CN101534062B - 用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法及其装置，所述方法主要通过对电压扇区进行重新划分，然后定义计算占空比所需要的计算变量并进行排序，并利用占空比统一计算公式计算出矩阵式变换器系统的占空比，根据矩阵式变换器系统的占空比与开关矩阵中各个双向功率开关占空比的对应关系，得到各个双向功率开关的占空比，再乘以开关周期即可实时计算出各个双向功率开关的导通时间，实现矩阵式变换器的开关控制。所述装置包括输入电压采样单元、DSP控制电路、CPLD开关选通电路、输出电流方向检测单元和驱动电路。本发明简化了系统开关组合，系统计算量少，提高效率和实时性，适合于交流变频调速领域的矩阵式变换器控制应用。

Description

用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法及其装置

技术领域

本发明属于矩阵式变换器控制技术，具体涉及一种用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法及其装置。

背景技术

矩阵式变换器是一种具有优良的输入输出特性的交交直接变换器，它具有传统交直交变频器无法比拟的优点：省去了中间的直流环节；输出电压低次谐波含量少；输出频率不受输入频率影响；能量可双向流动，适用于交流电动机的四象限运行。

三相-三相矩阵式变换器因由9个双向功率开关SaA、SaB、SaC、SbA、SbB、SbC、ScA、ScB、ScC呈矩阵状排列组成而得名，三相输入电压为U_a、U_b和U_c，三相输出电压为U_A、U_B和U_C，其电路拓扑结构如图1所示。其中，SaA为连接输入a相与输出A相的双向功率开关，SaB连接输入a相与输出B相的双向功率开关，其它开关可依此类推。从结构上看，矩阵变换器是一次变换器，除了为消除开关纹波而设的小型交流滤波器外，无须储能单元。通过快速控制各个双向功率开关管的开通与关断，也即快速改变输入相与输出相的连接方式，能将给定的交流输入直接转换成不同电压和不同频率的交流输出，并从电网中吸收正弦的输入电流。

矩阵式变换器是一种直接变换器，它能实现能量的双向传递，因此变换器中的开关器件在关断状态时承受的电压可能是正向的也可能是反向的，同样在导通状态下，流过的电流既可能为正也可能为负，因此必须采用双向开关。但是受制造工艺，成本等因素的限制，目前尚未出现成熟的双向开关产品，因而只能采用单向开关(一般为IGBT或MOSFET)和二极管复合的方法来实现双向开关。

图2给出了采用共集电极反串联型组合方式的双向开关电路图，这种双向开关需要两个功率开关和两个二极管，具有分离元件少、可靠性高、电压传输比损失较小等特点。每个功率开关、二极管均工作在二象限方式，易于对两个方向分别控制，使电流可以双向流动，实现输入相和输出相的直接电气连接。采用适当的换流策略可以消除环流，便于解决四象限换流问题。对于三相一三相矩阵式变换器而言，以共集电极反串联型作为双向开关，共需18个功率开关和18个反串联二极管，6个独立的驱动电源。

矩阵式变换器的开关众多，对开关管控制即调制则是实现其优良性能的关键。双电压瞬时值控制策略是由日本学者A.Ishiguro和T.Furuhashi最先提出，其调制机理是任一时刻输出线电压由两个输入线电压合成，其主要特点是：当输入电源不对称或含有高次谐波时，控制函数可以自动修正而不需额外的计算量，因而非常有利于实时控制；电压传输比较高；输入电压对称时，输入功率因数为1，电能利用率较高。

双电压控制策略属于直接控制策略，其基本思想是当输入电压和输出电压处于某时间段内时，在每一个开关周期内，利用两个输入线电压与一个零电压向量的线性组合来合成两个满足三相对称的输出线电压，在不同时刻使用不同的两个线电压，而对应的开关占空比与输入输出电压的关系，称之为控制函数。电压合成方程如式(1)所示。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{o1}=b_0{u}_{i0}+b_1{u}_{i1}+b_2{u}_{i2}\\ u_{o2}=c_0{u}_{i0}+c_1{u}_{i1}+c_2{u}_{i2}\end{array}\right.---\left(1\right)$

