CN105529952B - 逆变器开关信号变频调制方法及opwm逆变器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种逆变器开关信号变频调制方法，该方法如下：根据调制信号计算变频三角载波在每个频率值处的峰值并据此产生变频三角载波，根据模拟调制波及变频三角载波峰值计算数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值并据此产生数字调制波；将数字调制波与变频三角载波比较产生第一开关控制信号，将数字调制波取反后与变频三角载波电压值比较产生第二开关控制信号；将第一、第二开关控制信号和第一、第二脉冲信号输入到驱动电路，控制H桥开关管的导通与关断，在负载两端得到正、反向电流信号；重复上述步骤，在负载两端得到交变电流信号。本发明在抑制逆变器输出电流信号的电磁干扰同时，使输出电流信号更接近于理想信号。
Description
技术领域
本发明涉及一种地球物理探测中的电法探测仪器，特别涉及一种适用于时间域电磁发射电路的逆变器开关信号变频调制方法及OPWM逆变器。
背景技术
传统PWM逆变器的开关信号由固定频率的三角载波和调制波比较产生，即逆变器以固定载波频率工作，应用到发射机后，导致发射机输出电流中含有大幅度谐波的现象，不仅会引起电磁干扰，而且增大了桥路功率器件的开关损耗，与理想输出电流信号有一定差距。此外，电流中一些幅度较大的中频谐波成分，容易引起机械共振，使系统稳定性降低。这些谐波及谐波引起的电磁噪声主要分布在开关频率及其倍频处。
通常采用的解决办法是提高开关频率，随着开关频率的提高，谐波电流的频率也提高，幅度相应地减小。但是，这种方法会带来较大的开关损耗，在大功率环境下并不适用，且受到功率器件开关频率的限制。另一种解决方法是在逆变器输出端使用滤波器，该方法可以降低机械振动，但抑制电磁干扰的效果不理想，且效率低、成本高、安装体积大。
研究表明，载波频率调制技术(CFM)是抑制电磁干扰的最佳方案。基于传统固定载波频率的PWM逆变器，载波频率调制技术在开关频率及其倍频处抑制输出谐波、降低电磁噪声。目前，载波频率调制技术主要有随机调制技术、混沌调制技术、周期性调制技术。
随机调制技术(RPWM)，随机信号调制PWM脉冲的频率、位置、占空比随机变化，使单次谐波的能量传播到其边带，降低谐波峰值。实际中，得到理想的随机信号是非常困难的，通常用有限长度的伪随机序列代替理想的随机信号。由于混沌系统的内在随机性，用混沌信号代替随机信号实现载波频率调制，这就是所谓的混沌调制技术。无论是随机调制方案还是混沌调制方案，均可简单实现，是独立的PWM控制策略，但它需要一个微控制器的功率变换器产生一个合适的概率密度函数，同时缺乏THD参数控制。
周期性调制技术，PWM载波频率由周期信号调制。以往的周期性调制研究中，主要集中在正弦信号和正弦信号最大频率偏差对谐波的抑制效果。虽然其中一些涉及用其他周期信号调制载波频率，但对周期性信号波形和最大频率偏差的研究仍不是很全面。与随机调制相比，周期调制的缺点是离散的谱分布。当周期信号的频率越高，频谱的能量会集中离散谱线下，同时，使用不同的周期信号会得到不同的抑制效果。载波频率双重调制技术(MCFT)就是应用这个理论，利用三角波和锯齿波合成一个新的调制信号，对三角载波频率进行双重调制。周期信号Vm1(t)对载波进行基本调制，调制后谐波的局部峰值能量经Vm2(t)再次调制得以改进。这意味着恰当设计CFM的等效合成信号可能得到较好的谐波抑制效果。但其研究主要集中在合成信号的组成成分及合成信号最大频率偏差对谐波峰值抑制效果，并没有给出如何根据需求的频谱分布定量设计最大频率偏差以及如何选择两种周期信号。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种基于输出电流信号规律变频PWM调制技术(Out Frequency Pulse Width Modulation，以下简称OPWM)的逆变器开关信号变频调制方法及实现该方法的OPWM逆变器，该方法从频谱角度考虑，根据需求的谱分布定量设计功率器件开关频率、减少逆变器输出的电流谐波、改善输出电流THD，使逆变器输出电流信号更接近于发射机理想发射信号。
为了解决上述技术问题，本发明的逆变器开关信号变频调制方法包括如下步骤：
(1)设置首次定时中断时间t0；采集逆变器负载电流信号，将此电流信号iRL(t)进行归一化处理后，作为调制变频三角载波瞬时频率值的调制信号Vm(t)；
