CN110048425A

CN110048425A - 基于mldcl和h桥组合的apf及电流检测方法

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Publication number: CN110048425A
Application number: CN201910377562.0A
Authority: CN
Inventors: 高晗璎; 程喆; 李志影; 刘旭
Original assignee: Harbin University of Science and Technology
Current assignee: Harbin University of Science and Technology
Priority date: 2019-05-07
Filing date: 2019-05-07
Publication date: 2019-07-23

Abstract

基于MLDCL和H桥组合的APF及电流检测方法。现有的有电力电子器件的工艺水平，其功率处理能力和开关频率之间是矛盾的，往往功率越大，开关频率越低。本发明组成包括：该无功补偿装置由主电路，电流电压检测电路，控制电路和驱动电路组成，所述的主电路由MLDCL、桥式逆变器构成的逆变器和连接电网的LCL滤波器组成，所述的电流电压检测电路由电流电压霍尔及采样电路组成。本发明用于基于MLDCL和H桥组合的无功补偿及电流检测。

Description

基于MLDCL和H桥组合的APF及电流检测方法

技术领域

本发明涉及一种针对无功负载和非线性负载综合补偿的装置，具体涉及一种基于MLDCL和H桥组合的APF及电流检测方法。

背景技术

由于当代科技的快速进步以及品类繁多的用电设施的使用，造成了电网中谐波和无功含量持续增加，我们都知道，谐波对电网以及各种用电设施造成的不良影响也越来越严重。因为 21 世纪的电网正在逐步的智能化，所以我们会利用网络通信系统来时时刻刻的监视以及保护电力系统的工作，电网的网络通信系统会因为谐波电流的存在而无法正常准确的工作，还对电力系统的安全、稳定带来了极大的伤害。APF随之出现，它可以有效地补偿电网中的谐波和无功分量，并且补偿的效果非常的明显。人们希望电力电子装置能够承受尽可能高的电压，具备尽可能大的功率处理能力。另一方面，为了满足输出电压谐波含量的要求，又希望这些大功率电力电子装置能够工作在高开关频率下，但以现有电力电子器件的工艺水平，其功率处理能力和开关频率之间是矛盾的，往往功率越大，开关频率越低。为了实现尽量高频化、大功率变换，在功率器件水平未有本质突破的情况下，仅有的手段只能是从电路拓扑和控制方法上找到解决问题的方案。

对于具有串联连接的开关的两电平无功补偿装置来说，多电平结构可以在有源开关之间保持静态和动态均衡，可以提供更好的电压波形，谐波含量更少。此装置相对于级联H桥有更少的开关数量，更易扩展。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于动态抑制谐波，同时补偿无功的电力电子装置，能对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行实时补偿的基于MLDCL和H桥组合的APF及电流检测方法。

上述的目的通过以下的技术方案实现：

一种基于MLDCL和H桥组合的APF，该无功补偿装置由主电路，电流电压检测电路，控制电路和驱动电路组成，所述的主电路由MLDCL、H桥构成的逆变器和连接电网的LCL滤波器组成，所述的电流电压检测电路由电流电压霍尔及采样电路组成。

所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，所述的控制电路以FPGA芯片10M25SCE144C8G为核心。

所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，所述的驱动电路将FPGA输入的PWM信号放大隔离驱动IGBT。

所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，所述每相模块由MLDCL和H桥组成，每个的MLDCL由3个直流链路构成，每个所述的直流链路由1个电容和2个开关管组成：电容C₁正极与功率开关管S₁集电极连接，S₁发射极与功率开关管S₂集电极连接，S₂发射极与电容C₁负极连接，H桥由四个功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄组成桥式结构，3个直流链路分别串接， MLDCL与H桥并联，H桥每个桥臂的中点分别引出作为与其他模块或耦合点相连的引出点，三相采用星型连接。

所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，每相多级直流链路提供具有阶梯形状的直流电压：0，，，，H桥提供电压极性，可以产生7电平相电压阶梯波形：0，，，，，，。

