープンループ制御時の直流電圧指令値となり、その間はＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６は内部変数がゼロに初期化されるためＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６に入力される直流出力電流の偏差によらず積分器の出力および内部変数はゼロのままとなり、電流偏差を蓄積することを回避できる。
時刻ｔ３になったタイミングにおいては、ＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６の出力は比例項のみで小さい値だが、切り替え器１００２１＿ａ＿５がローパスフィルタ１００２１＿ａ＿２の出力を加算器１００２１＿ａ＿７に出力することにより、オープンループ制御時に自励式電力変換器１０が水電解槽ユニット３０に印加していた直流電圧を直流電圧指令値にフィードフォワードすることができ、オープンループの直流電圧制御からクローズドループの直流出力電流制御へスムーズに制御切り替えができる。また遅延器１００２１＿ａ＿４は自励式電力変換器１０がクローズドループの直流電流制御に切り替えられる時刻ｔ３に対し、所定の時間が経過した時刻ｔ５にＥＮＢＬがゼロから１に切り替わるよう、時間遅延処理を施す。これにより、自励式電力変換器１０が水電解槽ユニット３０に対し電流が流れた状態で自励式電力変換器１１を起動することができ、スムーズな運転開始が可能となる。
図１８を用いて、電力変換システム１の動作波形を説明する。図１８は（ａ）～（ｅ）の順にそれぞれ負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄ、直流電圧検出値Ｖ＿ｌｏａｄ１、自励式電力変換器１０のゲートブロック／デブロック状態、ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１、ＥＮＢＬを示し、横軸は時間である。時刻ｔ０において運転指令ＣＯＭがアクティブとなり、自励式電力変換器１０のセル変換器がゲートブロックを解除する。時刻ｔ０からｔ２まで、オープン制御時の直流出力電圧指令値Ｖｄｃ＿ｒｅｆ＿ｏｐｅｎはゼロからＶＩＮに向けランプ状に上昇する。時刻ｔ３においてＥｎａｂｌｅＳｉｇ１がゼロから１に変化し、自励式電力変換器１０の制御がオープンループの直流電圧制御からクローズドループの直流出力電流制御へ切り替わる。
また、ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１を入力とし、自励式電力変換器１０の直流出力電流指令値Ｉｄｃ＿ｒｅｆ１はゼロから所定の値までランプ状に増加を開始する。時刻ｔ３においては水電解槽ユニット３０に出力する電圧が水素製造を開始する閾値電圧Ｖｔｈ近傍のＶＩＮまで増加しているため、直流電流制御器による直流電圧指令値補正により時刻ｔ４には自励式電力変換器１０から直流出力電流が流れ始める。そのため、直流電流制御用のＰＩ制御器１００２１＿ａ＿６の積分器に蓄積される電流偏差時間積分値は図１５に示す動作例に比べて大幅に削減され、直流出力電流に現れるオーバーシュート量を低減することができる。
ＥｎａｂｌｅＳｉｇ１に対して時間遅延された信号であるＥＮＢＬ信号を受け、自励式電力変換器１１はクローズドループの電流制御で起動する。時刻ｔ５においては、すでに自励式電力変換器１０が水電解槽ユニット３０に対して水素製造を開始する閾値以上の電圧を印加しているため、自励式電力変換器１１は制御切り替え機構を持たなくても過大なオーバーシュートを起こさずに水電解槽ユニット３０へ電流供給することが可能となる。
本実施例によれば、自励式電力変換器１０、１１を直流出力端において並列に接続することにより、単機で供給可能な直流電流に比べて大きな電流を負荷である水電解槽ユニットに供給することができる。また、自励式電力変換器１０、１１に対し、直流電流指令値に応じた直流出力電流制御を搭載することが可能となる。これにより、自励式電力変換器１０、１１の間に意図せぬ横流が流れ、装置の利用率が低下することを回避できる。さらに、該自励式電力変換器がもともと備えるバッファリアクトルは直流出力電流制御用のインダクタンスとしても寄与することから、直流出力電流を制御可能にするために追加の主回路要素を加える必要がない。そのため、水電解槽ユニット３０に直流電流を供給するコンパクトな自励式の整流器を実現することができる。
加えて、実施例１の第２の形態においては、自励式電力変換器１０の起動時における制御をオープンループの電圧制御とクローズドループの直流出力電流制御で切り替える機能を備えることにより、水電解槽ユニット３０に供給する電流の過大なオーバーシュートを回避することができる。