(2)在中断周期内，根据调制信号Vm(t)及公式(1)计算得到变频三角载波在每一个频率值处的峰值TBPRD，据此产生变频三角载波；根据模拟调制波U(t)及公式(2)计算得到数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值CMPA，据此产生数字调制波；根据公式(3)、(4)和(5)对变频三角载波经过的时间进行累加得到变频三角载波时间累加值Ti +，用于计算下一次进入中断周期时刻处的变频三角载波峰值TBPRD和数字调制波瞬时值CMPA；
Ti +是前i个变频三角载波周期累加值，Ti是第i个变频三角载波的周期。为调制信号Vm(t)在时刻的瞬时值，调制信号Vm(t)由输出电流采集电路采集到的输出电流iRL(t)归一化得到；为模拟调制波U(t)在时刻的瞬时值，模拟调制波U(t)由所需的逆变器输出电压信号归一化得到，是周期、频率、幅值固定的模拟调制波；
其中fs＝5000；ns＝kfs，k∈{0.1,0.2,0.3,0.4}，t1＝1/(1.5×108)，M＝1；
(3)将数字调制波与变频三角载波电压值比较产生第一开关控制信号OPWM1；将数字调制波取反后与变频三角载波电压值比较产生第二开关控制信号OPWM3；
(4)将第一开关控制信号OPWM1、第二开关控制信号OPWM3、第一脉冲信号OPWM2和第二脉冲信号OPWM4输入到逆变器驱动电路，使得驱动电路输出4路控制信号，控制H桥4个开关管的导通与关断，在第一开关控制信号OPWM1信号为脉冲信号时间段、第二脉冲信号OPWM4信号为高电平时，在逆变器负载两端得到正向电流输出电流信号；在第二开关控制信号OPWM3信号为脉冲信号时间段、第一脉冲信号OPWM2信号为高电平时，在逆变器负载两端得到反向电流输出电流信号；
(5)在下一中断周期内，重复步骤(2)～(4)；以此类推，在逆变器负载两端交替得到正向电流输出电流信号和反向电流输出电流信号。
所述步骤(4)中，第一开关控制信号OPWM1、第二开关控制信号OPWM3、第一脉冲信号OPWM2和第二脉冲信号OPWM4周期相等；第一开关控制信号OPWM1与第二脉冲信号OPWM4同步，且第一开关控制信号OPWM1脉冲信号时间段与第二脉冲信号OPWM4高电平时间段相等；第二开关控制信号OPWM3与第一脉冲信号OPWM2同步，且第二开关控制信号OPWM3脉冲信号时间段与第一脉冲信号OPWM2高电平时间段相等。
进一步，本发明的逆变器开关信号变频调制方法还包括如下步骤：
在每次进入中断周期后，将前i个变频三角载波周期累加值Ti +与数字调制波周期1/f1＝4×10-2秒进行比较，Ti +＜1/f1时执行步骤(2)，Ti +≥1/f1时i清零，然后执行步骤(2)。
实现上述开关信号变频调制方法的OPWM逆变器包括驱动电路、H桥，驱动电路的输出与H桥的输入连接；其特征在于还包括由数字调制波发生器、变频三角载波发生器、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器、第一比较器、第二比较器、反相器、输出电流采集电路构成的控制电路；所述数字调制波发生器的输出连接第一比较器的同相输入端和反相器的输入端，反相器的输出端连接到第二比较器的同相输入端；变频三角载波发生器的输出分别连接到数字调制波发生器和第一比较器、第二比较器的反相输入端；第一比较器、第二比较器、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器的输出连接到驱动电路的输入；输出电流采集电路与负载串接在H桥的输出端，且其输出连接到变频三角载波发生器的输入。
所述的输出电流采集电路，用于采集流经负载的电流，将此电流信号iRL(t)进行归一化处理后，做为调制变频三角载波瞬时频率值的调制信号Vm(t)输入到变频三角载波发生器；变频三角载波发生器根据调制信号Vm(t)及公式(1)计算得到变频三角载波在每一个频率值处的峰值TBPRD，据此产生并输出变频三角载波，为调制信号Vm(t)在时刻的瞬时值，调制信号Vm(t)由输出电流采集电路采集到的输出电流iRL(t)归一化得到；同时将变频三角载波在每一个频率值处的峰值TBPRD输出到数字调制波发生器。