CN103532417A - 一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法，属于电能变换领域。解决了传统的并网逆变器控制方法中，并网逆变器工作效率低的问题。本发明的拓扑可变型并网逆变器通过增加双向开关，可以根据需要将级联型逆变器切换为两电平逆变器。采集输入侧直流电源电压和电流的大小，根据最大功率点跟踪控制算法获得并网电流幅值的给定值，再通过锁相环模块获得电网的相角，对其求取正弦值后与并网电流幅值相乘后和并网电流的实际值共同输入到并网电流调节器，获得所述逆变器的参考调制波，参考调制波和输入侧的直流电源电压共同输入到脉宽调制模块，进而获得拓扑可变型并网逆变器当前工作模式和各个功率开关的控制信号。本发明主要用于控制拓扑可变型并网逆变器。

Description

一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法

技术领域

本发明属于电能变换领域。

背景技术

当今世界的能源紧缺、环境日益恶化等问题已经受到广泛关注。具有清洁、零污染特性的光伏发电技术为解决能源问题提供了新的发展方向。由于光伏发电源受到太阳光强的影响，其输出电压呈现波动性较大的特点，难以直接应用于并网发电。为解决上述问题，基于DC-DC-AC的两级式变换结构、单级式的Z源逆变器结构以及多电平功率变换结构均在光伏发电系统中有所应用。但是，由于光伏发电系统输出功率的波动性较大，并网电流幅值同样存在较大波动，其总谐波含量亦随之变化，尤其是在并网电流幅值较小时，总谐波含量上升明显。因此在实际系统中，与固定功率的并网逆变器的设计思路不同，需要在整个工作范围内的总谐波含量和功率等级均要满足要求，因此在实际并网逆变器容量时，需要按照最大功率等级进行选取功率器件，而滤波器的设计又要以最小并网电流幅值时其总谐波含量仍然能够满足相关国家标准为依据，造成滤波器尺寸过大。在这样的系统中，一次投资显著提高，经济性变差，造成“节能不节钱”的问题。而且在较小发电功率时，没有充分利用并网发电系统的容量，而在较大发电功率时，较大的滤波器参数又使得系统的总谐波含量过低，动态响应变差，总损耗增加，难以同时适应在较宽发电范围内的在效率、成本和并网性能等方面的多重需求。

发明内容

本发明是为了解决传统的并网逆变器控制方法中，并网逆变器工作效率低的问题，本发明提供了一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法。

一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法，该方法是基于一种拓扑可变型并网逆变器实现，所述的拓扑可变型并网逆变器包括第一直流电源、第二直流电源、第一功率开关、第一二极管、第二功率开关、第二二极管、第三功率开关、第三二极管、第四功率开关、第四二极管、第五功率开关、第五二极管、第六功率开关、第六二极管、第七功率开关、第七二极管、第八功率开关、第八二极管、双向开关和滤波电感；

所述的第一直流电源的正极同时与第一功率开关的功率输入端、第一二极管的阴极、第三功率开关的功率输入端和第三二极管的阴极连接，

所述的第一直流电源的负极同时与第四功率开关的功率输出端、第四二极管的阳极、第二功率开关的功率输出端、第二二极管的阳极和双向开关的功率输入端连接，

所述的第一功率开关的功率输出端同时与第一二极管的阳极、第四功率开关的功率输入端、第四二极管的阴极和滤波电感的一端连接，所述的滤波电感的另一端作为所述拓扑可变型并网逆变器的第一电压输出端和电网相连；

所述的第三功率开关的功率输出端同时与第三二极管的阳极、第二功率开关的功率输入端、第二二极管的阴极和第五功率开关的功率输出端、第五二极管的阳极、第八功率开关的功率输入端和第八二极管的阴极连接，