［実施例２］
本発明の実施例２について、図１９及び２０を用いて説明する。本発明の実施例２と実施例１との差は、図１９に示すように、水電解槽ユニット３０＿ａが温度情報Ｔｅｍｐ＿Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒに加えて水電解槽ユニットを構築するＮ個の水電解槽スタック３０＿１～３０＿Ｎの極間電圧検出値の検出値であるスタック電圧検出値Ｖｃ＿１～Ｖｃ＿Ｎを電力変換システム１＿ａへ出力し、電力変換システム１＿ａは負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄと該スタック電圧検出値より上記水電解槽スタックの健全性を評価し、異常を認めた場合には水電解槽ユニット３０＿ａへの負荷電流供給を停止する機能を備える点にある。負荷装置が複数の要素の直列体で構成される場合、電源側からは当該要素の異常は検出が困難である。水電解槽スタックは低電圧・大電流特性を有し、大容量化のために該スタックを直列に接続するシステムにおいては、直列数が多くなり、さらに該スタックの異常検出が困難となる。実施例２で示す電力変換システム１＿ａは、該スタックの標準的Ｖ－Ｉ特性から逸脱するスタックが存在する場合、当該スタックにおいて内部短絡などの異常が生じていることを検知し、速やかに負荷電流の供給を停止する。これにより、システム全体の安全性向上を図ることができる。実施例２において同一構成要素については同じ記号で示し、重複する説明を省く。
水電解槽ユニット３０＿ａの構成を図２０を用いて説明する。水電解槽ユニット３０＿ａは５つの水電解槽スタックの直列体で構成されるブロックが複数個直列に接続された構成を持つ。水電解槽スタックの極間電圧は電圧センサ９０＿ｓｔｃ＿１～９０＿ｓｔｃＮにより計測され、その検出値Ｖｃ＿１～Ｖｃ＿Ｎは電力変換システム１＿ａの統合制御装置１００＿ａに出力される。
統合制御装置１００＿ａのブロック図を図２１に示す。実施例１の統合制御装置１００との差は、水素製造制御部１００３０＿ａが水電解槽スタック状態判定器１００９を備え、該判定器は運転指令ＣＯＭを水電解槽スタックの状態判定により補正した補正運転指令ＣＯＭ２を算出し、運転指令ＣＯＭの代わりにＣＯＭ２を該統合制御装置内の演算器へ出力する点にある。
上記スタック電圧検出値Ｖｃ＿１～Ｖｃ＿Ｎは水電解槽スタック状態判定器１００９に入力される。また、該判定器１００９には自励式電力変換器１０の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿１、自励式電力変換器１１の直流出力電流検出値Ｉ＿ｄｃ＿２、そして運転指令ＣＯＭが入力される。スタック状態判定器１００９は、Ｉ＿ｄｃ＿１とＩ＿ｄｃ＿２より負荷電流Ｉ＿ｌｏａｄを算出し、水電解槽スタック３０＿１～３０＿Ｎの極間電圧の検出値であるスタック電圧検出値Ｖｃ＿１～Ｖｃ＿Ｎが標準電圧範囲内であるか、否かを判定する。
具体的には、図２２に示される横軸に負荷電流、縦軸に水電解槽スタックの電圧をプロットし、一点破線で示される標準的水電解槽のＶ－Ｉ特性に対し所定の幅を持たせた標準電圧範囲ＲＡＮＧＥ＿Ｎの中に上記プロットが存在するか、否かを判定する。ｊ番目の水電解槽スタックが内部短絡を起こしている場合、当該スタックの極間電圧は標準範囲を下回り、当該スタックのプロットが標準電圧範囲ＲＡＮＧＥ＿Ｎを逸脱する。
スタック状態判定器１００９は、すべてのスタックが標準電圧範囲にあれば運転指令ＣＯＭを補正運転指令ＣＯＭ２として各演算器に出力し、標準電圧範囲を逸脱するプロットが存在する場合は、水電解槽スタック状態判定器１００９は運転指令ＣＯＭがアクティブであっても補正運転指令ＣＯＭ２をネガティブとし、ＧａｔｅＳｉｇ１、ＧａｔｅＳｉｇ２をすべてＯＦＦ指令とすることで電力変換システム１＿ａの運転を停止する。
以上のような異常検出機能を備えることにより、水電解槽スタックの中に内部短絡が発生した場合には速やかに電力変換システム１＿ａの運転を停止することで負荷電流の供給を停止し、内部短絡を起こしている異常スタックに電流供給によるさらなる内部温度上昇を回避することができ、システムの安全性を向上することができる。
なお、本実施例では水電解槽スタック状態判定器１００９で異常を検出した場合には速やかに電力変換システム１＿ａを停止する構成を説明したが、異常を検出した際には自励式電力変換器１０、１１の出力する電流指令値をゼロに向かってランプ状に変化させ、その後ゲート信号をＯＦＦにする構成としても良い。このとき、異常な水電解槽スタックに長時間電流を供給することを回避するため、電流指令値をランプ状に変化させる速度は電力変換システム１＿ａを起動するときの電流指令値の上昇速度より早く設定することが望ましい。