一种基于MLDCL和H桥组合的APF的电流检测方法，该方法包括如下步骤：采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，首先，将三相负载电流变换到dq坐标系下，即

其中，变换矩阵为

式中，是与电网同步的旋转角度，由锁相环PLL来实现；

负载中有功、无功电流分量，经均值滤波器处理后，得到反映负载基波分量的，分别将与作差得到反映谐波的有功、无功分量、。将以上的、和进行组合，即可形成具有实际意义的三种电流，分别是：

1）、为负载中谐波；

2）为负载中无功；

3）为负载中的无功和谐波。

所述的基于MLDCL和H桥组合的APF的电流检测方法，所述的均值滤波的算法为：

将其离散化后，得到数字化的均值滤波算法为：

有益效果：

1.本发明能够在较低的器件开关频率下实现等效高开关频率的效果，而且逆变器级联结构简单，产生相同电平数下开关器件最少。

本发明相比于H桥级联拓扑，可以减少开关，钳位二极管或电容器的数量。交流侧采用LCL 滤波器可以减少电流中的高次谐波含量，提高系统的动态响应，采用ip-iq无功谐波电流检测法和分级电容均压控制保证电容电压的均衡，采用FPGA作为主控芯片进行采样和控制，与使用DSP芯片控制相比系统速度更快、更高效。

本发明是一种基于多级直流链路（MLDCL）和桥式逆变器组合的7电平主功率拓扑，此拓扑的优点包括：1）多级结构可以在有源开关之间保持静态和动态电压均衡，而对于两电平逆变器来说则是困难的；2）由于消除了庞大的耦合变压器和电感器，因此可以大大减小尺寸和体积；3）多级逆变器可以提供更好的电压波形，谐波含量更少，因此可以显著减小无源滤波器元件的尺寸和重量。降低了开关管和和直流电容的耐压值，这将使逆变器的复杂性和总成本降低，提高滤波器的输出电平且减小了输出波形的谐波含量。

本发明交流侧应用LCL 滤波器可以减少电流中的高次谐波含量,并在同样的谐波要求下,相对纯电感型滤波器可以降低电感值的大小，提高系统的动态响应，具有优良的高频衰减性能，加入阻尼电阻后系统能变得稳定，输出电流含有较大的纹波，但同单电感滤波仿真波形相比纹波要小，并且动态性加强。

本发明数字滑动均值滤波器的延时比低通滤波器小，对周期性干扰有良好的抑制作用，平滑度高，适用于高频振荡系统。

本发明采用FPGA进行多电平多系统控制具有独特的优势,这些优势使得FPGA在实现多电平装置控制时非常方便，具有单片机(MCU)和数字信号处理器(DSP)无法比拟的优点。FPGA编程灵活，设计方便，本发明采用基于DSP Builder的一种图形化设计方法。这种设计方法具有图形化、模块化的优点,大大方便了用户的FPGA开发设计。

附图说明

图1 为系统整体框图；

图2为一相装置拓扑结构图；

图3 为LCL滤波器电路图；

图4为谐波和无功电流检测环节仿真模型图；

图5 为平均值算法提取基波分量示意图；

图6为逆变器输出相电压波形图；

图7为逆变器输出线电压波形图；

图8为阻感性负载下A相补偿前电网电压和电流波形图；

图9为阻感性负载下A相补偿后电网电压和电流波形图；

图10为非线性负载下A相补偿前电网电流波形图；

图11为非线性负载下补偿前A相电流频谱图；

图12为非线性负载下A相补偿后电网电流波形图；

图13为非线性负载下补偿后A相电流频谱图；

图14为直流母线电容电压采样电路图；

图15为电网电压采样电路图；

图16为交流电流采样电路图；

图17为开关信号隔离电路图；

图18为主程序流程图；

图19为采样控制程序流程图；

具体实施方式

实施例1：

一种基于MLDCL和H桥组合的APF，该无功补偿装置由主电路，电流电压检测电路，控制电路和驱动电路组成，所述的主电路由MLDCL（多级直流链路）、桥式逆变器（H桥）构成的逆变器和连接电网的LCL滤波器组成，所述的电流电压检测电路由电流电压霍尔及采样电路组成。

