CN104883071B - 一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法，其特征在于：根据系统调制波所处范围，确定各模块的调制波；对各模块采用双边对称式非等腰三角载波型式的载波调制方法。该调制思想源于三模块矩阵变换器在功能上包含了全桥间接矩阵变换器，结合后者的调制算法，整流级采用空间矢量调制，逆变级采用同相层叠载波调制，通过二者的数学模型的对应关系确定前者各开关的状态。该调制方法计算量小，易于扩展，大大减小了开关切换次数，提高了系统效率，保证了输出电压电平平滑切换，输出电流波形质量好。

Description

一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法

技术领域

本发明属于中高压交流电能变换装置技术领域，具体涉及中高压三相交流变频领域的多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法。

背景技术

中高压大功率交流电动机是目前工业中的主要动力，其消耗的能源占电动机总能耗的70％以上,中高压变频器装置的应用使得风机、泵类等电动机节电率达到了30％-60％，节能效果相当明显。同时，中高压变频器实现了无级调速，满足了工业生产过程对电机的调速性能要求，提高了产品的产量和质量。

多模块矩阵变换器作为目前唯一被商业化的适合于中高压应用的矩阵变换器，不仅具备矩阵变换器的能量双向流动、正弦输入输出、输入功率因数可控、输出电压幅值相位可调、无中间储能环节的特点，且其高度模块化的结构使其具备硬件设计容易、可扩展性强、软件可移植性强、可维护性高、故障容错方案易设计等特点。

针对多模块级联型矩阵变换器的调制方法主要有：直接传递函数法、双电压合成法及空间矢量调制法等。直接传递函数法根据系统数学模型，直接通过输入输出关系求解调制矩阵；双电压合成法利用输入端的的最大线电压和次大线电压，通过计算合成需要的输出电压并满足设定的输入功率因素要求；空间矢量调制法将三模块矩阵变换器子系统等效变换成虚拟整流级和逆变级结构，并分别对整流级和逆变级采用空间矢量调制方法。前两种调制方法，若采用普通变压器结构，单个模块的最大电压传输比仅能达到1.5；若采用移相变压器结构，最大电压传输比随着级联模块数的增加而增加。后者虽然能将电压传输比扩大到1.732，但是等效过程复杂、计算量大。

发明内容

本发明提供一种多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法，解决现有调制方法中电压传输比低、调制过程复杂、计算量大及不易扩展等问题。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法，所述多模块矩阵变换器包括多绕组变压器、功率模块单元；所述多绕组变压器为普通的隔离变压器，为各功率模块单元提供独立电源，所述功率模块单元包括输入滤波电容和六组双向功率开关，实现三相-单相直接交交变换，各个功率模块单元通过级联方式为负载提供幅值、频率可调的三相对称电源，该方法包括如下步骤：

步骤一：将多模块矩阵变换器分解成由N个三模块矩阵变换器级联而成,所述的三模块矩阵变换器由三个功率模块单元组成，实现三相-三相的交交变频；

步骤二：建立三模块矩阵变换器与全桥型间接矩阵变换器的数学等效模型；

步骤三：对于全桥型间接矩阵变换器的整流级，采用空间矢量调制方法；对逆变级，根据调制信号，采用同相层叠载波调制；最后根据数学模型的等效原理，生成三模块矩阵变换器各功率开关的控制信号；

步骤四：对于由N个三模块矩阵变换器组成的多模块矩阵变换器，根据同相层叠载波调制原理，分别计算各三模块矩阵变换器的调制信号其中i∈{A,B,C},k＝1...N；

步骤五：根据步骤四得到的调制信号，对各三模块矩阵变换器分别采取步骤三的操作，生成多模块矩阵变换器的开关控制信号，输出幅值、频率、相位可调的三相对称电压。

其中，所述步骤二中的全桥型间接矩阵变换器包括：输入三相滤波电容，一个公共的整流电路、独立的三个单相桥式逆变电路及三个高频变压器；所述整流电路包括六组双向功率开关，其输入端连接三相滤波电容，同时连接到变压器二次侧，所述三个单相桥式逆变器直流端共同连接到整流器输出端，所述三个高频变压器输入端分别与三个单相桥式逆变器输出端相连，三个高频变压器输出端中一端接地，另外一端分别为负载提供三相对称电压。

