CN110350547A - 一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统及其控制方法，涉及电力系统无功补偿领域，本发明的换流电路包括并联连接的直流链路和逆变电路，所述直流链路包括若干串联连接的直流链路电路单元，所述直流链路单元包括开关管S1、开关管S2和电容C1，电容C1的正极与开关管S1集电极连接，开关管S1发射极与开关管S2的集电极连接，开关管S2的发射极与电容C1负极连接；相对于级联H桥显著减少开关数量和栅极驱动器的数量，更易扩展，在无功电流补偿过程中有效的抑制和消除谐波。

Description

一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力系统无功补偿领域，特别是涉及一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统及其控制方法。

背景技术

电能作为当今世界上的最主要能源之一，为工业自动化的生产提供动力更与人们日常生活息息相关，已成为文明社会的重要组成部分，同时，也体现着一个国家经济发展状况和综合国力。随着我国经济的飞速发展及工业自动化程度的不断提高，电网的复杂性大大增加，因此需要考虑各方面问题以保证电网稳定运行。尤其是随着电力电子及其控制技术迅猛发展，整流、逆变等电力换流器并网装置明显增加，电弧炉、变频器、电力机车等非线性负载的大量应用，对电网的运行产生巨大影响，引起电网电压波动，给电网线路带来大量的谐波及无功功率等问题。然而，现今社会的计算机和电子技术的广泛应用尤其是一些精密设备对于电能质量的要求非常高，因此，需要采取一些必要的措施来治理电网，减少污染，保证其高质量稳定运行。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，无功补偿技术的提出为电网的治理提供了一种有效地解决手段，如今更是发展为电能质量控制的主力军。对于具有串联连接的开关的两电平无功补偿装置来说，多电平结构可以在有源开关之间保持静态和动态均衡，可以提供更好的电压波形，谐波含量更少。本发明提供一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统及其控制方法，相对于级联H桥显著减少开关数量和栅极驱动器的数量，更易扩展，在无功电流补偿过程中有效的抑制和消除谐波。

本发明提供的一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统，包括控制器、驱动电路和补偿装置，所述补偿装置包括结构相同的A相换流电路、B相换流电路和C相换流电路；

所述A相换流电路包括并联连接的直流链路和逆变电路，所述直流链路包括若干串联连接的直流链路电路单元，所述直流链路单元包括开关管S1、开关管S2和电容C1，电容C1的正极与开关管S1集电极连接，开关管S1发射极与开关管S2的集电极连接，开关管S2的发射极与电容C1负极连接；

控制器输出端连接驱动电路，驱动电路与补偿装置中的逆变电路中的开关管建立连接。

进一步的，每个直流链路单元中的电容值相同。

进一步的，所述无功补偿系统包括采样单元，采样单元包括直流母线电容电压采样电路、电网电压采样电路、交流电流采样电路和交流电压采样电路。

一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统的控制方法，包括以下步骤：

获取d轴指令电流的正序分量和负序分量获取q轴无功指令电流的正序分量和负序分量

补偿装置输出的三相电流i_a、i_b和i_c经过变换得到正序有功分量i_d ⁺、正序无功分量i_q ⁺、负序有功分量i_d ^-和负序无功分量i_q ⁺；

所述正序有功分量i_d ⁺和正序无功分量i_q ⁺作为反馈分别与d轴指令电流的正序分量和q轴无功指令电流的正序分量做差后分别经第一PI控制器和第二PI控制器得到d轴正序调制电压和q轴正序调制电压所述负序有功分量i_d ^-和负序无功分量i_q ^-作为反馈分别与d轴指令电流的负序分量和q轴无功指令电流的负序分量做差后分别经第一PI控制器和第二PI控制器得到d轴负序调制电压和q轴负序调制电压

所述d轴正序调制电压q轴正序调制电压和d轴负序调制电压q轴负序调制电压分别经过dq反变换得到三相调制波；

三相调制波与移相三角载波进行比较后生成相对独立的调制信号，所述调制信号用以驱动直流链路单元中的开关管；通过对三相调制波的极性判断控制逆变电路中的开关管。

进一步的，所述d轴指令电流的正序分量获取方法为：

给定电压与补偿装置直流侧电容的平均电压比较，比较结果经过第三PI控制器调节后输出d轴给定电流。

进一步的，d轴指令电流的负序分量q轴无功指令电流的正序分量和负序分量的获取方法为：

负载三相电流经过正负序分离后形成三相正序分量和三相负序分量，三相正序分量和三相负序分量分别通过同步旋转坐标系转换以及锁相环发出与a相电压一样相位的正弦量，得到正序有功分量、负序有功分量、正序无功分量和负序无功分量，所述负序有功分量、正序无功分量和负序无功分量分别作为d轴指令电流的负序分量q轴无功指令电流的正序分量和负序分量