所述的第二直流电源的正极同时与第五功率开关的功率输入端、第五二极管的阴极、第七功率开关的功率输入端和第七二极管的阴极连接，

所述的第二直流电源的负极同时与第八功率开关的功率输出端、第八二极管的阳极、第六功率开关的功率输出端、第六二极管的阳极和双向开关的功率输出端连接，

所述的第七功率开关的功率输出端作为所述拓扑可变型并网逆变器的第二电压输出端同时与第七二极管的阳极、第六功率开关的功率输入端、第六二极管的阴极和电网连接；

该方法包括如下步骤：

步骤一、通过直流电压采集模块采集第一直流电源的输出电压，通过直流电流采集模块采集第一直流电源的输出电流，将获得的第一直流电源的电压和电流输入到最大功率点跟踪控制模块，获得并网电流的幅值给定值

步骤二、通过电网电压采集模块采集电网电压的瞬时值，将电网电压的瞬时值输入到锁相环模块，获得电网电压的相角，将电网电压的相角输入到正弦值计算模块，获得电网电压相角的正弦值；

步骤三、将步骤二获得的电网电压相角的正弦值与步骤一获得的并网电流的幅值给定值

输入到乘法器内相乘，获得并网电流的瞬时给定值

步骤四、通过电网电流采集模块采集电网电流的瞬时值，将步骤三获得的并网电流的瞬时给定值

通过减法器减去电网电流的瞬时值，所获得的差输入到电流调节器后，获得逆变器电压的调制波瞬时值；

步骤五、将步骤一获得的第一直流电源的电压、步骤二获得的电网电压的相角和步骤四获得的逆变器电压的调制波瞬时值输入到脉宽调制模块；

步骤六、在脉宽调制模块中，设置直流电压参考值U^* _dc，若步骤一获得的第一直流电源的电压小于直流电压参考值U^* _dc时，所述的拓扑可变型并网逆变器工作于级联型逆变器模式，双向开关断开，其余的功率开关采用载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制，否则执行步骤七；

步骤七、双向开关闭合，所述的第三功率开关和第五功率开关闭合，所述的第二功率开关和第八功率开关断开，所述的拓扑可变型并网逆变器切换为两电平逆变器模式，其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制。

下面具体分析所述的拓扑可变型并网逆变器的控制过程。

根据光伏电池等有限功率发电源的工作特性可知，在其输出电流由零到最大电流的过程中，存在最大输出功率点，为了尽量提高系统工作效率，应尽量保证两个直流电源工作在最大功率点，而本发明中所述的拓扑可变型并网逆变器有一种工作状态是两电平逆变器模式中两个直流电源处于并联状态，因此两个直流电源的特性应选为相同，因此本发明中只要保证一个直流电源工作于最大功率点，另一个直流电源也将工作于最大功率点。为了保证直流电源工作于最大功率点，本发明采用现有技术中用于光伏发电系统的最大功率点跟踪技术，包括爬山法，导纳增量法等。

具体实施过程为，通过直流电压采集模块采集第一直流电源的输出电压，通过直流电流采集模块采集第一直流电源的输出电流，将获得的第一直流电源的电压和电流输入到最大功率点跟踪控制模块，获得并网电流的幅值给定值。

在实际的并网逆变器中，为了充分利用系统容量，提高系统效率，通常采用单位功率因数方式运行，即并网电流的相位和电网电压的相位相差180度，因此通过电网电压采集模块采集电网电压的瞬时值，将电网电压的瞬时值输入到锁相环模块，获得电网电压的相角。

其中锁相环模块中使用现有技术的锁相环技术即可，一种方案是，利用相移滤波器将所采集的电网电压e(t)移相90度，获得移相后的电网电压波形e₉₀(t)，则电网电压的相角θ等于

$\mathrm{\θ}=\arctan \frac{e_{90}\left(t\right)}{e_{90}\left(t\right)}---\left(1\right)$

再将电网电压的相角输入到正弦值计算模块，获得电网电压相角的正弦值，再与所述的并网电流的幅值给定值相乘，获得并网电流的瞬时给定值。通过电网电流采集模块采集电网电流的瞬时值，将获得的并网电流的瞬时给定值减去所获得的电网电流的瞬时值，所获得的差输入到电流调节器，获得逆变器电压的调制波瞬时值。在获得逆变器电压的调制波瞬时值后，还要对拓扑可变型并网逆变器的拓扑模式进行控制。在脉宽调制模块中，设置直流电压参考值U^* _dc，