其中，所述步骤三中空间矢量调制方法为：

根据输入电流矢量计算相邻有效矢量的占空比，计算公式如下：

其中，d₁，d₂分别为相邻有效电流矢量的占空比；d₀为零矢量占空比；n为电流参考矢量所在的扇区；θ为输入电流空间矢量在所在扇区内的相对位置角；

为了减少换流次数，最大化电压利用率，取消上式中的零矢量，则有效矢量的占空比为：

其中，k(θ)表达式为：

由此可得到虚拟直流电压为：

其中，φ为输入功率因数角，U_im为输入相电压峰值；

为了提高波形质量，采用双边对称开关模式，假设参考电流矢量位于扇区1，则合成的中间直流电压为：在0～d_αT_s/2时间内，由d_α对应的输入线电压，即u_ab连接到直流母线，在d_αT_s/2～(d_βT_s+d_αT_s/2)时间内，由d_β对应的输入线电压，即u_ac连接到直流母线，最后在(d_βT_s+d_αT_s/2)～T_s时间内，再次由d_α对应的输入线电压u_ab连接到直流母线。

其中，所述步骤三中的同相层叠载波调制为：

假设参考电流矢量同样位于扇区1，根据整流级和逆变级的协调控制，则正半轴的三角载波为：在0～d_αT_s/2时间内，载波幅值由0到1变化，在d_αT_s/2～T_s/2时间内，幅值由1到0变化，在T_s/2～(T_s+d_βT_s)/2时间内，幅值由0到1变化，在(T_s+d_βT_s)/2～T_s时间内，幅值由1到0变化，负半轴的三角载波与正半轴的完全相同；

最后由调制信号分别与设定的逆变级三角载波交截生成PWM信号，控制各相逆变级的功率开关。

其中，所述步骤四中调制信号求解过程为：

首先，计算系统归一化的参考输出电压即：

其中u_NO为零序电压，u_iN,u_NO设定为：

其中，中U_om为系统输出相电压幅值，ω_o为输出电压的角频率，上式零序电压的选择实现了直流电压的最大利用率；

其次，对于3×N模块矩阵变换器，将波形的正半轴[0,N]区间平均分成N份，同理将的负半轴[-N,0]区间平均分成N份，得到各三模块矩阵变换器的调制波，其统一表达式如下：

即大于等于数值的最小整数，sign()为符号函数。

本发明的有益效果是：本发明为多模块级联型矩阵变换器的调制提供了一种新的方法，与现有技术相比，该调制方法计算量小，易于扩展，大大减小了开关切换次数，提高了系统效率，保证了输出电压电平平滑切换，输出电流波形质量好。

附图说明

图1为本发明实施例多模块矩阵变换器拓扑及功率模块单元拓扑结构示意图。

图2为本发明实施例三模块矩阵变换器拓扑示意图。

图3为本发明实施例等效的全桥间接矩阵变换器示意图。

图4为本发明实施例电流型空间矢量调制示意图。

图5为本发明实施例同相层叠载波调制示意图。

图6为本发明实施例单元模块载波调制示意图。

图7为本发明实施例单元模块载波调制示意图。

图8为本发明实施例9模块系统的结构图。

图9a、9b为本发明实施例q＝1.5，fo＝30HZ时输入输出相关实验波形示意图。

图10a、10b为本发明实施例q＝4.5，fo＝30HZ时输入输出相关实验波形示意图。

图11a、11b为本发明实施例q＝5.2，fo＝60HZ时输入输出相关实验波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

多模块矩阵变换器结构如图1所示。多模块矩阵变换器包括多绕组变压器1、功率模块单元2；所述多绕组变压器为普通的隔离变压器(非移相变压器)，为各功率模块单元提供独立电源，所述功率模块单元包括输入滤波电容3和六组双向功率开关4，实现三相-单相直接交交变换，各个功率模块单元通过级联方式为负载提供幅值、频率可调的三相对称电源。

载波调制方法具体包括如下步骤：

步骤一：将多模块矩阵变换器分解成由N个三模块矩阵变换器5级联而成,所述的三模块矩阵变换器由三个功率模块单元组成，每个功率模块单元的输出分别为负载提供幅值、频率、相位可调的三相对称电源，如图2所示；