数字调制波发生器根据模拟调制波U(t)及公式(2)计算得到数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值CMPA，据此产生并输出数字调制波，为模拟调制波U(t)在时刻的瞬时值，模拟调制波U(t)由所需的逆变器输出电压信号归一化得到，是周期、频率、幅值固定的模拟调制波；数字调制波发生器输出的数字调制波与变频三角载波发生器输出的变频三角载波两路信号的电压值经第一比较器进行比较后输出OPWM1信号；取反后的数字调制波与变频三角载波两路信号的电压值经第二比较器进行比较后输出OPWM3信号；第一、第二脉冲信号发生器分别产生OPWM2、OPWM3信号。脉冲信号OPWM1、OPWM2、OPWM3、OPWM4分别经驱动电路，输出4路控制信号，控制H桥4个开关管的导通与关断，使流经负载的电流信号得到优化。
所述的变频三角载波发生器，产生的变频三角载波瞬时频率为其中fs为PWM逆变器的三角载波固定频率值；ns＝kfs，k∈{0.1，0.2，0.3，0.4}为调制参数；为调制信号Vm(t)在时刻的瞬时值，调制信号Vm(t)由输出电流采集电路采集到的输出电流iRL(t)归一化得到。
所述的H桥主要由开关管VT1、VT2、VT3、VT4及对应并联的D1、D2、D3、D4四个续流二极管组成，其中开关管VT1、VT2串联，与开关管VT3、VT4串联后的电路并联，在开关管VT1与VT2间的导线及VT3与VT4间的导线间依次连接电感L和电阻R，工作过程为VT1、VT4和VT2、VT3交替导通。OPWM逆变器的开关管和控制电路之间通过驱动电路进行联系，控制电路的输出OPWM1、OPWM2、OPWM3、OPWM4分别经驱动电路后控制逆变器四个开关管VT1、VT2、VT3、VT4的栅极。当OPWM4信号为高电平时，在负载两端得到正向电流输出电流信号；当OPWM2信号为高电平时，在负载两端得到反向电流输出电流信号。
为了解决传统PWM逆变器输出电流信号的电磁干扰等问题，本发明提出了一种基于输出电流信号规律的变频PWM调制技术，通过开关频率随输出电流信号规律变化消除电磁干扰。所述的OPWM逆变器在传统的PWM逆变器基础上进行改进，改进后的OPWM逆变器结构中用基于输出电流信号规律的变频三角载波发生器代替了固定频率的三角载波发生器，在抑制逆变器输出电流信号的电磁干扰同时，改善输出电流THD，使逆变器输出电流信号更接近于理想信号。
本发明的主要优点在于：
(1)所述控制电路可以通过DSP编程实现，在原有条件基础上无需任何额外器件，通过改变主控制器DSP程序，便可有效的抑制逆变器输出谐波及电磁干扰、改善THD、使逆变器输出电流信号更接近于理想信号；
(2)与普通逆变器及其他调制技术相比，可根据所需理想输出电流信号的频率、波形及频谱分布定量设计适合自身的逆变器，得到更好的优化效果。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明。
图1是OPWM逆变器结构示意图。
图2a、图2b分别是数字调制波、模拟调制波波形图。
图3是驱动信号及负载两端输出电流信号波形图。
图4a、图4b分别是负载两端得到正向电流、反向电流输出电流信号时的等效电路图。
图5是OPWM逆变器DSP控制程序流程图。
具体实施方式
如图1所示，本发明的OPWM逆变器包括驱动电路、H桥，驱动电路的输出与H桥的输入连接；其特征在于还包括由数字调制波发生器、变频三角载波发生器、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器、第一比较器1、第二比较器2、反相器3、输出电流采集电路构成的控制电路；所述数字调制波发生器的输出连接第一比较器1的同相输入端和反相器3的输入端，反相器3的输出端连接到第二比较器2的同相输入端；变频三角载波发生器的输出分别连接到数字调制波发生器和第一比较器1、第二比较器2的反相输入端；第一比较器1、第二比较器2、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器的输出连接到驱动电路的输入；输出电流采集电路与负载RL串接在H桥的输出端，且其输出连接到变频三角载波发生器的输入。其中数字调制波发生器、变频三角载波发生器、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器、反相器3、第一比较器1、第二比较器2可以通过硬件电路实现，也可以由主控制器TMS320F28335单片机(DSP)编写程序实现；输出电流采集电路采用电流传感器实现。