控制策略具体为：控制策略具体分为：谐波无功电流检测、直流侧电容电压控制。谐波检测采用基于瞬时无功功率理论的闭环检测方法，既保留了瞬时无功功率理论的实时性，又具有鲁棒性强、稳定度好等优点为了补偿系统本身的损耗，直流侧控制采用两级电容均压控制。驱动电路将FPGA输入的PWM信号放大隔离驱动IGBT。

多级直流链路（MLDCL）和桥式逆变器组合拓扑工作原理：

如图2所示为多级直流链路（MLDCL）和桥式逆变器组合拓扑结构，其中每相多级直流链路（MLDCL）由3个直流链路构成，每个直流链路由1个电容和2个开关管组成。桥式逆变器由一个H桥组成，包括4个开关管。每相多级直流链路提供具有阶梯形状的直流电压：0，，，。桥式逆变器提供电压极性，可以产生7电平相电压阶梯波形。其中多级直流链路中开关管承受最大电压为直流母线电压的1/3，

多级直流链路（MLDCL）和桥式逆变器组合的7电平拓扑结构开关状态如表1所示，其中每个电容电压为，直流母线电压为，则

(2)LCL滤波器

首先，LCL滤波器和L滤波器相比较，在低频段滤波效果两者基本相同，幅频衰减约为-20dB/十倍频程。在高频段时，LCL滤波器的幅频衰减率增大为-60dB/十倍频程，本发明采用LCL滤波器可以减少电流中的高次谐波含量，并在同样的谐波要求下，相对纯电感型滤波器可以降低电感值的大小，提高系统的动态响应。 LCL滤波器电路模型如图3所示；

1）电感的选择；

①由于在低频段(补偿频段)时LCL滤波与单电感L滤波表现出相同的频率特性，因此可以按补偿电流的动态跟踪能力来选择总电感。

系统的数学模型为：

其中，Ig为补偿电流值，L为总电感，k为逆变器开关系数，考虑k的几种取值，上式右边平均值为，得到：

(1)

为保证电流快速的跟踪谐波指令电流，任何时刻补偿电流的变化率必须大于谐波指令电流的最大变化率，通常取最大谐波电流变化为基波相电流峰值Im的20%左右。取20%，得到L的上限范围：

(2)

其中，fs为开关频率。

②在高频段相同的滤波效果下，LCL滤波器的总电感约为单电感L的1/3。

一般取某项最大电流纹波<5%Im，最大纹波电流和L的关系为：

(3)

将最大纹波电流取值代入此关系式，得到L的下限范围：

(4)

③电感的分配

从逆变器侧输出电压到逆变器侧输出电流的传递函数为：

(5)

从逆变器侧输出电压到网侧输出电流的传递函数为：

(6)

其中，为L1的权重。

由上两式可得，随着从0.3→0.5→0.75→0.9的变化，逆变侧输出电流高频衰减增大，网侧电流高频衰减减小，两者的衰减是矛盾的。

2）电容设计

高频电流分量尽量都流经C支路LCL的谐振频率为：

(7)

当截止频率选为3750Hz时，得到：

(8)

同时，C要满足滤波电容吸收的基波无功功率不能大于系统额定有功功率的5%，即：

(9)

3）R的选择

增大电阻R可提高系统阻尼，是系统更稳定，然而增大电阻会使损耗增加，折中考虑，R一般取值为谐振频率处滤波电容C容抗的1/3，即：

(10)

实施例2：

根据实施例1所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，所述的控制电路以ALTERA公司的FPGA芯片10M25SCE144C8G为核心。

实施例3：

根据实施例1或2所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，所述的驱动电路将FPGA输入的PWM信号放大隔离驱动IGBT。