上式中，u_o1、u_o2表示两个输出线电压的局部平均值，即一个开关周期内的平均值；u_i1、u_i2表示用来合成输出线电压的两个输入线电压；u_i0表示在一个开关周期内的电压零向量。b₀、b₁、b₂、c₀、c₁、c₂表示对应的开关占空比，计算公式如式(2)。

$\left\{\begin{array}{c}{b}_1=\frac{(u_{i1}-u_{i3})}{\mathrm{\Δ}}{U}_{o1}^{*}\\ b_2=\frac{(u_{i3}+u_{i2})}{\mathrm{\Δ}}{U}_{o1}^{*}\\ b_0=1-b_1-b_2\end{array}\right.$ $\left\{\begin{array}{c}{c}_1=\frac{(u_{i1}-u_{i3})}{\mathrm{\Δ}}{U}_{o2}^{*}\\ c_2=\frac{(u_{i3}+u_{i2})}{\mathrm{\Δ}}{U}_{o2}^{*}\\ c_0=1-c_1-c_2\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中， $\mathrm{\Δ}=u_{i1}^2+u_{i2}^2+u_{i3}^2,$ u_i3是指除式子中出现的两个输入线电压之外的第三个输入线电压。

为了方便得到矩阵变换器各个开关控制函数，在每个周期内，需要把输入、输出电压按照某种规律划分成多个时间段，该时间段称为扇区。根据三相正弦电压波形的特点，输入输出电压扇区都可以按照一定的规则划分为S和X形，如图3所示。S形电压的划分规则是：三相相电压中只有一相出现极值(正值或负值)，而另两相电压与之异号，且保持单调变化。X形电压划分的原则是：三相相电压均保持单调变化，其中一相始终为正值，一相始终为负值，第三相从正到负(或从负到正)。根据双电压法调制的计算公式，当输入电压采用S型电压划分，输出电压采用X型电压划分时，算法更为简便直接。

如果按照式(1)和(2)进行占空比计算，首先，在每个开关周期内都要对输入输出电压扇区进行判断，再选取合适的输入输出电压进行实时计算，没有一个统一的计算表达式；其次，即使各个调制比计算出来了，具体安排开关状态转换还有多种可能，输入电压和输出电压在一个周期内均被划分为六个区，因此它们共有36种组合。为了降低双电压控制策略实施的困难，穆新华等在1998年公开发表的论文“双电压控制的矩阵变换器的开关状态与仿真分析”(电工技术学报，1998，13(1))引入了原点开关，采用原点开关概念后，这样36种情况又归结为9种状态，每种状态对应一个原点开关。

由上可知，在引入原点开关之后，只用求解9组开关组合的占空比b₀、b₁、b₂、c₀、c₁、c₂即可完成对矩阵式变换器的控制。现用集合{L₁，L₂}来表示输入为L₁号扇区，输出为L₂号扇区的组合，得到矩阵式变换器9种开关状态及控制函数如表1所示。

表1

虽然利用原点开关使计算量大为减少，但由于双电压控制策略的开关状态的转换过程和输入电流、输出电压合成规律的表达式较为复杂，实时计算量较大，对控制器件要求较高，在软件上实现较为困难。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术存在的上述不足，提供用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法及其装置，解决了一般的双电压控制方法系统计算量大、难于实现的问题，该发明的目的在于通过重新划分输入输出电压扇区、给出统一的占空比计算公式，从而减少系统计算量，方便软件编程实现，提高程序的效率和实时性。本发明还提供了实现该方法的装置。

为达到上述发明目的，本发明提供的用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法，其步骤包括：

(1)电压扇区的重新划分；

输入电压采样单元与矩阵式变换器输入端相连，将三相输入电压经变换后传送至DSP控制电路，以便划分电压扇区和计算系统占空比。

在DSP控制电路中，在将输入输出电压划分为S和X形电压扇区的基础上，将输入电压划分为两个扇区，即将S形电压扇区中的第2、4、6扇区统一划分为第I扇区，将第1、3、5扇区统一划分为第II扇区，而输出电压则不需划分扇区，如图4所示。