步骤二：将三模块矩阵变换器等效成全桥型间接矩阵变换器，该拓扑由输入三相滤波电容6，一个公共的整流电路7、独立的三个单相桥式逆变电路8及三个高频变压器9构成，如图3所示。整流电路7包括六组双向功率开关，其输入端连接三相滤波电容，同时连接到变压器二次侧。三个单相桥式逆变器直流端共同连接到整流器输出端，三个高频变压器9输入端分别与三个单相桥式逆变器输出端相连，三个高频变压器输出端中一端接地，另外一端分别为负载提供三相对称电压。

所述功能等效，即在任意时刻，均能找到一组有效的开关状态使三模块矩阵变换器与全桥间接矩阵变换器具有相同的输入电流和输出电压。

对于全桥间接矩阵变换器，其输出电压和输入电流可表示为：

u_iN＝(S′_i1-S′_i2)[(S₁-S₄)u_a+(S₂-S₅)u_b+(S₃-S₆)u_c]

对于三模块矩阵变换器，其输出电压和输入电流可表示为：

u_iN＝(S_i1-S_i4)u_a+(S_i2-S_i5)u_b+(S_i3-S_i6)u_c

因此可以得到等效前后各个开关的关系如下：

其中，根据矩阵变换器输入不能短路，输出不能开路的约束，各开关需满足如下约束：和

步骤三：对于全桥型间接矩阵变换器的整流级，采用空间矢量调制方法，如图4所示：根据输入电流矢量计算相邻有效矢量的占空比，计算公式如下：

其中，d₁，d₂分别为相邻有效电流矢量的占空比；d₀为零矢量占空比；n为电流参考矢量所在的扇区；θ为输入电流空间矢量在所在扇区内的相对位置角。

为了减少换流次数，最大化电压利用率，取消上式中的零矢量，则有效矢量的占空比为：

其中，k(θ)表达式为：

由此可得到虚拟直流电压为：

其中，φ为输入功率因数角，U_im为输入相电压峰值。

为了提高波形质量，采用双边对称开关模式，假设参考电流矢量位于扇区1，则合成的中间直流电压为：在0～d_αT_s/2时间内，由d_α对应的输入线电压，即u_ab连接到直流母线，在d_αT_s/2～(d_βT_s+d_αT_s/2)时间内，由d_β对应的输入线电压，即u_ac连接到直流母线，最后在(d_βT_s+d_αT_s/2)～T_s时间内，再次由d_α对应的输入线电压u_ab连接到直流母线。

对于等效模型的逆变级采用同相层叠载波调制，假设参考电流矢量同样位于扇区1，根据整流级和逆变级的协调控制，则正半轴的三角载波为：在0～d_αT_s/2时间内，载波幅值由0到1变化，在d_αT_s/2～T_s/2时间内，幅值由1到0变化，在T_s/2～(T_s+d_βT_s)/2时间内，幅值由0到1变化，在(T_s+d_βT_s)/2～T_s时间内，幅值由1到0变化。负半轴的三角载波与正半轴的完全相同，载波波形如图5，图6所示。

然后由调制信号分别与设定的逆变级三角载波交截生成PWM信号，控制各相逆变级的功率开关。

最后根据模型的等效原理，生成三模块矩阵变换器各功率开关的控制信号：假设输入电流参考矢量位于第一扇区，输出参考电压为正，以A1功率模块单元为例，S_A1在一个开关周期内一直导通，S_A2,S_A3则一直关断，当输出电压为u_ab时，S_A5导通，S_A4,S_A6关断，当输出电压为u_ac时，S_A6导通，S_A4,S_A5关断，当输出为零时，S_A4导通，S_A5,S_A6关断。图5、图6所示分别为调制波大于0和小于0的输出电压波形及开关等效过程。下表给出了所有情况三模块矩阵变换器的动作情况。

步骤四：对于N个三模块矩阵变换器级联结构，根据同相层叠载波调制原理，分别计算各三模块矩阵变换器的调制信号其中i∈{A,B,C},k＝1...N，计算过程如下：

首先，计算系统归一化的参考输出电压即：

其中u_NO为零序电压，u_iN,u_NO设定为：

上述零序电压的选择实现了直流电压的最大利用率，上式中U_om为系统输出相电压幅值，ω_o为输出电压的角频率。

其次，当多模块矩阵变换器由N个三模块矩阵变换器级联而成，将波形的正半轴[0,N]区间平均分成N份，同理将的负半轴[-N,0]区间平均分成N份，则可以得到各三模块矩阵变换器的调制波，如图7所示，其统一表达式如下：