本发明提出一种基于输出电流信号规律的变频PWM调制技术，并给出了实现OPWM逆变器时间域电磁发射电路的设计方案。如图1，变频三角载波发生器，产生的变频三角载波瞬时频率为其中fs＝5000为传统PWM逆变器三角载波固定频率值；ns为调制参数，由所需的输出电流信号频谱分布特征，定量计算得到，其值可以等于500、1000、1500或2000；为调制信号Vm(t)在时刻的瞬时值，调制信号Vm(t)由输出电流采集电路采集到的输出电流iRL(t)归一化得到。数字调制波发生器产生数字调制波,根据公式设置数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值，并据此产生数字调制波(如图2中的(a))。其中CMPA为数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值；M＝1为调制比；TBPRD为变频三角载波在每一个频率值处的峰值；为模拟调制波U(t)在时刻的瞬时值，模拟调制波U(t)由所需的逆变器输出电压信号归一化得到，是周期、频率、幅值固定的模拟调制波(如图2中的(b))。变频三角载波与数字调制波分别连接第一比较器1的两个输入端，通过对两路输入信号的电压值进行比较，第一比较器1输出OPWM1信号，该信号经驱动电路后控制功率开关管VT1工作。取反后的数字调制波与变频三角载波分别连接第二比较器2的两个输入端，通过对两路输入信号的电压值进行比较，第二比较器2输出OPWM3信号，该信号经驱动电路后控制功率开关管VT3工作。第一脉冲信号OPWM2、第二脉冲信号OPWM4与第一开关控制信号OPWM1、第二开关控制信号OPWM3的周期相等；第二脉冲信号OPWM4与第一开关控制信号OPWM1同步，且第一开关控制信号OPWM1脉冲信号时间段与第二脉冲信号OPWM4高电平时间段相等；第一脉冲信号OPWM2与第二开关控制信号OPWM3同步，且第二开关控制信号OPWM3脉冲信号时间段与第一脉冲信号OPWM2高电平时间段相等。
在OPWM1信号为脉冲信号时间段内(如图3中的(a))，OPWM4信号为高电平(如图3中的(d))，开关管VT4保持导通，开关管VT2、VT3保持关断，在负载RL两端得到正向电流输出电流信号(如图3中的(e))，等效电路如图4(a)所示。在OPWM3信号为脉冲信号时间段内，(如图3中的(c))，OPWM2信号为高电平(如图3中的(b))，开关管VT2保持导通，开关管VT1、VT4保持关断，在负载RL两端得到反向电流输出电流信号，(如图3中的(e))，等效电路如图4(b)所示。
本发明的逆变器开关信号变频调制方法具体包括如下步骤：
(1)基于OPWM逆变器时间域电磁发射电路，电流采集电路采集负载RL电流信号，将此电流信号iRL(t)进行归一化处理后，做为调制变频三角载波瞬时频率值的调制信号Vm(t)；
(2)根据所需的输出信号频谱分布特征，确定设计条件f1、Δfε和ΔfB，得到调制参数ns。
根据逆变器输出电流频谱基本频率f1，且在Δfε频带范围内除了频率为f1外没有明显的谐波，可得调制参数下限：ns ＝(mff1-fs)/Vm(t)＝(5f1+Δfε-fs)/Vm(t)其中mf＝fc/f1。
由所需的逆变器输出电流谐波频谱分布范围为ΔfB，可得调制参数上限为：
理论上，增加ns可以降低输出信号的谐波峰值，但同时也增加了谐波的频带带宽。m次谐波带宽Bm≈2mns，带宽增大导致载波能量扩散到周边频率，滤除干扰更困难，使逆变器低频特性变差。所以，要求ns≈0.1fs，结合以上条件，基于时间域电磁发射信号频谱分布特点，取整数值ns＝100；0
(3)根据公式设置变频三角载波在每一个频率值处的峰值，并据此产生变频三角载波。；其中TBPRD为变频三角载波在每一个频率值处的峰值；fs＝5000为传统PWM逆变器三角载波固定频率；ns＝100为调制参数，由所需的输出电流信号频谱分布特征，定量计算得到；为调制信号Vm(t)在时刻的瞬时值，调制信号Vm(t)由输出电流采集电路采集到的输出电流iRL(t)归一化得到；t1＝1/(1.5×108)为系统振荡周期，根据DSP设备数据手册设置。
根据公式设置数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值，并据此产生数字调制波。其中CMPA为数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值；M＝1为调制比，是数字调制波与变频三角载波的幅值比；TBPRD为变频三角载波在每一个频率值处的峰值；为模拟调制波U(t)在时刻的瞬时值，模拟调制波U(t)由所需的逆变器输出电压信号归一化得到，是周期、频率、幅值固定的模拟调制波。