(2)占空比计算；

占空比计算是在DSP控制电路中进行的。从图5可以看出，在进行占空比计算之前，需先定义需要的计算变量，然后根据扇区划分对输入输出电压进行排序，最后再根据占空比统一计算公式计算出各个开关的占空比，具体步骤如下：

①定义需要的计算变量

定义输入电压计算变量的最大值、中间值、最小值分别为v_max，v_mid，v_min；输出电压计算变量的最大值、中间值、最小值分别为u_max，u_mid，u_min；输入电压排序标志变量的最大值、中间值、最小值分别为d_max，d_mid，d_min；输出电压排序标志变量的最大值、中间值、最小值分别为D_max，D_mid，D_min。

②对输入输出电压进行排序

根据输入电压的扇区划分，对输入输出电压进行排序。当输入电压处于第I扇区时，在该扇区中的三相电压绝对值最大的电压为正，此时按电压实际大小对输入输出电压进行排序，并将排序结果对输入输出电压计算量、输入输出电压排序标志变量赋值。当输入电压处于第II扇区时，在该扇区中的三相电压绝对值最大的电压为负，此时先将输入输出电压取反，再按大小排序，并将排序结果对输入输出电压计算量、输入输出电压排序标志变量赋值。

③占空比统一计算公式

为了获得较高的电压增益，需选取绝对值最大的输入线电压来合成绝对值最大的输出线电压，可选取输入中两个最大的线电压U_i1、U_i2来合成输出中两个最大的线电压U_o1 ^*、U_o2 ^*，因此可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{i1}=v_{\max }-v_{\min }\\ U_{i2}=v_{\max }-v_{\mathrm{mid}}\\ U_{i3}=v_{\min }-v_{\mathrm{mid}}\end{array}\right.$ 及 $\left\{\begin{array}{c}{U}_{o1}^{*}=u_{\max }-u_{\min }\\ U_{o2}^{*}=u_{\max }-u_{\mathrm{mid}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

将新的扇区划分原则和排序方法与基本双电压控制策略的划分原则对比，并将式(3)代入式(2)，可以得出占空比统一计算公式，其公式如下所示：

$\left\{\begin{array}{c}{b}_1=\frac{v_{\max }+v_{\mathrm{mid}}-2v_{\min }}{\mathrm{\Δ}}(u_{\max }-u_{\min })\\ b_2=\frac{v_{\max }-2v_{\mathrm{mid}}+v_{\min }}{\mathrm{\Δ}}(u_{\max }-u_{\min })\\ b_0=1-b_1-b_2\end{array}\right.---\left(4\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1=\frac{v_{\max }+v_{\mathrm{mid}}-2v_{\min }}{\mathrm{\Δ}}(u_{\max }-u_{\mathrm{mid}})\\ C_2=\frac{v_{\max }-2v_{\mathrm{mid}}+v_{\min }}{\mathrm{\Δ}}(u_{\max }-u_{\mathrm{mid}})\\ C_0=1-C_1-C_2\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中， $\mathrm{\Δ}=v_{\max }^2+v_{\mathrm{mid}}^2+v_{m\mathrm{in}}^2,$ 输入三相对称时， $\mathrm{\Δ}=9/2U_{\mathrm{im}}^2,$ u_im为输入相电压幅值。

(3)占空比调制矩阵计算；

矩阵式变换器系统的开关占空比与开关矩阵中各个双向功率开关占空比的对应关系如下：

$\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\max }}=1\\ g_{d_{\min },D_{\max }}=0\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\max }}=0\end{array}\right.$ $\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\min }}=b_0\\ g_{d_{\min },D_{\min }}=b_1\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\min }}=b_2\end{array}\right.$ $\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\mathrm{mid}}}=C_0\\ g_{d_{\min },D_{\mathrm{mid}}}=C_1\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\mathrm{mid}}}=C_2\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中g_xy是开关S_xy的占空比，x＝d_max，d_mid或d_min，y＝D_max，D_mid或D_min；

将矩阵式变换器系统的开关占空比b₀、b₁、b₂、c₀、c₁、c₂和已赋值的输入电压排序标志变量d_max，d_mid，d_min和输出电压排序标志变量D_max，D_mid，D_min代入式(6)即可得矩阵式变换器各个双向功率开关的占空比；

