CN100452641C - 采用内外环双组整流桥箝位式五电平变频驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明属于高压多电平变频技术领域，其特征在于，主电路由两组不可控整流桥、箝位式五电平逆变器组成。两组不可控整流桥由一组双绕组隔离变压器供电，分为内环整流桥和外环整流桥。中间直流环节的箝位电容根据相应的系统电压等级选取。逆变器部分为二极管箝位式五电平结构，主开关器件根据输出电压等级和通过电流不同，可选用相应耐压和电流的功率半导体开关器件。控制器以高性能数字信号微处理器为核心生成PWM控制信号。该结构减少了传统H桥逆变器移相变压器副边绕组数，降低了成本，同时直流母线上的悬浮电容电压由内环整流桥维持恒定，使整个变频装置在全负载范围内输出稳定，且输出电压谐波含量小，提高了装置的系统性能。

Description

采用内外环双组整流桥箝位式五电平变频驱动装置

技术领域

本发明涉及电力电子多电平拓扑结构，具体是指一种五电平变频调速装置的拓扑。

背景技术

我国现有的交流电动机200kW以下是低压380V，200kW以上电机电压等级多为6kV和10kV。由于受功率器件耐压水平和载流能力的限制，传统二电平逆变器的变换装置难以满足高压大功率电能变换的要求。相比之下，多电平变换器及其相关技术，具有诸多显著优点，被业界认为在高压大容量领域中具有广阔的应用前景。因此，研究高压大容量电机调速技术，对于降低我国单产能耗和成本，提高生产效率和效益，增加国际竞争力有着战略性的意义。

多电平逆变器主要具有以下优点：(1)、输出电压更加接近正弦，电压谐波含量小。(2)、输出电压dv/dt小，对负载(比如电机)的绝缘影响小，同时大大降低电磁干扰的水平。(3)、以低耐压水平的单管构成高压系统，解决高压系统的单管耐压问题。

目前采用多电平技术的中高压变频装置有电压型H桥串联型变频装置和交-直-交电压型多电平结构的变频装置，这两类变频装置的应用已经取得了一定效果，但也存在一些问题。

已有的H桥串联型变频器的主电路一般结构为图1所示，图1a中副边多重化移相隔离变压器为各H桥功率单元提供三相交流输入，每个H桥功率单元为三相不控整流和两电平H桥逆变器结构，如图1b所示，每个H桥使用低压开关器件，多个H桥单元输出串联实现高压输出，输出电压波形更接近正弦，不用输出滤波器，同时网侧电流谐波小。这种结构的缺点也很明显：由于输出电压等级越高，串联功率单元数也越多，一般输出6kV为5～7级功率单元串联，输出10kV为8～10级功率单元串联，这样所需的移相隔离变压器的副边绕组很多，需要15～30组副边三相绕组，一般移相隔离变压器的成本占到了系统成本的三分之一多。因此，移相隔离变压器体积大、接线复杂、制造难度增加，成本也增加很多，成为瓶颈。

已有的交-直-交电压型多电平变频装置结构，前级交-直部分多采用不可控整流器，以获得直流母线电压，后级直-交部分采用多电平逆变器，以获得相应的多电平电压输出。对于后级的多电平逆变器结构，目前主要应用的是二极管箝位型结构。

现有的二极管箝位型五电平逆变器的拓扑结构如图2所示，该结构前端母线电压V_dc由整流器给定，母线上串联四个电容，每个电容容量相等，分别承受V_dc/4的电压，通过箝位二极管，使每个开关器件的耐压保持为一个直流电容的电压水平。通过开关组合，输出为5种电平的组合，V_dc，3V_dc/4，2V_dc/4，V_dc/4和0。但是，目前有理论可以证明，该结构在功率因数较高或调制比较高的情况下，母线电容电压都会出现不稳定的情况，从而导致系统的不可控。为了解决母线电容电压平衡的问题，图3的结构被提出，该结构将一组不可控整流桥分别连到每个电容上，通过强制箝位的方式，将每个母线电容电压都稳定在V_dc/4上，从而实现整个系统的稳定。但是，该种结构所使用的整流桥过多，且每个整流桥都需要相应的输入变压器，这使得系统体积庞大，且成本过高。

发明内容：

本发明的目的是设计一种交-直-交电压型多电平变频调速装置的拓扑结构，本发明解决了二极管箝位型五电平逆变器直流母线上各悬浮电容电压平衡的问题，实现了变频装置在全负载范围内输出的稳定可控，该变频装置可以应用于中高压调速领域。