若步骤一获得的第一直流电源电压小于直流电压参考值U^* _dc值时，所述的拓扑可变型并网逆变器工作于级联型逆变器模式，其等效的级联型逆变器模式的电路连接如图2所示。其控制原理为，双向开关S₃断开，其余的功率开关采用现有技术中的载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制，且其余的功率开关采用现有技术中的载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制的具体过程为将逆变器电压的调制波瞬时值和四个相互相差90度电角度的三角载波Tri1、Tri2、Tri3和Tri4进行比较，比较结果作为其余的功率开关的控制信号，其中，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri1的比较结果及其取反信号分别作为第一功率开关和第四功率开关的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri2的比较结果及其取反信号分别作为第二功率开关和第三功率开关的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri3的比较结果及其取反信号分别作为第五功率开关和第八功率开关的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri4的比较结果及其取反信号分别作为第六功率开关和第七功率开关的控制信号。此时，由于逆变器工作于级联型逆变器模式，工作在级联型逆变器模式下的逆变器输出电压幅值为两个直流电源电压的和，从而提高了输出电压等级，而输出电压波形为三电平波形，提高了等效功率开关器件开关频率，从而降低了并网电流的谐波含量，滤波器的参数可以选的小一些。

若第一直流电源电压大于直流电压参考值U^* _dc，所述的拓扑可变型并网逆变器工作于两电平逆变器模式，其等效两电平逆变器模式的电路连接如图3所示，拓扑可变型并网逆变器工作于两电平逆变器模式时的控制原理为，双向开关S₃闭合、第三功率开关S₁₃和第五功率开关S₂₁闭合，两个直流电源处于并联状态，其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制，且其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制的具体过程为将逆变器电压的调制波瞬时值和两个相位相差180度的三角载波Tri1和Tri2进行比较，比较结果作为其余的功率开关的控制信号。其中，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri1的比较结果及其取反信号分别作为第一功率开关和第四功率开关的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri2的比较结果及其取反信号分别作为第六功率开关和第七率开关的控制信号，工作在等效两电平逆变器模式下的逆变器，此时输出电压幅值为直流电源电压，输出电压的开关频率降低为原来的一半，有效降低了功率开关器件的开关损耗。

由于在两电平逆变器模式下并网电流的总谐波畸变率要有所提高，因此直流电压参考值的选取应以在切换为两电平逆变器模式后并网电流的总谐波畸变率仍然能够满足相关并网标准。由此，通过适当的拓扑切换，在保证所述的拓扑可变型并网逆变器的输出电压等级和并网电流谐波约束的前提下，采用单级结构实现了较宽范围的并网运行，同时提高了系统效率。

采用MATLAB仿真软件对本发明进行了仿真分析，图4为拓扑可变型并网逆变器的调制策略仿真波形图，其中Z表示由级联型逆变器模式向两电平逆变器模式进行切换的过零点切换点，K表示调制波；图5为拓扑可变型并网逆变器的输出电压波形，其中X表示本发明所述拓扑可变型并网逆变器处于级联型逆变器模式时的输出电压波形，Y表示本发明所述拓扑可变型并网逆变器处于两电平逆变器模式时的输出电压波形，Z表示由级联型逆变器模式向两电平逆变器模式进行切换的过零点切换点；图6为拓扑可变型并网逆变器的输出电网电压和并网电流波形，其中M表示电网电压，N表示并网电流；图7为拓扑可变型并网逆变器处于级联型逆变器模式时输出电流的谐波分布图，图8为拓扑可变型并网逆变器处于两电平逆变器模式时输出电流的谐波分布图，图9为拓扑可变型并网逆变器分别处于级联型逆变器模式和两电平逆变器模式时工作效率曲线图，其中P表示拓扑可变型并网逆变器处于级联型逆变器模式时工作效率曲线图，Q表示拓扑可变型并网逆变器处于两电平逆变器模式时工作效率曲线图。由图5至图7可知，拓扑可变型并网逆变器在不同模式下工作，输出电压波形随之发生变化，输出并网电流和电网电压相位相差180度，工作于单位功率因数，并网电流在两电平逆变器模式下的总谐波畸变率要稍大于级联型逆变器模式的情况，但是在拓扑切换为两电平逆变器模式后，逆变器的效率提升明显。