再将矩阵式变换器各个双向功率开关的占空比代入

$G=\left[\begin{array}{ccc}{g}_{\mathrm{aA}}& g_{\mathrm{bA}}& g_{\mathrm{cA}}\\ g_{\mathrm{aB}}& g_{\mathrm{bB}}& g_{\mathrm{cB}}\\ g_{\mathrm{aC}}& g_{\mathrm{bC}}& g_{\mathrm{cC}}\end{array}\right]---\left(7\right)$

中，即可得矩阵式变换器的开关调制矩阵，将开关调制矩阵中各个占空比乘以开关周期即可得到各个双向功率开关的导通时间；

其中g_ij是开关S_ij的占空比，i＝a、b或c，j＝A、B或C；a、b、c为三相电压输入相序号，A、B、C为三相电压输出相序号。

由DSP控制电路计算得出的开关导通时间信号经CPLD开关选通电路转换成18个功率开关的控制信号，经驱动电路功率放大后去控制矩阵式变换器开关矩阵中18个开关管的开通与关断，使输出电压/输入电流由输入电压/输出电流高频斩波合成，就可以实现频率和幅值可调的变频输出，完成对矩阵式变换器的控制。

本发明提供的实现上述控制方法的控制装置，包括输入电压采样单元、DSP控制电路、CPLD开关选通电路、输出电流方向检测单元和驱动电路。

输入电压采样单元与三相电源输入电压连接，输入电压采样单元将三相电源输入电压转换为弱电信号并经电平抬高之后送入DSP控制电路。

DSP控制电路主要完成改进型双电压控制策略计算和PWM控制信号输出。首先对输入电压采样单元变换得到的信号进行采样，然后根据改进型双电压控制算法实时计算出系统的占空比，再转换为各个开关的导通时间，最后通过高速I/O口将PWM控制信号输出至CPLD开关选通电路。

CPLD开关选通电路将导通时间控制信号转换为矩阵式变换器开关矩阵的18个功率开关IGBT的通断控制信号并传送至驱动电路；同时实时接收来自驱动电路的过流故障信号和来自输出电流方向检测单元的电流方向信号。

驱动电路接收来自CPLD开关选通电路的控制信号，经放大之后去控制开关矩阵18个功率开关IGBT的通断，并实时监测过流，将过流信号送入CPLD。

输出电流方向检测单元的输入端接至矩阵式变换器的输出端，检测矩阵式变换器的输出电流方向，将输出电流方向信号传送给CPLD开关选通电路以指导其四步换流。

本发明提供的控制装置还包括输入滤波电路，开关矩阵与三相电源输入电压之间接有输入滤波电路，且输入电压采样单元通过输入滤波电路与三相电源输入电压连接。

本发明提供的控制方法可大大减少控制装置的系统计算量，降低对控制器件的速度性能要求，方便软件的编程实现，提高系统的效率和实时性。具体而言，本发明相对于现有技术具有如下的优点和有益效果：

1.传统的双电压控制方法中占空比表达式的确定必须对输入、输入扇区进行划分组合，其组合有36种情况，进而确定其表达式的系数。而本发明提供的控制方法给出的占空比统一计算公式具有一般性，无需对输入、输出相区进行复杂的组合就可以得到占空比，大大减少了控制装置的系统计算量。

2.传统的双电压控制方法将输入、输出电压分别划分为6个扇区，扇区组合有36种情况。本发明提出的控制方法使用了新的输入输出电压扇区划分原则，将输入相区从6种情况缩减到2种情况，且输出电压不再需要划分扇区，缩减为传统控制策略的十八分之一，降低了控制的复杂度。

3.本发明提供的双电压控制方法保留了传统双电压控制方法的计算公式和原点开关的应用，继承了传统双电压控制方法的优良特性，当输入电源不对称或含有高次谐波时，控制函数可以自动修正而不需额外的计算量，因而非常有利于实时控制。