即大于等于数值的最小整数，sign()为符号函数。

假设A相调制波如图7所示，则第二个三模块矩阵变换器A相的调制波为：在0～t₁时刻，在t₁～t₂时刻，在t₂～t₃时刻，在t₃～t₅时刻，在t₅～t₆时刻，在t₆～t₇时刻，在t₇～T_s时刻，

步骤五：根据步骤四得到的调制信号，对N个三模块矩阵变换器分别重复步骤三的操作，生成多模块矩阵变换器的开关控制信号，输出幅值、频率、相位可调的三相对称电压。

本实施例以一个9模块系统为例进行说明，其结构图如图8所示。系统采用主从控制结构，由一个中央控制器控制，通过光纤通信实现中央控制器对9个单元模块的总体控制，并实时监测单元模块和系统的工作状态。

中央控制器通过采集变压器原边输入电压、负载电流等信息，通过上位机读取用户控制要求，确定系统输出参考电压，输入功率因数，由DSP负责各个模块调制信号的计算、双边对称载波的生成以及各单元模块占空比的计算，FPGA实现各模块占空比的分配、完成和单元模块的通信等，单元模块根据得到的占空比控制六个双向开关的通断。

为了验证所提载波调制的有效性，搭建9模块实验平台，即N＝3，系统的参数如下表所示,定义电压传输比q＝U_om/U_im，图9a与图9b、图10a与图10b、图11a与图11b分别为q＝1.5、f_o＝30HZ,q＝4.5、f_o＝30HZ,q＝5.2、f_o＝60HZ输入输出相关实验波形。从图中可以看出，在不同的电压传输比情况下，该调制方法很好的实现了输入输出正弦。

参数	值
		输入线电压有效值(Ui)	380V(rms)
输入电压频率(fin)	50HZ
		模块输入滤波电容(C)	66uF
负载电阻(R)	8.3Ω

负载电感(Lo)	6mH
		开关频率(fs)	2kHz
电压传输比(1/n)	1/0.0717

Claims (5)

1.一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法，所述多模块矩阵变换器包括多绕组变压器、功率模块单元；所述多绕组变压器为隔离变压器，为各功率模块单元提供独立电源，所述功率模块单元包括输入滤波电容和六组双向功率开关，实现三相-单相直接交交变换，各个功率模块单元通过级联方式为负载提供幅值、频率可调的三相对称电源，其特征在于,该方法包括如下步骤：

步骤一：将多模块矩阵变换器分解成由N个三模块矩阵变换器级联而成,所述的三模块矩阵变换器由三个功率模块单元组成，实现三相-三相的交交变频；

步骤二：建立三模块矩阵变换器与全桥型间接矩阵变换器的数学等效模型；

步骤三：对于全桥型间接矩阵变换器的整流级，采用空间矢量调制方法；对逆变级，根据调制信号，采用同相层叠载波调制；最后根据数学模型的等效原理，生成三模块矩阵变换器各功率开关的控制信号；

步骤四：对于由N个三模块矩阵变换器组成的多模块矩阵变换器，根据同相层叠载波调制原理，分别计算各三模块矩阵变换器的调制信号其中i∈{A,B,C},k＝1...N；

步骤五：根据步骤四得到的调制信号，对各三模块矩阵变换器分别采取步骤三的操作，生成多模块矩阵变换器的开关控制信号，输出幅值、频率、相位可调的三相对称电压。

2.根据权利要求1所述的一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法，其特征在于，所述步骤二中的全桥型间接矩阵变换器包括：输入三相滤波电容，一个公共的整流电路、独立的三个单相桥式逆变电路及三个高频变压器；所述整流电路包括六组双向功率开关，其输入端连接三相滤波电容，同时连接到多绕组变压器二次侧，所述三个单相桥式逆变器直流端共同连接到整流器输出端，所述三个高频变压器输入端分别与三个单相桥式逆变器输出端相连，三个高频变压器输出端中一端接地，另外一端分别与三相负载相连。

3.根据权利要求1所述的一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法，其特征在于，所述步骤三中空间矢量调制方法为：