本実施例の電力変換システム１＿ａによれば、実施例１同様に追加の主回路要素を必要とせずに自励式電力変換器１０と１１の意図せぬ直流回路を介した横流を抑制することが可能となる。また、水電解槽スタックの中に内部短絡が発生した場合には速やかに電力変換システム１＿ａの運転を停止することで負荷電流の供給を停止し、システムの安全性を向上することができる。
　以上で説明した本発明の実施例によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）本発明に係る電力変換システムは、変圧器を介して交流系統に連系し負荷装置に直流電力を供給する電力変換システムであって、負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備えた自励式電力変換器と、自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づきリアクトルを流れる電流を制御する電流制御部を備える。
　上記の構成を採用することにより、自励式電力変換器の間を循環する横流を抑制することができ、コンパクトかつ構成要素の高い利用率を実現する電力変換システムを構築することができる。
（２）電力変換システムは直流出力端子が並列接続された複数の自励式電力変換器により構成され、該複数の自励式電力変換器の交流端子は変圧器を介して共通の交流系統に電気的に接続され、自励式電力変換器にそれぞれ直流出力電流指令値を算出する直流電流指令値算出部と、該直流出力電流指令値と自励式電力変換器の直流出力電流とが一致するよう該自励式電力変換器の直流出力電圧を制御する直流出力電圧制御部を備える制御装置をさらに備える。これにより、最小限の構成で本発明の効果を得ることが可能になる。
（３）自励式電力変換器はマルチモジュラーコンバータである。本発明はこのような構成を備えたシステムに対して好適に適用可能である。
（４）複数の自励式電力変換器を統合制御する統合制御装置をさらに備え、統合制御装置は複数の自励式電力変換器のうちの１つが負荷装置に直流電流を供給した後に他の自励式電力変換器を起動させる。これにより、システムの運転開始をスムーズに行うことが可能になる。
（５）負荷装置に最初に直流電流を供給する自励式電力変換器の負荷供給電圧調整部は、所定の電圧を負荷装置に供給する直流出力電圧制御部と、負荷供給直流電流指令値に応じて負荷供給直流電圧を調整する直流出力電流制御部と、を備え、自励式電力変換器は該自励式電力変換器の運転開始時に直流出力電圧制御部のあとに直流出力電流制御部に制御手段を切り替える切り替え部をさらに備える。これにより、オープンループの直流電圧制御からクローズドループの直流出力電流制御へスムーズに制御切り替えを行うことが可能になる。
（６）負荷装置が水電解槽である。本発明は、水電解槽のような低圧かつ大電流特性を有する装置に適用されるべくしてなされたものである。
（７）負荷状態量に温度情報を含む。これにより、負荷装置の温度状態に応じて適切に制御することが可能になる。
（８）水電解槽が複数の水電解槽スタックの直列体を含み、負荷状態量は水電解槽スタックの極間電圧を含み、負荷装置に供給する電流と極間電圧から水電解槽スタックの健全性を確認する健全性確認部と、健全性確認部において水電解槽スタックに異常を検出した場合は水電解槽への電流出力を停止する停止部を備える。これにより、負荷装置が複数の要素の直列体で構成される場合であっても、異常の発生を的確に検知することが可能になる。
（９）電力変換システムは負荷供給直流電流指令値と該電力変換システムから負荷に供給される負荷供給直流電流の検出値を表示する表示器を備える。これにより、システムの操作者は、表示器に表示される情報に基づき、システムの挙動を確認することが可能になる。
（１０）また本発明は、上記（１）～（９）に規定した電力変換システムに対応する電力変換システムの制御方法をも含む。
　なお、本発明は、上記の実施例に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、上記の実施例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、本発明は、必ずしも説明した全ての構成を備える態様に限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能である。また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、削除したり、他の構成を追加・置換したりすることが可能である。