根据公式对前i个变频三角载波周期进行累加，用于下一次进入中断服务子程序后，计算该时刻处的变频三角载波峰值TBPRD和该时刻处的数字调制波瞬时值CMPA，并执行步骤⑷。
(4)将变频三角载波与数字调制波电压值比较产生第一开关控制信号OPWM1；将数字调制波取反后与变频三角载波电压值比较产生第二开关控制信号OPWM3；
(5)DSP的EPWM1、EPWM2、EPWM3、EPWM4四个引脚输出四路OPWM开关控制信号第一开关控制信号OPWM1、第二开关控制信号OPWM3、第一脉冲信号OPWM2和第二脉冲信号OPWM4，四路OPWM开关控制信号输入到逆变器驱动电路，使得驱动电路输出4路控制信号，控制H桥4个开关管VT1、VT2、VT3、VT4的导通与关断，在第一开关控制信号OPWM1信号为脉冲信号时间段、第二脉冲信号OPWM4信号为高电平时，在逆变器负载两端得到正向电流输出电流信号；在第二开关控制信号OPWM3信号为脉冲信号时间段、第一脉冲信号OPWM2信号为高电平时，在逆变器负载两端得到反向电流输出电流信号；第一开关控制信号OPWM1、第二开关控制信号OPWM3、第一脉冲信号OPWM2和第二脉冲信号OPWM4周期相等；第一开关控制信号OPWM1与第二脉冲信号OPWM4同步，且第一开关控制信号OPWM1脉冲信号时间段与第二脉冲信号OPWM4高电平时间段相等；第二开关控制信号OPWM3与第一脉冲信号OPWM2同步，且第二开关控制信号OPWM3脉冲信号时间段与第一脉冲信号OPWM2高电平时间段相等。
图5所示，OPWM逆变器DSP控制程序的编写基于TMS320F28335单片机实现，程序包括如下步骤：
(1)初始化整个系统，设置首次定时中断时间t0＝100μs，三角载波固定频率fs＝500，0调制参数ns＝100，0系统振荡周期t1＝1/(1.5×108)，数字调制波与变频三角载波的幅值比M＝1；
(2)判断是否触发EPWM中断，如果没有触发，执行步骤⑶，如果触发，执行步骤⑷；EPWM中断首次触发条件为t＝t0，之后触发条件是产生一个完整周期的变频三角载波；
(3)系统其它程序，等待EPWM中断的产生，并执行步骤(3)；
(4)执行中断服务子程序
首先，根据公式设置变频三角载波在每一个频率值处的峰值，并据此产生变频三角载波；。其中TBPRD为变频三角载波在每一个频率值处的峰值；fs＝5000为传统PWM逆变器三角载波固定频率；ns＝1000为调制参数，由所需的输出电流信号频谱分布特征，定量计算得到；为调制信号Vm(t)在时刻的瞬时值，调制信号Vm(t)由输出电流采集电路采集到的输出电流iRL(t)归一化得到；t1＝1/(1.5×108)为系统振荡周期，根据DSP设备数据手册设置；。
其次，根据公式设置数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值，并据此产生数字调制波；。其中CMPA为数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值；M＝1为调制比，是数字调制波与变频三角载波的幅值比；TBPRD为变频三角载波在每一个频率值处的峰值；为模拟调制波U(t)在时刻的瞬时值，模拟调制波U(t)由所需的逆变器输出电压信号归一化得到，是周期、频率、幅值固定的模拟调制波。
最后，根据公式 对前i个变频三角载波周期进行累加，用于在下一次进入中断服务子程序后，将时刻的代入公式计算该中断周期初始时刻处的变频三角载波峰值TBPRD，将时刻的代入公式计算该中断周期初始时刻处的数字调制波瞬时值CMPA，并执行步骤(5)；
(5)为了防止累加过大后溢出及保证一个数字调制波周期完整的计算，在每次进入中断周期后，将前i个变频三角载波周期累加值Ti +与数字调制波周期1/f1＝4×10-2进行比较，Ti +＜1/f1时执行步骤(3)，Ti +≥1/f1时i清零，然后执行步骤(3)。
如表一，为应用不同载波频率调制技术下输出电流信号频谱分布特性。可以看出，应用载波频率调制技术时输出电流的谐波峰值明显低于无载波频率调制，而各载波频率调制技术的不同之处在于对输出谐波峰值的抑制效果。采用OPWM调制效果最佳，混沌调制(RPWM)次之，载波频率双重调制(MCFT)、周期正弦信号调制(SIN)相对较差。