根据输入电流矢量计算相邻有效矢量的占空比，计算公式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1=\sin (\mathrm{\π}/6-\[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\])\\ d_2=\sin (\mathrm{\π}/6+\[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\])\\ d_0=1-d_1-d_2\end{array}\right.$

其中，d₁，d₂分别为相邻有效电流矢量的占空比；d₀为零矢量占空比；n为电流参考矢量所在的扇区；θ为输入电流空间矢量在所在扇区内的相对位置角；

为了减少换流次数，最大化电压利用率，取消上式中的零矢量，则有效矢量的占空比为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{\α}}=\frac{d_1}{d_1+d_2}k\left(\mathrm{\θ}\right)sin(\mathrm{\π}/6-\[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\])\\ d_{\mathrm{\β}}=\frac{d_2}{d_1+d_2}k\left(\mathrm{\θ}\right)sin(\mathrm{\π}/6+\[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\])\end{array}\right.$

其中，k(θ)表达式为：

$k\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{1}{cos\[\mathrm{\θ}-(n-1)\mathrm{\π}/3\]}$

由此可得到虚拟直流电压为：

${\stackrel{\‾}{u}}_{dc}=\frac{3}{2}k\left(\mathrm{\θ}\right)U_{im}cos\mathrm{\φ}$

其中，φ为输入功率因数角，U_im为输入相电压峰值；

为了提高波形质量，采用双边对称开关模式，假设参考电流矢量位于扇区1，则合成的中间直流电压为：在0～d_αT_s/2时间内，由d_α对应的输入线电压，即u_ab连接到直流母线，在d_αT_s/2～(d_βT_s+d_αT_s/2)时间内，由d_β对应的输入线电压，即u_ac连接到直流母线，最后在(d_βT_s+d_αT_s/2)～T_s时间内，再次由d_α对应的输入线电压u_ab连接到直流母线。

4.根据权利要求1所述的一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法，其特征在于，所述步骤三中的同相层叠载波调制为：

假设参考电流矢量同样位于扇区1，根据整流级和逆变级的协调控制，则正半轴的三角载波为：在0～d_αT_s/2时间内，载波幅值由0到1变化，在d_αT_s/2～T_s/2时间内，幅值由1到0变化，在T_s/2～(T_s+d_βT_s)/2时间内，幅值由0到1变化，在(T_s+d_βT_s)/2～T_s时间内，幅值由1到0变化，负半轴的三角载波与正半轴的完全相同；

最后由调制信号分别与设定的逆变级三角载波交截生成PWM信号，控制各相逆变级的功率开关。

5.根据权利要求1所述的一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法，其特征在于，所述步骤四中调制信号求解过程为：

首先，计算系统归一化的参考输出电压即：

${\stackrel{\‾}{u}}_{io}=(u_{iN}+u_{NO})/{\stackrel{\‾}{u}}_{dc},-N\≤{\stackrel{\‾}{u}}_{io}\≤N$

其中u_NO为零序电压，u_iN,u_NO设定为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{AN}=U_{om}cos\left({\mathrm{\ω}}_{o}t\right)\\ u_{BN}=U_{om}cos({\mathrm{\ω}}_{o}t-2\mathrm{\π}/3)\\ u_{CN}=U_{om}\cos ({\mathrm{\ω}}_{o}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.$

$u_{NO}=-\frac{min(u_{AN},u_{BN},u_{CN})+max(u_{AN},u_{BN},u_{CN})}{2}$

其中，中U_om为系统输出相电压幅值，ω_o为输出电压的角频率，上式零序电压的选择实现了直流电压的最大利用率；

其次，对于3×N模块矩阵变换器，将波形的正半轴[0,N]区间平均分成N份，同理将的负半轴[-N,0]区间平均分成N份，得到各三模块矩阵变换器的调制波，其统一表达式如下：

${\stackrel{\&OverBar;}{u}}_{ik}=\left\{\begin{array}{cc}sign\left({\stackrel{\&OverBar;}{u}}_{io}\right),& k<X\\ \&lsqb;\left|{\stackrel{\&OverBar;}{u}}_{io}\right|-(X-1)\&rsqb;sign\left({\stackrel{\&OverBar;}{u}}_{io}\right),& k=X\\ 0,& k>X\end{array}\right.$

即大于等于数值的最小整数，sign()为符号函数。