１・・・電力変換システム、　１０，　１１・・・自励式電力変換器、　２０・・・変圧器、　３０・・・水電解槽ユニット、　１００・・・統合制御装置、　ＣＯＭ・・・運転指令、　１００１・・・直流電流指令値算出器、　Ｔｅｍｐ＿Ｅｌｅｃｔｒｏｌｙｓｅｒ・・・水電解槽温度情報

Claims (18)

  1. 　変圧器を介して交流系統に連系し負荷装置に直流電力を供給する電力変換システムであって、
    　負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、
    　直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備えた自励式電力変換器と、
    　前記自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と前記交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づき前記リアクトルを流れる電流を制御する電流制御部を備える、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  2. 　請求項１に記載の電力変換システムであって、
    　前記電力変換システムは直流出力端子が並列接続された複数の前記自励式電力変換器により構成され、該複数の自励式電力変換器の交流端子は前記変圧器を介して共通の交流系統に電気的に接続され、
    　前記自励式電力変換器にそれぞれ直流出力電流指令値を算出する直流電流指令値算出部と、該直流出力電流指令値と前記自励式電力変換器の直流出力電流とが一致するよう該自励式電力変換器の直流出力電圧を制御する直流出力電圧制御部を備える制御装置をさらに備える、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  3. 　請求項１に記載の電力変換システムであって、
    　前記自励式電力変換器はマルチモジュラーコンバータである、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  4. 　請求項２に記載の電力変換システムであって、
    　前記複数の自励式電力変換器を統合制御する統合制御装置をさらに備え、
    　前記統合制御装置は前記複数の自励式電力変換器のうちの１つが前記負荷装置に直流電流を供給した後に他の自励式電力変換器を起動させる、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  5. 　請求項１に記載の電力変換システムであって、
    　負荷装置に最初に直流電流を供給する前記自励式電力変換器の前記負荷供給電圧調整部は、所定の電圧を前記負荷装置に供給する直流出力電圧制御部と、前記負荷供給直流電流指令値に応じて前記負荷供給直流電圧を調整する直流出力電流制御部と、を備え、
    　前記自励式電力変換器は該自励式電力変換器の運転開始時に直流出力電圧制御部のあとに直流出力電流制御部に制御手段を切り替える切り替え部をさらに備える、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  6. 　請求項１に記載の電力変換システムであって、
    　前記負荷装置が水電解槽である、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  7. 　請求項１に記載の電力変換システムであって、
    　前記負荷状態量に温度情報を含む、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  8. 　請求項６に記載の電力変換システムであって、
    　前記水電解槽が複数の水電解槽スタックの直列体を含み、
    　前記負荷状態量は前記水電解槽スタックの極間電圧を含み、
    　前記負荷装置に供給する電流と前記極間電圧から前記水電解槽スタックの健全性を確認する健全性確認部と、
    　前記健全性確認部において前記水電解槽スタックに異常を検出した場合は前記水電解槽への電流出力を停止する停止部を備える、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  9. 　変圧器を介して交流系統に連系し負荷装置に直流電力を供給する電力変換システムの制御方法であって、
    　前記電力変換システムは負荷状態量と運転指令とに基づき算出される負荷供給直流電流指令値に基づき負荷供給直流電圧を調整する負荷供給電圧調整部と、
    　自励式電力変換器と、を備え、
    　前記自励式電力変換器は直流電流の平滑化と交流電源に流出する高調波電流の抑制を兼ねるリアクトルを備え、