4.本发明提供的双电压控制方法简化了系统的扇区组合，提出了占空比统一计算公式，而且扇区判断与占空比计算可以编写统一的处理函数进行处理，不需要另外进行扇区的判断组合，再进行占空比计算函数的编写计算，大大方便了软件的编程实现。

5.本发明提供的控制方法减少了系统的计算量，简化了扇区的组合判断，提高了控制方法的软件实现上的程序效率和实时性，从而可以降低对控制器件的速度与容量性能的要求。

附图说明

图1是矩阵式变换器的主电路拓扑结构图。

图2是“共集电极反串联型”双向功率开关电路图。

图3a是输入电压S形扇区划分图，图3b是输出电压X形扇区划分图。

图4是新的输入电压扇区划分图。

图5是本发明实施方式中控制方法的开关占空比计算流程图。

图6是本发明实施方式中控制装置的结构示意图。

图7是本发明实施方式中控制系统结构图。

图中1.输入电压采样单元，2.DSP控制电路，3.CPLD开关选通电路，4.驱动电路，5.输出电流方向检测单元，6.开关矩阵，7.缓冲电路，8.输入滤波电路，9.负载，10.三相电源输入电压。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施作进一步详细说明。

如图1所示，矩阵式变换器的主电路拓扑由9个开关管SaA、SaB、SaC、SbA、SbB、SbC、ScA、ScB、ScC按矩阵状排列而成。三相电源Ua、Ub、Uc经输入滤波电路与三相矩阵式变换器输入端相连，电动机M作为负载接在三相矩阵式变换器输出端，其中输入滤波电路由滤波电感La、Lb、Lc和滤波电容Ca、Cb、Cc构成，矩阵式变换器输出电压为U_A、U_B、U_C。矩阵式变换器的三相输入电流分别为i_a、i_b、i_c，三相输出电流分别为i_A、i_B、i_C。

通过控制各开关管的开通与关断，使三相输出通过双向开关与输入任意相相连，按照改进型双电压控制方法控制9个双向功率开关，使输出电压/输入电流由输入电压/输出电流高频斩波合成，就可以实现频率和幅值可调的变频输出。

如图5所示，本发明控制方法包括如下步骤：

(1)电压扇区的重新划分；

输入电压采样单元与矩阵式变换器输入端相连，将三相电源输入电压经变换后传送至DSP控制电路，以便划分电压扇区和计算系统占空比。

在DSP控制电路中，在将输入输出电压划分为S和X形电压扇区的基础上，将输入电压划分为两个扇区，即将S形电压扇区中的第2、4、6扇区统一划分为第I扇区，将第1、3、5扇区统一划分为第II扇区，而输出电压则不需划分扇区，如图4所示。

(2)占空比计算；

占空比计算是在DSP控制电路中进行的。从图5可以看出，在进行占空比计算之前，需先定义需要的计算变量，然后根据扇区划分对输入输出电压进行排序，最后再根据占空比统一计算公式计算出各个开关的占空比，具体步骤如下：

①定义需要的计算变量

定义输入电压计算变量的最大值、中间值、最小值分别为v_max，v_mid，v_min；输出电压计算变量的最大值、中间值、最小值分别为u_max，u_mid，u_min；输入电压排序标志变量的最大值、中间值、最小值分别为d_max，d_mid，d_min；输出电压排序标志变量的最大值、中间值、最小值分别为D_max，D_mid，D_min。

②对输入输出电压进行排序

根据输入电压的扇区划分，对输入输出电压进行排序。当输入电压处于第I扇区时，在该扇区中的三相电压绝对值最大的电压为正，此时按电压实际大小对a、b、c三相输入电压和A、B、C三相输出电压按照从大到小的顺序进行排序；当输入电压处于第II扇区时，在该扇区中的三相电压绝对值最大的电压为负，先将a、b、c三相输入电压和A、B、C三相输出电压取反，再按取反后的电压大小对a、b、c三相输入电压和A、B、C三相输出电压按照从大到小的顺序进行排序。

将排序后的a、b、c三相输入电压依次赋给V_max，v_mid，v_min，同时将排序后的三相输入电压的相序号a、b、c依次赋给d_max，d_mid，d_min；将排序后的A、B、C三相输出电压依次赋给u_max，u_mid，u_min，同时将排序后的三相输出电压的相序号A、B、C依次赋给D_max，D_mid，D_min。