与固有拓扑的逆变器相比，本发明所述的拓扑可变型并网逆变器具有如下优点：(1)采用单级式结构即可实现发电源较宽范围的并网运行，系统结构简单，体积显著降低；(2)较低电压时工作于级联型逆变器模式，输出电压的谐波畸变率显著降低，可以大大降低应用于并网逆变器的交流滤波器的电感值，从而降低系统体积和成本；(3)较高电压时切换为两电平逆变器模式，可以大大降低系统总损耗，提高系统效率。

本发明通过拓扑在线切换，采用单级结构的拓扑可变型并网逆变器实现较宽直流电源输入电压范围的并网运行。在较低直流输入电压时，工作在级联型逆变器模式，提高输出电压的等效电压等级，同时降低输出电压的谐波畸变率，在较高直流输入电压时，切换为两电平逆变器模式，从而有效降低系统总损耗，同时仍然能够使输出电压的谐波畸变率满足要求，并网逆变器总体的工作效率提高了30%。

附图说明

图1为具体实施方式一所述的一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法的原理示意图。

图2为具体实施方式一所述的一种拓扑可变型并网逆变器等效的级联型逆变器模式的电路连接示意图。

图3为具体实施方式一所述的一种拓扑可变型并网逆变器等效的两电平逆变器模式的电路连接示意图。

图4为本发明所述的一种拓扑可变型并网逆变器的调制策略仿真波形图。

图5为本发明所述的一种拓扑可变型并网逆变器的输出电压波形图。

图6为本发明所述的一种拓扑可变型并网逆变器的输出电网电压和并网电流波形图。

图7为本发明所述的拓扑可变型并网逆变器处于级联型逆变器模式时输出电流的谐波分布图。

图8为本发明所述的拓扑可变型并网逆变器处于两电平逆变器模式时输出电流的谐波分布图。

图9为本发明所述拓扑可变型并网逆变器分别处于级联型逆变器模式和两电平逆变器模式时工作效率曲线图。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图1、2和3说明本实施方式，本实施方式所述的一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法，该方法是基于一种拓扑可变型并网逆变器实现，所述的拓扑可变型并网逆变器包括第一直流电源U_dc1、第二直流电源U_dc2、第一功率开关S₁₁、第一二极管D₁₁、第二功率开关S₁₂、第二二极管D₁₂、第三功率开关S₁₃、第三二极管D₁₃、第四功率开关S₁₄、第四二极管D₁₄、第五功率开关S₂₁、第五二极管D₂₁、第六功率开关S₂₂、第六二极管D₂₂、第七功率开关S₂₃、第七二极管D₂₃、第八功率开关S₂₄、第八二极管D₂₄、双向开关S₃和滤波电感L；

所述的第一直流电源U_dc1的正极同时与第一功率开关S₁₁的功率输入端、第一二极管D₁₁的阴极、第三功率开关S₁₃的功率输入端和第三二极管D₁₃的阴极连接，

所述的第一直流电源U_dc1的负极同时与第四功率开关S₁₄的功率输出端、第四二极管D₁₄的阳极、第二功率开关S₁₂的功率输出端、第二二极管D₁₂的阳极和双向开关S₃的功率输入端连接，

所述的第一功率开关S₁₁的功率输出端同时与第一二极管D₁₁的阳极、第四功率开关S₁₄的功率输入端、第四二极管D₁₄的阴极和滤波电感L的一端连接，所述的滤波电感L的另一端作为所述拓扑可变型并网逆变器的第一电压输出端和电网相连；

所述的第三功率开关S₁₃的功率输出端同时与第三二极管D₁₃的阳极、第二功率开关S₁₂的功率输入端、第二二极管D₁₂的阴极和第五功率开关S₂₁的功率输出端、第五二极管D₂₁的阳极、第八功率开关S₂₄的功率输入端和第八二极管D₂₄的阴极连接，