实施例4：

根据实施例1或2或3所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，所述每相模块由MLDCL和H桥组成，每个的MLDCL由3个直流链路构成，每个所述的直流链路由1个电容和2个开关管组成：电容C₁正极与功率开关管S₁集电极连接，S₁发射极与功率开关管S₂集电极连接，S₂发射极与电容C₁负极连接，H桥由四个功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄组成桥式结构，3个直流链路分别串接，MLDCL与H桥并联，H桥每个桥臂的中点分别引出作为与其他模块或耦合点相连的引出点，三相采用星型连接。

实施例5：

根据实施例1或2或3或4所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，每相多级直流链路提供具有阶梯形状的直流电压：0，，，，H桥提供电压极性，可以产生7电平相电压阶梯波形：0，，，，，，。

电压电流采样与调理电路包括直流母线电容电压采样电路、六路电流信号采样电路、电网电压采样电路，直流母线电容电压采样如图14，直流母线电容电压采样使用电压霍尔HVS-AS3.3，内置采样电阻将电流量转换为电压量，再经过RC滤波器和电压跟随器，滤除高频干扰和减小输出阻抗，送到FPGA采样口。其中电网电压采样电路如图15，电网电压信号经过分压电阻转换为电流信号，经型号为SPT204A的星格互感器隔离输出，再经过采样电阻转换为电压信号，经过二阶滤波、偏置和箝位送到FPGA采样口。

电流采样与调理电路需要对六路电流信号进行采样,其中包括三路负载电流和三路装置输出的补偿电流。电流采样与调理电路如图16，电流检测与偏置电路采用电流霍尔传感器，最大输入电流5A，电流变比为5A:2.5mA，当外接采样电阻时，电流与采样电压的比例为100:34。通过检测与偏置电路,将检测到的电压信号抬高，将此采样信号送入到AD采样口。MAX10芯片内置模数转换器，MAX10器件具有多达两个模数转换器（ADC）。该ADC为英特尔MAX 10器件提供了内置温度监控和外部模拟信号转换的功能。ADC由Intel MAX 10器件外围设备中的硬IP模块实现。上述六路信号需要转换到FPGA的A/D转换口的输入范围之内才能进行转换。

主电路开关器件采用的是IPM模块，自带电流型驱动与短路保护、电源欠压保护、过温保护、过流保护等保护功能，大大简化了电路设计。开关信号隔离电路如图17所示，由于工作频率为10KHz，当主电路开关器件通断时，电磁干扰脉冲将沿电路传播，严重的情况下将影响FPGA芯片的正常工作。为提高系统的安全性能及抗干扰能力，采用HCPL4504高速光耦对主电路和控制电路进行电气隔离，隔离后的开关信号送入IPM。

系统的主程序流程图如图18所示，本系统采用ALTERA公司MAX10系列的FPGA芯片作为主控芯片，主程序完成系统初始化、I/O状态检测、通信下发、定时器启动等功能，采样控制程序流程图如图19所示，其中采样模块控制采样I/O口的顺序和采样率，数字锁相环锁定A相电网电压的相角，无功谐波电流检测模块使用ip-iq电流检测法提取三相负载电流的谐波及无功电流，电容均压模块分为相间均压模块和相内电容均压模块，来平衡电容电压，调制波生成模块将逆变器实际输出电流与负载给定无功谐波电流比较，经过PI生成装置三相电压调制波，载波移相模块的三角载波是在FPGA内通过两个计数器产生，三个载波的初始相位相互错开三分之一个载波周期；保护模块用来保证系统安全可靠的运行，包括过流、过压和欠压保护等；开关控制模块控制装置的启动以及主断路器和旁路断路器的闭合和关断。PWM发生模块将调制波与载波比较，加上死区发生器生成PWM信号。