假设输入电压处于I扇区，且有u_b＞u_a＞u_c，u_A＞u_B＞u_C，则输入电压计算变量v_max＝u_b；v_mid＝u_a；v_min＝u_c，输出电压计算变量u_max＝u_A；u_mid＝u_B；u_min＝u_C，输入电压排序标志变量d_max＝b；d_mid＝a；d_min＝c，输出电压排序标志变量D_max＝A，D_mid＝B，D_min＝C。

③占空比计算

把输入电压计算变量v_max＝u_b；v_mid＝u_a；v_min＝u_c，输出电压计算变量u_max＝u_A；u_mid＝u_B；u_min＝u_C代入占空比统一计算公式(4)和(5)可以得出占空比如下式：

$\left\{\begin{array}{c}{B}_1=\frac{(U_{\mathrm{bc}}-U_{\mathrm{ca}})}{\mathrm{\Δ}}{U}_{\mathrm{AB}}^{*}\\ B_2=\frac{(U_{\mathrm{ca}}+U_{\mathrm{ba}})}{\mathrm{\Δ}}{U}_{\mathrm{AB}}^{*}\\ B_0=1-B_1-B_2\end{array}\right.,$ $\left\{\begin{array}{c}{C}_1=\frac{(U_{\mathrm{bc}}-U_{\mathrm{ca}})}{\mathrm{\Δ}}{U}_{\mathrm{AC}}^{*}\\ C_2=\frac{(U_{\mathrm{ca}}+U_{\mathrm{ba}})}{\mathrm{\Δ}}{U}_{\mathrm{AC}}^{*}\\ C_0=1-C_1-C_2\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中， $\mathrm{\Δ}=v_{\max }^2+v_{\mathrm{mid}}^2+v_{\min }^2,$ 输入三相对称时， $\mathrm{\Δ}=9/2U_{\mathrm{im}}^2,$ u_im为输入相电压幅值。

(3)占空比调制矩阵计算；

矩阵式变换器系统的开关占空比与开关矩阵中各个双向功率开关占空比的对应关系如下：

$\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\max }}=1\\ g_{d_{\min },D_{\max }}=0\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\max }}=0\end{array}\right.$ $\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\min }}=b_0\\ g_{d_{\min },D_{\min }}=b_1\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\min }}=b_2\end{array}\right.$ $\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\mathrm{mid}}}=C_0\\ g_{d_{\min },D_{\mathrm{mid}}}=C_1\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\mathrm{mid}}}=C_2\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中g_xy是开关S_xy的占空比，x＝d_max，d_mid或d_min，y＝D_max，D_mid或D_min；

矩阵式变换器的开关调制矩阵如下式：

$G=\left[\begin{array}{ccc}{g}_{\mathrm{aA}}& g_{\mathrm{bA}}& g_{\mathrm{cA}}\\ g_{\mathrm{aB}}& g_{\mathrm{bB}}& g_{\mathrm{cB}}\\ g_{\mathrm{aC}}& g_{\mathrm{bC}}& g_{\mathrm{cC}}\end{array}\right]---\left(7\right)$

其中g_ij是开关S_ij的占空比，i＝a、b或c，j＝A、B或C；a、b、c为三相电压输入相序号，A、B、C为三相电压输出相序号。

将输入电压排序标志变量d_max＝b；d_mid＝a；d_min＝c，输出电压排序标志变量D_max＝A，D_mid＝B，D_min＝C代入式(6)和(7)中，即可得到矩阵式变换器的开关调制矩阵，如式9所示。

$G=\left[\begin{array}{ccc}0& 1& 0\\ c_2& c_0& c_1\\ b_2& b_0& b_1\end{array}\right]---\left(9\right)$

从式(9)中可以看出，在一个开关周期内，开关SbA一直导通，而SaA和ScA则一直关断；开关SaB、SbB、ScB在一个采样周期内对应的占空比分别为c₂、c₀、c₁；开关SaC、SbC、、ScC在一个采样周期内对应的占空比分别为b₂、b₀、b₁，将所得的占空比乘以开关周期即可得到各个双向功率开关的导通时间。