如表二，为应用不同调制参数ns下输出电流信号频谱分布特性。可以看出采用相同载波频率调制技术时，调制参数ns＝100，0输出电流信号更接近理想信号。
如表三，为应用不同载波频率调制技术下输出电流信号的THD对比表。可以看出，理想输出信号THD为87.38％，OPWM技术输出信号THD为87.63％，OPWM技术更接近理想信号。
与传统PWM和其他载波频率调制技术比较，OPWM逆变器从频谱角度考虑，根据需求的谱分布定量设计功率器件开关频率，减少逆变器输出的电流谐波、改善输出电流THD、使输出电流信号更接近于理想信号。
表一：不同载波频率调制技术下输出电流信号的各次谐波谱分布对比表
表二：OPWM在不同调制参数下输出电流信号的各次谐波谱分布对比表
表三：不同载波频率调制技术下输出电流信号的THD对比表
Claims (4)
1.一种逆变器开关信号变频调制方法，其特征在于包括如下步骤：
(1)设置首次定时中断时间t0；采集逆变器负载电流信号，将此电流信号iRL(t)进行归一化处理后，作为调制变频三角载波瞬时频率值的调制信号Vm(t)；
(2)在中断周期内，根据调制信号Vm(t)及公式(1)计算得到变频三角载波在每一个频率值处的峰值TBPRD，据此产生变频三角载波；根据模拟调制波U(t)及公式(2)计算得到数字调制波在变频三角载波每一个频率值处的对应瞬时值CMPA，据此产生数字调制波；根据公式(3)、(4)和(5)对变频三角载波经过的时间进行累加得到变频三角载波时间累加值Ti +，用于计算下一次进入中断周期时刻处的变频三角载波峰值TBPRD和数字调制波瞬时值CMPA；
<mrow>
<mi>T</mi>
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Ti +是前i个变频三角载波周期累加值，Ti是第i个变频三角载波的周期；为调制信号Vm(t)在时刻的瞬时值，调制信号Vm(t)由输出电流采集电路采集到的输出电流iRL(t)归一化得到；为模拟调制波U(t)在时刻的瞬时值，模拟调制波U(t)由所需的逆变器输出电压信号归一化得到，是周期、频率、幅值固定的模拟调制波；
其中fs＝5000；ns＝kfs，k∈{0.1,0.2,0.3,0.4}，t1＝1/(1.5×108)，M＝1；
(3)将数字调制波与变频三角载波电压值比较产生第一开关控制信号OPWM1；将数字调制波取反后与变频三角载波电压值比较产生第二开关控制信号OPWM3；
(4)将第一开关控制信号OPWM1、第二开关控制信号OPWM3、第一脉冲信号OPWM2和第二脉冲信号OPWM4输入到逆变器驱动电路，使得驱动电路输出4路控制信号，控制H桥4个开关管的导通与关断，在第一开关控制信号OPWM1信号为脉冲信号时间段、第二脉冲信号OPWM4信号为高电平时，在逆变器负载两端得到正向电流输出电流信号；在第二开关控制信号OPWM3信号为脉冲信号时间段、第一脉冲信号OPWM2信号为高电平时，在逆变器负载两端得到反向电流输出电流信号；
(5)在下一中断周期内，重复步骤(2)～(4)；以此类推，在逆变器负载两端交替得到正向电流输出电流信号和反向电流输出电流信号。
2.根据权利要求1所述的逆变器开关信号变频调制方法，其特征在于所述步骤(4)中，第一开关控制信号OPWM1、第二开关控制信号OPWM3、第一脉冲信号OPWM2和第二脉冲信号OPWM4周期相等；第一开关控制信号OPWM1与第二脉冲信号OPWM4同步，且第一开关控制信号OPWM1脉冲信号时间段与第二脉冲信号OPWM4高电平时间段相等；第二开关控制信号OPWM3与第一脉冲信号OPWM2同步，且第二开关控制信号OPWM3脉冲信号时间段与第一脉冲信号OPWM2高电平时间段相等。
3.根据权利要求1所述的逆变器开关信号变频调制方法，其特征在于还包括如下步骤：
在每次进入中断周期后，将前i个变频三角载波周期累加值Ti +与数字调制波周期1/f1＝4×10-2秒进行比较，Ti +＜1/f1时执行步骤(2)，Ti +≥1/f1时i清零，然后执行步骤(2)。