所述的第二直流电源U_dc2的正极同时与第五功率开关S₂₁的功率输入端、第五二极管D₂₁的阴极、第七功率开关S₂₃的功率输入端和第七二极管D₂₃的阴极连接，

所述的第二直流电源U_dc2的负极同时与第八功率开关S₂₄的功率输出端、第八二极管D₂₄的阳极、第六功率开关S₂₂的功率输出端、第六二极管D₂₂的阳极和双向开关S₃的功率输出端连接，

所述的第七功率开关S₂₃的功率输出端作为所述拓扑可变型并网逆变器的第二电压输出端同时与第七二极管D₂₃的阳极、第六功率开关S₂₂的功率输入端、第六二极管D₂₂的阴极和电网连接；

该方法包括如下步骤：

步骤一、通过直流电压采集模块1采集第一直流电源U_dc1的输出电压，通过直流电流采集模块2采集第一直流电源U_dc1的输出电流，将获得的第一直流电源U_dc1的电压和电流输入到最大功率点跟踪控制模块3，获得并网电流的幅值给定值

步骤二、通过电网电压采集模块4采集电网电压的瞬时值，将电网电压的瞬时值输入到锁相环模块5，获得电网电压的相角，将电网电压的相角输入到正弦值计算模块6，获得电网电压相角的正弦值；

步骤三、将步骤二获得的电网电压相角的正弦值与步骤一获得的并网电流的幅值给定值输入到乘法器7内相乘，获得并网电流的瞬时给定值

步骤四、通过电网电流采集模块8采集电网电流的瞬时值，将步骤三获得的并网电流的瞬时给定值

通过减法器9减去电网电流的瞬时值，所获得的差输入到电流调节器10后，获得逆变器电压的调制波瞬时值；

步骤五、将步骤一获得的第一直流电源U_dc1的电压、步骤二获得的电网电压的相角和步骤四获得的逆变器电压的调制波瞬时值输入到脉宽调制模块11；

步骤六、在脉宽调制模块11中，设置直流电压参考值U^* _dc，若步骤一获得的第一直流电源U_dc1的电压小于直流电压参考值U^* _dc时，所述的拓扑可变型并网逆变器工作于级联型逆变器模式，双向开关S₃断开，其余的功率开关采用载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制，否则执行步骤七；

步骤七、双向开关S₃闭合，所述的第三功率开关S₁₃和第五功率开关S₂₁闭合，所述的第二功率开关S₁₂和第八功率开关S₂₄断开，所述的拓扑可变型并网逆变器切换为两电平逆变器模式，其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制。

具体实施方式二：参见图1、2和3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一所述的一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法的区别在于，所述的步骤四中的电流调节器10为比例-积分调节器。

具体实施方式三：参见图1、2和3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一或二所述的一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法的区别在于，所述的步骤六中拓扑可变型并网逆变器工作于级联型逆变器模式，其余的功率开关采用载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制的具体过程为，根据步骤四中获得的逆变器电压的调制波瞬时值和四个具有一定相位差的三角载波进行比较，获得的比较结果作为其余的功率开关的控制信号，所述的四个具有一定相位差的三角载波为四个相互相差90度电角度的三角载波Tri1、Tri2、Tri3和Tri4。其中，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri1的比较结果及其取反信号分别作为第一功率开关S₁₁和第四功率开关S₁₄的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri2的比较结果及其取反信号分别作为第二功率开关S₁₂和第三功率开关S₁₃的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri3的比较结果及其取反信号分别作为第五功率开关S₂₁和第八功率开关S₂₄的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri4的比较结果及其取反信号分别作为第六功率开关S₂₂和第七功率开关S₂₃的控制信号。

具体实施方式四：参见图1、2和3说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式三所述的一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法的区别在于，所述的步骤七中拓扑可变型并网逆变器切换为两电平逆变器模式，其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制的具体过程为，根据步骤四中获得的逆变器电压的调制波瞬时值和两个相位相差180度的三角载波Tri1和Tri2进行比较，获得的比较结果作为其余的功率开关的控制信号。其中，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri1的比较结果及其取反信号分别作为第一功率开关S₁₁和第四功率开关S₁₄的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri2的比较结果及其取反信号分别作为第六功率开关S₂₂和第七功率开关S₂₃的控制信号。