由DSP控制电路计算得出的导通时间控制信号经CPLD开关选通电路转换成18个功率开关的控制信号，经驱动电路功率放大后去控制矩阵式变换器开关矩阵中18个开关管的开通与关断，使输出电压/输入电流由输入电压/输出电流高频斩波合成，就可以实现频率和幅值可调的变频输出，完成对矩阵式变换器的控制。

如图6所示，本发明提供的控制装置包括包括输入电压采样单元1、DSP控制电路2、CPLD开关选通电路3、输出电流方向检测单元5和驱动电路4。

输入电压采样单元1与三相电源输入电压10连接，输入电压采样单元1将三相电源输入电压10转换为弱电信号并经电平抬高之后送入DSP控制电路2，以划分输入电压扇区和计算系统占空比。

DSP控制电路2主要完成改进型双电压控制策略计算和PWM控制信号输出。首先对输入电压采样单元1变换得到的信号进行采样，然后根据改进型双电压控制算法实时计算出系统的占空比，再转换为各个开关的导通时间，最后通过高速I/O口将PWM控制信号输出至CPLD开关选通电路3。

CPLD开关选通电路3将导通时间控制信号转换为矩阵式变换器开关矩阵6的18个功率开关IGBT的通断控制信号并传送至驱动电路4；同时实时接收来自驱动电路4的过流故障信号和来自输出电流方向检测单元5的电流方向信号。

驱动电路4接收来自CPLD开关选通电路3的控制信号，经放大之后去控制开关矩阵6的18个功率开关IGBT的通断，并实时监测过流，将过流信号送入CPLD。

输出电流方向检测单元5的输入端接至矩阵式变换器的输出端，检测矩阵式变换器的输出电流方向，将输出电流方向信号传送给CPLD开关选通电路3以指导其四步换流。

本发明提供的控制装置还包括输入滤波电路8，开关矩阵6与三相电源输入电压10之间接有输入滤波电路8，且输入电压采样单元1通过输入滤波电路8与三相电源输入电压10连接。

负载9接在开关矩阵6输出端，缓冲电路7接在开关矩阵6输入a、b、c相与输出A、B、C相两端实现过压保护功能。

本发明提供的用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法及其装置，其改进型双电压控制策略程序是由DSP-TMS320LF2407A实现的，而四步换流程序则是由专门的可编程逻辑器件CPLD-EPM7128SLC84-7实现的。

Claims (1)

1.用于矩阵式变换器的改进型双电压控制方法，其特征在于包括如下步骤：

(1)通过输入电压采样单元(1)检测三相电源输入电压(10)，经变换后送入DSP控制电路(2)；

(2)在DSP控制电路(2)中对输入输出电压扇区进行重新划分，然后定义计算占空比所需要的变量并根据扇区划分对其进行排序，按排序结果对输入输出电压计算变量和输入输出电压排序标志变量赋值，将输入输出电压计算变量和输入输出电压排序标志变量代入推导出的占空比统一计算公式计算出矩阵式变换器系统的占空比，根据矩阵式变换器系统的占空比与开关矩阵中各个双向功率开关占空比的对应关系，得到矩阵式变换器各个双向功率开关的占空比，再乘以开关周期即可实时计算出矩阵式变换器各个双向功率开关的导通时间；