    　前記自励式電力変換器の備える直流コンデンサ電圧を所定の値に維持するための交流電流指令値と前記交流系統側に出力する交流電力の力率が所定の力率と一致するよう無効電力を制御するための電流指令値に基づき前記リアクトルを流れる電流を制御する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
  10. 　請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    　該電力変換システムは直流出力端子が並列接続された複数の前記自励式電力変換器により構成され、
    　前記複数の自励式電力変換器の交流端子は前記変圧器を介して共通の交流系統に電気的に接続し、
    　前記複数の自励式電力変換器に対し個別の直流出力電流指令値を算出し、
    　前記直流出力電流指令値に前記自励式電力変換器の直流出力電流が一致するよう自励式電力変換器の電圧指令値を制御する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
  11. 　請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    　前記自励式電力変換器はマルチモジュラーコンバータである、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
  12. 　請求項１０に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    　前記電力変換システムは前記複数の自励式電力変換器を統合制御する統合制御装置をさらに備え、該統合制御装置は前記複数の自励式電力変換器のうちの１つが前記負荷装置に直流電流を供給した後に他の自励式電力変換器を起動させる、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
  13. 　請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    　前記負荷装置に最初に直流電流を供給する自励式電力変換器の負荷供給電圧調整部は、所定の電圧を前記負荷装置に供給する直流出力電圧制御部と、前記負荷供給直流電流指令値に応じて前記負荷供給直流電圧を調整する直流出力電流制御部を備え、
    　前記自励式電力変換器は該自励式電力変換器の運転開始時に前記直流出力電圧制御部のあとに前記直流出力電流制御部に切り替える、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
  14. 　請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    　前記負荷装置が水電解槽である、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
  15. 　請求項１０に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    　前記負荷状態量は温度情報を含み、該温度情報により前記直流出力電流指令値を補正する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
  16. 　請求項１４に記載の電力変換システムの制御方法であって、
    　前記水電解槽が複数の水電解槽スタックの直列体を備え、
    　前記負荷状態量は該水電解槽スタックの極間電圧を備え、
    　前記電力変換システムは前記負荷装置に供給する電流と前記極間電圧とから前記水電解槽スタックの健全性を確認する健全性確認部をさらに備え、
    　前記健全性確認部において前記水電解槽スタックに異常を検出した場合は前記水電解槽への電流出力を停止する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
  17. 　請求項１に記載の電力変換システムであって、前記電力変換システムは前記負荷供給直流電流指令値と該電力変換システムから前記負荷装置に供給される負荷供給電流の検出値を表示する表示器を備える、
    ことを特徴とする電力変換システム。
  18. 　請求項９に記載の電力変換システムの制御方法であって、前記電力変換システムは前記負荷供給直流電流指令値と該電力変換システムから前記負荷装置に供給される負荷供給電流の検出値を表示する、
    ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
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