进一步的，所述三角载波的数量与直流链路单元的数量相同，三角载波由控制器输出。

本发明与现有技术相比，具有如下有益效果：

1、本发明的一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统，相比于H桥级联拓扑，可以减少开关，钳位二极管或电容器的数量，消除了庞大的耦合变压器和电感器，大大减小尺寸和体积；多级结构可以在有源开关之间保持静态和动态电压均衡，而这一点对于两电平逆变器来说则是困难的；多级逆变器可以提供更好的电压波形，谐波含量更少，因此可以显著减小无源滤波器元件的尺寸和重量，降低了开关管和和直流电容的耐压值，使逆变器的复杂性和总成本降低，提高滤波器的输出电平且减小了输出波形的谐波含量。

2、本申请采用载波移相和电压极性判断的调制方法、前馈解耦的电压电流双闭环控制策略，所述载波移相和电压极性判断的调制方法可以在较低的开关频率下有效地抑制和消除谐波,适于本申请级联型的大中功率电力电子装置的开关调制策略,在控制波的连续性上比载波层叠更加优秀；谐波检测采用基于瞬时无功功率理论的闭环检测方法，既保留了瞬时无功功率理论的实时性，又具有鲁棒性强、稳定度好等优点为了补偿系统本身的损耗，电流检测无功电流和负载负序分量，实现在不平衡负载下无功补偿和负载分量补偿。

3、本申请采用为了使系统维持单功率因数运行的场合发挥更好的作用，在电压不平衡时，采用正序、负序两个电流环进行控制，对系统的无功、负序同时进行补偿，该方法不仅能补偿无功，还能把三相电网的不平衡补偿城三相平衡。

4、本申请采用FPGA作为主控芯片进行采样和控制，与使用DSP芯片控制相比系统速度更快、更高效。FPGA编程灵活，设计方便，本发明采用基于DSP Builder的一种图形化设计方法。这种设计方法具有图形化、模块化的优点,大大方便了用户的FPGA开发设计。

附图说明

图1本申请实施例的一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统整体框图；

图2本申请实施例的A相换流电路的拓扑结构原理图；

图3装置等效控制模型；

图4本申请实施例的不平衡负载正负序电流检测原理图；

图5本申请实施例的电压电流双闭环的控制原理图；

图6本申请实施例的直流母线电容电压采样电路原理图；

图7本申请实施例的电网电压采样电路原理图；

图8本申请实施例的交流电流采样电路原理图；

图9本申请实施例的驱动电路原理图；

图10本申请实施例的过流保护电路原理图；

图11本申请实施例的主程序流程图；

图12本申请实施例的FPGA控制程序流程图；

图13逆变器输出相电压波形图；

图14为申请实施例阻感性负载下A相补偿前电网电压和电流波形图；

图15阻感性负载下A相补偿后电网电压和电流波形图；

图16不平衡负载下三相补偿前电流波形；

图17不平衡负载下三相补偿后电流波形。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

如图1所示，一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统，包括控制器、采样单元、电流采样与调理电路、驱动电路、保护电路和补偿装置，所述补偿装置包括结构相同的A相换流电路、B相换流电路和C相换流电路，A相换流电路、B相换流电路和C相换流电路为星型连接结构，A相换流电路、B相换流电路和C相换流电路分别通过电感接入电网中；

如图2所示，A相换流电路包括并联连接的直流链路和逆变电路，所述直流链路包括五个串联连接的直流链路电路单元，所述直流链路单元包括开关管S1、开关管S2和电容C1，电容C1的正极与开关管S1集电极连接，开关管S1发射极与开关管S2的集电极连接，开关管S2的发射极与电容C1负极连接，其他直流链路单元包括开关管S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9和S10，电容C2、C3、C4和C5，每个直流链路单元中的电容值相同，其中开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9和S10为MOSFET开关管；

每相多级直流链路提供具有阶梯形状的直流电压：0，+1/5U_dc，+2/5U_dc，+3/5U_dc，+4/5U_dc，U_dc。桥式逆变器提供电压极性，可以产生11电平相电压阶梯波形。其中多级直流链路中开关管承受最大电压为直流母线电压的1/5。