所述对输入输出电压扇区进行重新划分具体为：将S形电压扇区中的第2、4、6扇区统一划分为第I扇区，将第1、3、5扇区统一划分为第II扇区，输出电压不需划分扇区；

所述计算占空比所需的计算变量的定义如下：输入电压计算变量的最大值、中间值、最小值分别为v_max，v_mid，v_min；输出电压计算变量的最大值、中间值、最小值分别为u_max，u_mid，u_min；输入电压排序标志变量的最大值、中间值、最小值分别为d_max，d_mid，d_min；输出电压排序标志变量的最大值、中间值、最小值分别为D_max，D_mid，D_min；当输入电压处于第I扇区时，按电压实际大小对a、b、c三相输入电压和A、B、C三相输出电压按照从大到小的顺序进行排序，当输入电压处于第II扇区时，先将a、b、c三相输入电压和A、B、C三相输出电压取反，再按取反后的电压大小对a、b、c三相输入电压和A、B、C三相输出电压按照从大到小的顺序进行排序；a、b、c为三相电压输入相序号，A、B、C为三相电压输出相序号；将排序后的a、b、c三相输入电压依次赋给v_max，v_mid，v_min，同时将排序后的三相输入电压的相序号a、b、c依次赋给d_max，d_mid，d_min，将排序后的A、B、C三相输出电压依次赋给u_max，u_mid，u_min，同时将排序后的三相输出电压的相序号A、B、C依次赋给D_max，D_mid，D_min；

所述占空比统一计算公式为

$\left\{\begin{array}{c}{b}_1=\frac{v_{\max }+v_{\mathrm{mid}}-{2v}_{\min }}{\mathrm{\Δ}}(u_{\max }-u_{\min })\\ b_2=\frac{v_{\max }-2v_{\mathrm{mid}}+v_{\min }}{\mathrm{\Δ}}(u_{\max }-u_{\min })\\ b_0=1-b_1-b_2\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1=\frac{v_{\max }+v_{\mathrm{mid}}-{2v}_{\min }}{\mathrm{\Δ}}(u_{\max }-u_{\mathrm{mid}})\\ C_2=\frac{v_{\max }-2v_{\mathrm{mid}}+v_{\min }}{\mathrm{\Δ}}(u_{\max }-u_{\mathrm{mid}})\\ C_0=1-C_1-C_2\end{array}\right.$

其中，b₁、b₂、b₀、c₁、c₂、c₀表示一个开关周期内矩阵式变换器系统中除1个一直导通的开关和2个一直关断的开关外的开关占空比，

所述矩阵式变换器系统的开关占空比与开关矩阵中各个双向功率开关占空比的对应关系如下：

$\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\max }}=1\\ g_{d_{\min },D_{\max }}=0\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\max }}=0\end{array}\right.\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\min }}=b_0\\ g_{d_{\min },D_{\min }}=b_1\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\min }}=b_2\end{array}\right.\left\{\begin{array}{c}{g}_{d_{\max },D_{\mathrm{mid}}}=C_0\\ g_{d_{\min },D_{\mathrm{mid}}}=C_1\\ g_{d_{\mathrm{mid}},D_{\mathrm{mid}}}=C_2\end{array}\right.$

其中g_xy是开关S_xy的占空比，x＝d_max，d_mid或d_min，y＝D_max，D_mid或D_min；

将矩阵式变换器系统的开关占空比b₀、b₁、b₂、c₀、c₁、c₂和已赋值的输入电压排序标志变量d_max，d_mid，d_min和输出电压排序标志变量D_max，D_mid，D_min代入上述关系式即得矩阵式变换器各个双向功率开关的占空比；

再将矩阵式变换器各个双向功率开关的占空比代入

$G=\left[\begin{array}{ccc}{g}_{\mathrm{aA}}& g_{\mathrm{bA}}& g_{\mathrm{cA}}\\ g_{\mathrm{aB}}& g_{\mathrm{bB}}& g_{\mathrm{cB}}\\ g_{\mathrm{aC}}& g_{\mathrm{bC}}& g_{\mathrm{cC}}\end{array}\right]$

中，即得矩阵式变换器的开关调制矩阵，将开关调制矩阵中各个占空比乘以开关周期即得到各个双向功率开关的导通时间；

其中g_ij是开关S_ij的占空比，i＝a、b或c，j＝A、B或C；a、b、c为三相电压输入相序号，A、B、C为三相电压输出相序号；

(3)DSP控制电路(2)通过I/O口输出导通时间控制信号至CPLD开关选通电路(3)，CPLD开关选通电路(3)将导通时间控制信号转换为矩阵式变换器开关矩阵(6)的18个功率开关IGBT的通断控制信号并传送至驱动电路(4)，驱动电路(4)将该通断控制信号放大后对所述18个功率开关IGBT的通断进行控制。

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