本发明的特征在于，含有：一组双绕组输入变压器，两组不可控整流桥，一个二极管箝位型五电平逆变器，以及全数字控制器，其中：

一组双绕组变压器，原边输入三相交流线电压为V₁，副边1输出三相交流电压为V₁，副边2输出交流电压为V₁/2；

两组不可控整流桥，由外环的不可控二极管整流桥和内环的不可控二极管整流桥组成，外环不可控二极管整流桥输入端接所述双绕组变压器副边1，输入电压为V₁，输出电压为V_dc，内环的不可控二极管整流桥接该双绕组变压器副边2，输入电压为V₁/2，输出电压为V_dc/2；

二极管箝位型五电平逆变器，输入母线上依次串联四个参数一致的电容C₄、C₃、C₂和C₁，电容C₁接零伏，电容C₄接外环的不可控二极管整流桥的正输出端，电容C₄、C₃的连接点p接内环的不可控二极管整流桥的正输入端，电容C₂、C₁的连接点n接内环的不可控二极管整流桥的低端，电容C₃、C₁之间的中间悬浮电容电压V₃₁等于V_dc/2，所述连接点p正向串接一个箝位二极管后与各相上桥臂中与电容C₄并接的一个开关元件的射极相连，该点p同时还经过三个反向串接的箝位二极管后与各相下桥臂中一个开关器件的集电极相连，该开关器件的射极经过两个正向串接的箝位二极管后连接电容C₃、C₂的连接点，所述连接点n经过三个正向串接的箝位二极管后与各相上桥臂中的一个开关器件的射极相连，该开关器件的集电极经过两个反向串接的箝位二极管后与电容C₃、C₂的连接点相连，同时该连接点n还反向串接一个箝位二极管后与各相下桥臂中一个开关器件的射极相连，该开关器件的集电极正向串接两个箝位二极管后与电容C₃、C₂的连接点相连，所述电容C₃、C₂的连接点正向串接两个箝位二极管后与各相上桥臂的中点相连，同时所述电容C₃、C₂的连接点还反向串接两个箝位二极管后与各相下桥臂的中点相连；

全数字控制器含有：DSP处理器，输出PWM信号扩展电路和PWM信号驱动电路，其中：

DSP处理器，其电压模拟量输入端分别经电压互感器与所述电容C₄、C₃、C₂、C₁的两端相连，按照预先设定的电容两端电压的值对所述各电容C₄、C₃、C₂、C₁两端的电压进行定值控制，该DSP处理器的电流模拟量输入端经各电流互感器与作为控制对象的电机的线电流输出端相连，以此预测并发出实时的PWM控制脉冲；该DSP处理器还设有三路PWM输出口和一个I/O辅助控制口，

输出PWM信号扩展电路，输入端与所述DSP处理器的各输出端口相连接，而输出端则输出24路PWM脉冲，

PWM信号驱动电路，输入端和所述输出PWM信号扩展电路的24个PWM脉冲输出端相连，而该驱动电路的输出端则输出24路PWM脉冲控制所述二极管箝位型五电平逆变器的各个开关器件。

本发明具有的优点和创性之处：

1、相对于传统的二极管箝位型五电平结构，本发明解决了直流母线上各电容电压的平衡问题，实现了在全负载范围内，变频装置系统的稳定。该变频调速装置可以应用于中高压调速领域。

2、相比传统的通过四组整流桥控制电容电位的拓扑结构(如图3所示)，本发明可以成倍的减少整流桥的数目，同时减少了相应的输入变压器的数目，大大降低了系统的成本。

附图7、图8为本方案采用的控制技术在一个实验系统上的波形。图7为功率单元母线上四个电容电压在系统启动后动态控制的仿真波形，波形表明采用本方案，可以实现直流母线侧各个电容电压的平衡控制，使得整个变频调速装置系统工作稳定，而已有的二极管箝位型五电平变频装置尚无此项技术。图8a为变频装置输出到的异步电机的线电压仿真波形，图8b为其线电压输出的实验波形，波形表明本系统方案可以实现高压多电平输出，同时具有上文所述优点。