本实施例提出的新型拓扑的十一电平SVG结构开关状态如表1所示，其中每个电容电压为U_c，直流母线电压为U_dc，则U_dc＝5*U_c。

表1十一电平拓扑结构开关状态

本实施例的逆变电路为由四个开关管Q1、Q2、Q3和Q4构成的逆变桥，开关管Q1、Q2、Q3和Q4为IGBT开关管，多级直流链路单元的开关管S1的集电极与桥式逆变器Q1的集电极连接，多级直流链路单元的开关管S9的发射极与桥式逆变器Q2的发射极连接，ABC三相采用星型连接。

所示控制器采用FPGA主控电路，以ALTERA公司的FPGA芯片EP4CE25E22C8N为核心。所述FPGA主控电路包括供电电路、FPGA配置电路、通信电路、PWM信号处理电路。

采样单元的输出端接入控制器，控制器输出端连接驱动电路，驱动电路与补偿装置中的逆变电路中的四个IGBT开关管建立连接。

本实施例的采样单元包括直流母线电容电压采样电路、电网电压采样电路、交流电流采样电路和交流电压采样电路；

所述直流母线电容电压采样如图6所示，直流母线电容电压的检测是通过FPGA来实现的，本文设计的子模块电容电压信号检测电路采用了基于V/F的检测方法，即先把电压值转化为频率，然后对该频率进行计数，通过计量频率来检测电压。实现方法为对子模块电容电压进行分压使其变为一个和合适的电压输入给V/F芯片，V/F芯片的作用就是将模拟的电压量转变成数字的频率量。

所述电网电压采样电路如图7所示，电压互感器使用星格互感器，变比为2mA：2mA；检测及调理过程如下：首先交流电压信号经过共模电感，然后经过两个限流电阻产生电流信号经过电压互感器，将二次侧的电流信号经采样电阻转换为电压信号。

所述电流采样与调理电路需要对六路电流信号进行采样，其中包括三路负载电流和三路装置输出的补偿电流。电流采样与调理电路如图8所示，利用该电路来检测三相负载电流、换流器输出的三相反馈电流，电流经过电流霍尔采样后，流经采样电阻R1转化为采样电压作为线性光耦HCPL7840的输入量，本实施例采用的光耦HCPL7840的输出电压的变化范围为-1.6V～+1.6V，FPGA的AD采样电压范围为0～3V，通过偏置电压为2V的偏置电路使HCPL7840的输出电压转化为单极性信号，以满足要求，二极管D1、D2起箝位作用，使输入FPGA的AD转换通道的电压范围在0～3V之内。

驱动电路采用IR2110驱动器，它兼具光耦隔离和电磁隔离的优点，在中小功率场合应用广泛如图9所示，由FPGA芯片产生的PWM信号经过高速光耦6N137进行隔离，以增强系统的抗干扰能力，当PWM信号为高电平时，光耦输出为0V；而当PWM信号为低电平时，光耦输出为+5V的高电平，此时需要将光耦输出的信号进行反相。由于IR2110要求输入信号的高电平范围为5～20V，为了保证逻辑匹配，使用反相器7406接+15V电源将光耦输出的信号反相上拉至15V。

如图10所示，过流保护电路是通过EP4CE25E22C8芯片自身的驱动保护中断PDPINTA来完成的。系统工作正常时，比较器LM393输出为3.3V的高电平，不会触发保护动作；当功率电路中的电流高于系统设定的保护电流值时，LM393输出为0V的低电平，使得PDPINTA脚电平拉低，从而使得EP4CE25E22C8的所有PWM驱动信号输出变为低电平，不再开通开关管，起到了保护作用。

系统不平衡时，不仅需要对无功进行补偿，还要进行网侧负序分量补偿，只有这样才能在要求系统维持单功率因数运行的场合发挥更好作用。在电压不平衡时，为了实现系统单功率因数控制目标，本实施例采用的是正序、负序两个电流环进行控制，实现对系统无功、负序同时进行很好地补偿。

本实施的一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统的控制方法，如图5所示，包括以下步骤：

步骤1、获取d轴给定电流和q轴无功给定电流

获取d轴指令电流的正序分量和负序分量获取q轴无功指令电流的正序分量和负序分量

所述d轴指令电流的正序分量获取方法为：

给定电压与补偿装置直流侧电容的平均电压比较，比较结果经过第三PI控制器调节后输出d轴给定电流。

d轴指令电流的负序分量q轴无功指令电流的正序分量和负序分量的获取方法为：

负载三相电流经过延迟法正负序分离形成三相正序分量和三相负序分量，三相正序分量和三相负序分量分别通过同步旋转坐标系转换以及锁相环发出与a相电压一样相位的正弦量，得到正序有功分量、负序有功分量、正序无功分量和负序无功分量，所述负序有功分量、正序无功分量和负序无功分量分别作为d轴指令电流的负序分量q轴无功指令电流的正序分量和负序分量