实施例6：

一种基于MLDCL和H桥组合的APF的电流检测方法，该方法包括如下步骤：采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，该方法具有较好的实时性，能准确的检测出负载中的谐波电流和无功电流，在检测基波无功电流时基本上是无延迟的。由于ip-iq谐波电流检测法只需检测三相负载瞬时电流和a相电网电压的角度信息，因而外部信号检测电路简单，图4为基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法在MATLAB下的仿真模型，首先，将三相负载电流变换到dq坐标系下，即

（11）

其中，变换矩阵为

（12）

式中，是与电网同步的旋转角度，由锁相环PLL来实现；

1）、为负载中谐波；

2）为负载中无功；

3）为负载中的无功和谐波。

实施例7：

根据实施例1或2或3或4或5或6所述的基于MLDCL和H桥组合的APF的电流检测方法，考虑三相三线制系统带三相对称负载，其中将含有3k、6k±1次谐波。经过同步旋转坐标变换后，正序分量相对于基波的次数减一，负序分量相对于基波的次数加一，故变换后的谐波次数均为6的倍数。对进行积分，积分区间取电网周期T的1/6，交流分量的平均值为零，直流分量与非零分量对应。

综合上述情况，即得到了负载中的基波分量。图5为采用均值滤波方式提取基波分量原理图，所述的均值滤波的算法为：

（13）

将其离散化后，得到数字化的均值滤波算法为：

（14）

该拓扑每相由3个直流链路和1个桥式逆变器组成，多级直流链路（MLDCL）提供正极性多电平阶梯电压，近似于指令正弦波的整流形状，桥式逆变器可改变该拓扑的极性来产生正负极性多电平阶梯电压。与H桥级联式拓扑、二极管钳位式拓扑和飞跨电容多电平拓扑相比，随着电压电平数量的增加，MLDCL逆变器可以显著减少开关数量和栅极驱动器的数量。本发明提出一种多级直流链路（MLDCL）和桥式逆变器组合的无功补偿装置补偿负载的无功电流与谐波电流。在谐波电流检测中，采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，在电流跟踪控制中，采用PI控制对指令电流进行精确控制。

Claims

1.一种基于MLDCL和H桥组合的APF，其特征是：该无功补偿装置由主电路，电流电压检测电路，控制电路和驱动电路组成，所述的主电路由MLDCL、H桥构成的逆变器和连接电网的LCL滤波器组成，所述的电流电压检测电路由电流电压霍尔及采样电路组成。

2.根据权利要求1所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，其特征是：所述的控制电路以FPGA芯片10M25SCE144C8G为核心。

3.根据权利要求1所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，其特征是：所述的驱动电路将FPGA输入的PWM信号放大隔离驱动IGBT。

4.根据权利要求1所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，其特征是：所述每相模块由MLDCL和H桥组成，每个的MLDCL由3个直流链路构成，每个所述的直流链路由1个电容和2个开关管组成：电容C₁正极与功率开关管S₁集电极连接，S₁发射极与功率开关管S₂集电极连接，S₂发射极与电容C₁负极连接，H桥由四个功率开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄组成桥式结构，3个直流链路分别串接， MLDCL与H桥并联，H桥每个桥臂的中点分别引出作为与其他模块或耦合点相连的引出点，三相采用星型连接。

5.根据权利要求1所述的基于MLDCL和H桥组合的APF，其特征是：每相多级直流链路提供具有阶梯形状的直流电压：0，，，，H桥提供电压极性，可以产生7电平相电压阶梯波形：0，，，，，，。

6.一种权利要求1-5所述的基于MLDCL和H桥组合的APF的电流检测方法，其特征是：该方法包括如下步骤：采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，首先，将三相负载电流变换到dq坐标系下，即

其中，变换矩阵为

式中，是与电网同步的旋转角度，由锁相环PLL来实现；

1）、为负载中谐波；

2）为负载中无功；

3）为负载中的无功和谐波。

7.根据权利要求6所述的基于MLDCL和H桥组合的无功补偿装置的电流检测方法，其特征是：所述的均值滤波的算法为：

将其离散化后，得到数字化的均值滤波算法为：

。