4.一种实现如权利要求1所述逆变器开关信号变频调制方法的OPWM逆变器，其特征在于包括驱动电路、H桥，驱动电路的输出与H桥的输入连接；还包括由数字调制波发生器、变频三角载波发生器、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器、第一比较器、第二比较器、反相器、输出电流采集电路构成的控制电路；所述数字调制波发生器的输出连接第一比较器的同相输入端和反相器的输入端，反相器的输出端连接到第二比较器的同相输入端；变频三角载波发生器的输出分别连接到数字调制波发生器和第一比较器、第二比较器的反相输入端；第一比较器、第二比较器、第一脉冲发生器、第二脉冲发生器的输出连接到驱动电路的输入；输出电流采集电路与负载串接在H桥的输出端，且其输出连接到变频三角载波发生器的输入；所述OPWM逆变器为基于输出电流信号规律变频的PWM逆变器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610068751.6A CN105529952B (zh) | 2016-02-01 | 2016-02-01 | 逆变器开关信号变频调制方法及opwm逆变器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN201610068751.6A CN105529952B (zh) | 2016-02-01 | 2016-02-01 | 逆变器开关信号变频调制方法及opwm逆变器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN105529952A CN105529952A (zh) | 2016-04-27 |
| CN105529952B true CN105529952B (zh) | 2017-12-22 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| CN201610068751.6A Active CN105529952B (zh) | 2016-02-01 | 2016-02-01 | 逆变器开关信号变频调制方法及opwm逆变器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN105529952B (zh) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108964640B (zh) * | 2018-07-17 | 2021-11-16 | 吉林省博安消防设备有限公司 | 变频三角载波发生器及基于载波周期调制技术的有源电力滤波器 |
| CN113037148B (zh) * | 2019-12-24 | 2022-07-19 | 中车永济电机有限公司 | 变流器和牵引传动系统 |
| CN113364255B (zh) * | 2021-03-09 | 2023-09-01 | 国网浙江省电力有限公司湖州供电公司 | 一种频率交错的换流器单元及控制方法 |
| CN113179037B (zh) * | 2021-05-08 | 2023-03-07 | 全球能源互联网研究院有限公司 | 一种开关频率的调制方法、装置及存储介质 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR20100051171A (ko) * | 2008-11-07 | 2010-05-17 | 현대자동차주식회사 | 인버터의 전압 변조방식 전환을 통한 ｉｇｂｔ 도통손실 저감 방법 |
| CN103986391A (zh) * | 2014-05-09 | 2014-08-13 | 上海新时达电气股份有限公司 | 基于dtc算法的高压变频器的控制系统及方法 |
| CN204012748U (zh) * | 2014-08-08 | 2014-12-10 | 山东天启信息技术有限公司 | 一种变频电机用spwm整流回馈装置 |
| CN104883071A (zh) * | 2015-05-22 | 2015-09-02 | 中南大学 | 一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法 |
-
2016
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN104883071A (zh) * | 2015-05-22 | 2015-09-02 | 中南大学 | 一种面向多模块矩阵变换器的同相层叠载波调制方法 |
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