步骤2、采用基于前馈解耦的电压电流双环控制，如图5所示，两个控制环中，正序控制环、负序控制环的控制结构与之前电网平衡时的控制结构相同，通过此种方法不单单能补偿无功，而且还可以把三相电网的不平衡补偿成三相平衡。

本实施例采用基于前馈解耦控制的间接电流控制方法，将本发明装置等效为一个可控的交流电压源，通过调节变流器输出电压的幅值和相位来间接控制装置输出电流。将装置输出电压的dq轴上的分量v_cd和v_cq作为控制量，通过控制v_cd和v_cq的值就能调节装置与电网的有功与无功功率交换，从而达到无功补偿系的目的。

补偿装置输出的调制电压v_cd和v_cq为：

对(1)式进行拉普拉斯变换：

系统的d轴i_d与q轴分量i_q，通过连接电抗器相互耦合在一起,输出电压的变化使得输出电流也随之改变，且d轴与q轴彼此产生影响，使控制变得非常困难。因此引入前馈解耦控制，以期简化控制，得到更优的效果。

设两个中间变量为λ₁、λ₂：

综合式(1)和(3)，则有：

将λ₁、λ₂的控制分别设计成为第一比例积分控制器和第二比例积分控制器：

k₁和k₂为PI控制器里的参数，i_d*为有功电流指令信号、i_q*为无功电流指令信

号，将系统内阻及一切其它损耗等同为电阻R，各相电感l_a＝l_b＝l_c＝L，ω为角速

度,T₁和T₂为积分系数。

据式(5)原理综合分析，可得到图3所示的装置的模型，由图3可见，补偿装置输出的三相电流经过dq变换后作为反馈，经过运算后得到调制电压v_cd和v_cq，所述调制电压与电网电压v_sd和v_sq做差，结合电感L、SVG内阻及一切其它损耗的等同电阻R、角速度ω和各相电感，经过计算得到所述反馈电流i_d和i_q，其中将dq轴上的电流与反馈电流作差后经过两个PI控制器后输出为两个中间变量λ₁、λ₂，从而使得dq轴电流完成解耦。

补偿装置输出的三相电流i_a、i_b和i_c通过延迟法正负序分离得到三相正序分量和三相负序分量，三相正序分量和三相负序分量分别通过同步旋转坐标系转换以及锁相环发出与a相电压一样相位的正弦量，得到正序有功分量i_d ⁺、正序无功分量i_q ⁺、负序有功分量i_d ^-和负序无功分量i_q ⁺，如图4所示；

本实施例所示补偿装置输出的正负序分离方法与所述负载电流正负序分离方法相同。

所述正序有功分量i_d ⁺和正序无功分量i_q ⁺作为反馈分别与d轴指令电流的正序分量和q轴无功指令电流的正序分量做差后分别经第一PI控制器和第二PI控制器得到d轴正序调制电压和q轴正序调制电压所述负序有功分量i_d ^-和负序无功分量i_q ^-作为反馈分别与d轴指令电流的负序分量和q轴无功指令电流的负序分量做差后分别经第一PI控制器和第二PI控制器得到d轴负序调制电压和q轴负序调制电压

步骤3、采用载波移相和电压极性判断结合的调制方法生成调制信号，具体过程如下：

首先、d轴期望电压v_cq和q轴期望电压v_cq经过dq反变换得到三相调制波；

其次、采用载波移相和电压极性判断的调制方法，对于多级直流链路采用载波移相调制叠加电平数量，通过对调制波极性判断来控制桥式逆变器输出电平极性。

对于本实施例的具有五个直流链路单元的直流链路,采用五个不同相位的三角载波分别与调制波进行比较,所述五个三角载波的初始相位相互错开五分之一个载波周期，生成相对独立的10组调制信号,用以驱动10个MOSFET开关管,各直流链路单元的输出相加得到等效的5电平PWM波形，加上死区发生器生成PWM信号；

本实施例的三角载波由FPGA内通过两个计数器产生，所述三角载波频率为10K,对应各个载波移相72°,然后分别与DSP发出的调制波进行比较。

最后、本实施例了的桥式逆变器采用调制波极性判断来控制桥式逆变器输出电平极性，当调制波大于0时，开关管Q₁和开关管Q₄开关管导通，开关管Q₂和开关管Q₃开关管关断，当调制波小于0时，开关管Q₁和开关管Q₄开关管关断，开关管Q₂和开关管Q₃开关管导通。与其它控制方法相比,载波移相法能够在任何调制比或任何基波频率下,输出电压保持相同的开关频率。