附图说明：

图1a已有的H桥串联型高压变频器的主电路一般结构；

图1b已有的H桥功率单元；

图2传统的二极管箝位型五电平逆变器；

图3全箝位式二极管箝位型五电平逆变器；

图4内外环双整流式二极管箝位型五电平拓扑结构；

图5为变频调速装置系统结构图；

图6全数字控制器的电路逻辑原理框图；

图7a母线电容V_C1电压动态控制的仿真波形；

图7b母线电容V_C2电压动态控制的仿真波形；

图7c母线电容V_C3电压动态控制的仿真波形；

图7d母线电容V_C4电压动态控制的仿真波形；

图8a变频装置输出的相电压仿真波形；

图8b变频装置输出的相电压实验波形。

具体实施方式：

本发明结构如图4所示，将两组整流桥分别联接在直流母线上和内部的悬浮电容上，控制母线上各个电容的电压平衡，从而控制二极管箝位型五电平逆变器在全负载范围内输出稳定：

所述的两组整流桥，以下分别称之为外环整流桥和内环整流桥，内外环整流桥都为不可控整流桥，输出直流电压比为1∶2，即假设外环整流桥输出电压为V_dc，则内环整流桥输出电压为V_dc/2，这样则可以保证内环电容电压为总母线电压值的1/2，这相当于将原有五电平结构中母线电压的自由度由3个减少为1个。该结构的系统输出稳定可控，而且拓扑结构简单：相比图2所示的传统五电平逆变器结构而言，使无法控制平衡的母线电容变得可控平衡，相比图3所示的四个整流桥箝位电路结构而言，节省了一倍的整流桥及相应的输入变压器数目。

所述的二极管箝位型五电平逆变器，如图4所示的拓扑中直流侧有4个电容，设直流侧电压为V_dc，4个电容均匀分压，则每个电容的电压为V_dc/4，箝位二极管的作用是使每个开关器件的耐压保持为一定直流电容的电压水平。通过不同的开关组合，可以输出5种电平的相电压组合，V_dc，3V_dc/4，2V_dc/4，V_dc/4和0。

所述的全负载范围稳定输出，目前已有的研究结果表明，如图2所示的二极管箝位型五电平逆变器结构，当负载功率因数较高，母线电容电压无法控制平衡，使得整个变频调速系统不能正常工作。本发明的目的就是提出新的拓扑结构，使得变频装置在全功率因数范围，全调制比范围内都能实现系统稳定输出。

变频调速装置系统结构如图5所示，其中箝位电容电压检测环节，由电压传感器并接在箝位电容上，检测箝位电容电压，通过软件控制来实现电容电压平衡。同时采样输出电流，将其作为反馈信号输入全数字控制器，由全数字控制器计算并发出相应的PWM脉宽调制信号，来控制变频调速装置的工作状态。

所述的全数字控制器，包括数字信号微处理器、脉宽调制信号扩展电路及脉宽调制信号的驱动电路：

所述数字信号微处理器，其模拟输入为四个母线电容电压值，经过模拟输入接口电路进行变换，然后输入到数字信号微处理器的模数转换接口；数字信号微处理器包括三路脉宽调制输出口和作为辅助控制线的1条I/O口；

所述脉宽调制信号扩展电路，是一个现场可编程门列阵器件，数字信号微处理器的三路脉宽调制输出口和作为辅助控制线的1条I/O口连接到脉宽调制信号扩展电路，所述脉宽调制信号扩展电路输出24路脉宽调制脉冲信号，所述1条I/O口作为故障时控制封锁PWM脉冲输出；

所述脉宽调制信号的驱动电路，输入所述脉宽调制信号扩展电路输出的24路脉宽调制脉冲信号，输出相应的脉宽调制功率驱动信号，所述的脉宽调制功率驱动信号连接到所述二极管箝位型逆变器各相桥臂上对应的功率开关器件。

为实现上述目的，本发明采用以下方案：

本发明拓扑由一组双绕组输入变压器，两组不可控整流桥，一个二极管箝位型五电平逆变器及全数字控制器组成，见图4所示。

所述双绕组输入变压器，是变比为2∶2和2∶1的交流变压器，假设原边输入三相交流线电压为V₁，则副边1输出三相交流电压为V₁，副边2输出V₁/2。

所述两组不可控整流桥为传统结构的二极管整流桥，以下分别称之为外环整流桥和内环整流桥，外环不可控整流桥输入接变压器副边1，输入电压为V₁，设其输出电压为V_dc，内环不可控整流桥输入接变压器副边2，输入电压为V₁/2，则其输出电压为V_dc/2。

所述二极管箝位型五电平逆变器(以下简称逆变器)，输入母线上串联四个电容，各个电容的参数一致，如图4所示。其中，逆变器的母线电压V₄₀接所述外环不可控整流桥的输出，电压为V_dc，逆变器的中间悬浮电容电压V₃₁接所述内环不可控整流桥的输出，电压为V_dc/2。母线上各个电容的电压采用软件控制平衡，保持在V_dc/4，通过箝位二极管与各相桥臂的开关器件相连，从而使每个开关器件的耐压保持在一定的电容电压水平，通过不同的开关组合，可以输出5种电平的相电压组合。根据开关管的耐压级别，可以实现对不同电压等级的电机在全负载范围内进行变频调速，如开关器件耐压为3300V，则可实现对6kV电压等级的电机在全负载范围内进行变频调速。