本实施例的系统的主程序流程图如11图所示，本系统采用ALTERA公司CYCLONE4系列的FPGA芯片作为主控芯片，主程序完成系统初始化、I/O状态检测、通信下发、定时器启动等功能。

FPGA控制程序流程图如图12所示，数字锁相环锁定A相电网电压的相角，无功电流检测模块使用ip-iq电流检测法提取，三相负载电流的谐波及无功电流，调制波生成模块将逆变器实际输出电流与负载给定无功谐波电流比较，经过PI生成装置三相电压调制波；保护模块用来保证系统安全可靠的运行，包括电容过压和欠压保护等；开关控制模块控制装置的启动以及主断路器和旁路断路器的闭合和关断。

利用本实施例进行验证，结果如图13-图17所示，图13是逆变器输出十一电平相电压的波形，图14是阻感性负载下A相电网电流补偿前的波形图，图15是阻感性负载下A相电网侧电流补偿后的波形图，图16是不平衡负载下三相补偿前电流波形图，图17是不平衡负载下三相补偿后电流波形。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (8)

1.一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统，其特征在于：包括控制器、驱动电路和补偿装置，所述补偿装置包括结构相同的A相换流电路、B相换流电路和C相换流电路；

所述A相换流电路包括并联连接的直流链路和逆变电路，所述直流链路包括若干串联连接的直流链路电路单元，所述直流链路单元包括开关管S1、开关管S2和电容C1，电容C1的正极与开关管S1集电极连接，开关管S1发射极与开关管S2的集电极连接，开关管S2的发射极与电容C1负极连接；

控制器输出端连接驱动电路，驱动电路与补偿装置中的逆变电路中的开关管建立连接。

2.根据权利要求1所述一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统，其特征在于：每个直流链路单元中的电容值相同。

3.根据权利要求1所述一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统，其特征在于：所述无功补偿系统包括采样单元，采样单元包括直流母线电容电压采样电路、电网电压采样电路、交流电流采样电路和交流电压采样电路。

4.一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统的控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

获取d轴指令电流的正序分量和负序分量获取q轴无功指令电流的正序分量和负序分量

补偿装置输出的三相电流i_a、i_b和i_c经过变换得到正序有功分量i_d ⁺、正序无功分量i_q ⁺、负序有功分量i_d ^-和负序无功分量i_q ⁺；

所述正序有功分量i_d ⁺和正序无功分量i_q ⁺作为反馈分别与d轴指令电流的正序分量和q轴无功指令电流的正序分量做差后分别经第一PI控制器和第二PI控制器得到d轴正序调制电压和q轴正序调制电压所述负序有功分量i_d ^-和负序无功分量i_q ^-作为反馈分别与d轴指令电流的负序分量和q轴无功指令电流的负序分量做差后分别经第一PI控制器和第二PI控制器得到d轴负序调制电压和q轴负序调制电压

所述d轴正序调制电压q轴正序调制电压和d轴负序调制电压q轴负序调制电压分别经过dq反变换得到三相调制波；

三相调制波与移相三角载波进行比较后生成相对独立的调制信号，所述调制信号用以驱动直流链路单元中的开关管；通过对三相调制波的极性判断控制逆变电路中的开关管。

5.根据权利要求4所述一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统的控制方法，其特征在于：

所述第一PI控制器λ₁为：

所述第二PI控制器λ₁为：

式中，k₁和k₂为PI控制器里的参数，i_d*为有功电流指令信号、i_q*为无功电流指令信号，将系统内阻及一切其它损耗等同为电阻R，各相电感l_a＝l_b＝l_c＝L，ω为角速度,T₁和T₂为积分系数。

6.根据权利要求4所述一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统的控制方法，其特征在于：所述d轴指令电流的正序分量获取方法为：

给定电压与补偿装置直流侧电容的平均电压比较，比较结果经过第三PI控制器调节后输出d轴给定电流。

7.根据权利要求4所述一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统的控制方法，其特征在于：d轴指令电流的负序分量q轴无功指令电流的正序分量和负序分量的获取方法为：

负载三相电流经过正负序分离后形成三相正序分量和三相负序分量，三相正序分量和三相负序分量分别通过同步旋转坐标系转换以及锁相环发出与a相电压一样相位的正弦量，得到正序有功分量、负序有功分量、正序无功分量和负序无功分量，所述负序有功分量、正序无功分量和负序无功分量分别作为d轴指令电流的负序分量q轴无功指令电流的正序分量和负序分量

8.根据权利要求4所述一种适用于不平衡负载的多电平无功补偿系统的控制方法，其特征在于：所述三角载波的数量与直流链路单元的数量相同，三角载波由控制器输出。