所述全数字控制器的电路逻辑原理框图见附图6，以高性能数字信号微处理器(DigitalSignal Processor)如TI公司的TMS320LF2812为核心，以三路PWM输出口和1条I/O口作为辅助控制线，通过现场可编程门列阵器件(Field Programmable Gate Array/ComplexProgrammable Logic Device)如EPM7128S扩展为24路PWM输出，然后经驱动电路生成24路驱动PWM脉冲信号，去触发24个功率半导体开关，其中1条I/O口作为故障时控制封锁PWM脉冲输出。模拟输入接口电路完成信号调理和隔离的功能，将4路检测到的母线上四个电容电压信号进行变换后输入到DSP的模数转换口。软件实时计算出4个电容电压值与设定的偏差，预测并发出实时的PWM控制脉冲，以此动态控制各个电容电压在设定值，完成各电容电压平衡的动态控制，实现整个变频调速装置的稳定运行，同时由软件生成的PWM信号也控制变频装置的交流电压输出。人机接口和通信单元通过串行通信接口完成键盘显示以及和PC机通信和监控的功能；开关量输入输出单元完成系统运行状态的监控、功率器件过流、过热等故障保护功能，其他外围控制功能，视具体实现要求而定。

Claims (1)

1、采用内外环双组整流桥箝位式五电平变频驱动装置，其特征在于，含有：一组双绕组输入变压器，两组不可控整流桥，一个二极管箝位型五电平逆变器，以及全数字控制器，其中：

一组双绕组变压器，原边输入三相交流线电压为V₁，副边1输出三相交流电压为V₁，副边2输出交流电压为V₁/2；

两组不可控整流桥，由外环的不可控二极管整流桥和内环的不可控二极管整流桥组成，外环不可控二极管整流桥输入端接所述双绕组变压器副边1，输入电压为V₁，输出电压为V_dc，内环的不可控二极管整流桥接该双绕组变压器副边2，输入电压为V₁/2，输出电压为V_dc/2；

二极管箝位型五电平逆变器，输入母线上依次串联四个参数一致的电容C₄、C₃、C₂和C₁，电容C₁接零电位点，电容C₄接外环的不可控二极管整流桥的正输出端，电容C₄、C₃的连接点p接内环的不可控二极管整流桥的正输出端，电容C₂、C₁的连接点n接内环的不可控二极管整流桥的低端，逆变器的中间悬浮的电容C₂、C₃接所述内环不可控整流桥的输出，其电压V₃₁等于V_dc/2；a相上桥臂由四个开关器件Sa1、Sa2、Sa3、Sa4依次串接而成，下桥臂由四个开关器件Sa′1、Sa′2、Sa′3、Sa′4依次串接而成，开关器件Sa1的集电极接外环的不可控二极管整流桥的正输出端，开关器件Sa′4的射极接零电位点，开关器件Sa4的射极和开关器件Sa′1的集电极的连接点接输出端a；所述连接点p正向串接一个箝位二极管后与并接于a相上桥臂中电容C₄的一个开关器件Sa1的射极相连；该点p同时还经过三个反向串接的箝位二极管后与a相下桥臂中一个开关器件Sa′2的集电极相连，该开关器件Sa′2的射极经过两个正向串接的箝位二极管后连接电容C₃、C₂的连接点，所述连接点n经过三个正向串接的箝位二极管后与a相上桥臂中的一个开关器件Sa3的射极相连，该开关器件Sa3的集电极经过两个反向串接的箝位二极管后与电容C₃、C₂的连接点相连，同时该连接点n还反向串接一个箝位二极管后与a相下桥臂中与电容C1并接的一个开关器件Sa′4的集电极相连；b、c两相的连接关系同a相；

全数字控制器含有：DSP处理器，输出PWM信号扩展电路和PWM信号驱动电路，其中：

DSP处理器，其电压模拟量输入端分别经电压互感器与所述电容C₄、C₃、C₂、C₁的两端相连，按照预先设定的电容两端电压的值对所述各电容C₄、C₃、C₂、C₁两端的电压进行定值控制，该DSP处理器的电流模拟量输入端经各电流互感器与作为控制对象的电机的线电流输出端相连，以此预测并发出实时的PWM控制脉冲；该DSP处理器还设有三路PWM输出口和一个I/O辅助控制口，

输出PWM信号扩展电路，输入端与所述DSP处理器的各输出端口相连接，而输出端则输出24路PWM脉冲，

PWM信号驱动电路，输入端和所述输出PWM信号扩展电路的24个PWM脉冲输出端相连，而该驱动电路的输出端则输出24路PWM脉冲控制所述二极管箝位型五电平逆变器的各个开关器件。

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