本实施方式中，在脉宽调制模块中，设置直流电压参考值U^* _dc，

若步骤一获得的第一直流电源电压小于直流电压参考值U^* _dc值时，所述的拓扑可变型并网逆变器工作于级联型逆变器模式，其等效的级联型逆变器模式的电路连接如图2所示。其控制原理为，双向开关S₃断开，其余的功率开关采用现有技术中的载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制，且其余的功率开关采用现有技术中的载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制的具体过程为将逆变器电压的调制波瞬时值和四个相互相差90度电角度的三角载波Tri1、Tri2、Tri3和Tri4进行比较，比较结果作为其余的功率开关的控制信号。其中，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri1的比较结果及其取反信号分别作为第一功率开关S₁₁和第四功率开关S₁₄的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri2的比较结果及其取反信号分别作为第二功率开关S₁₂和第三功率开关S₁₃的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri3的比较结果及其取反信号分别作为第五功率开关S₂₁和第八功率开关S₂₄的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri4的比较结果及其取反信号分别作为第六功率开关S₂₂和第七功率开关S₂₃的控制信号。此时，由于逆变器工作于级联型逆变器模式，工作在级联型逆变器模式下的逆变器输出电压幅值为两个直流电源电压的和，从而提高了输出电压等级，而输出电压波形为三电平波形，提高了等效功率开关器件开关频率，从而降低了并网电流的谐波含量，滤波器的参数可以选的小一些。

若第一直流电源电压大于直流电压参考值U^* _dc，所述的拓扑可变型并网逆变器工作于两电平逆变器模式，其等效两电平逆变器模式的电路连接如图3所示，拓扑可变型并网逆变器工作于两电平逆变器模式时的控制原理为，双向开关S₃闭合、第三功率开关S₁₃和第五功率开关S₂₁闭合，第二功率开关S₁₂和第八功率开关S₂₄断开，两个直流电源处于并联状态，其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制，且其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制的具体过程为将逆变器电压的调制波瞬时值和两个相位相差180度的三角载波Tri1和Tri2进行比较，比较结果作为其余的功率开关的控制信号。其中，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri1的比较结果及其取反信号分别作为第一功率开关S₁₁和第四功率开关S₁₄的控制信号，逆变器电压的调制波瞬时值与三角载波Tri2的比较结果及其取反信号分别作为第六功率开关S₂₂和第七功率开关S₂₃的控制信号。工作在等效两电平逆变器模式下的逆变器，此时输出电压幅值为直流电源电压，输出电压的开关频率降低为原来的一半，有效降低了功率开关器件的开关损耗。

Claims (4)

1.一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法，该方法是基于一种拓扑可变型并网逆变器实现，所述的拓扑可变型并网逆变器包括第一直流电源（U_dc1）、第二直流电源（U_dc2）、第一功率开关（S₁₁）、第一二极管（D₁₁）、第二功率开关（S₁₂）、第二二极管（D₁₂）、第三功率开关（S₁₃）、第三二极管（D₁₃）、第四功率开关（S₁₄）、第四二极管（D₁₄）、第五功率开关（S₂₁）、第五二极管（D₂₁）、第六功率开关（S₂₂）、第六二极管（D₂₂）、第七功率开关（S₂₃）、第七二极管（D₂₃）、第八功率开关（S₂₄）、第八二极管（D₂₄）、双向开关（S₃）和滤波电感（L）；

所述的第一直流电源（U_dc1）的正极同时与第一功率开关（S₁₁）的功率输入端、第一二极管（D₁₁）的阴极、第三功率开关（S₁₃）的功率输入端和第三二极管（D₁₃）的阴极连接，

所述的第一直流电源（U_dc1）的负极同时与第四功率开关（S₁₄）的功率输出端、第四二极管（D₁₄）的阳极、第二功率开关（S₁₂）的功率输出端、第二二极管（D₁₂）的阳极和双向开关（S₃）的功率输入端连接，

所述的第一功率开关（S₁₁）的功率输出端同时与第一二极管（D₁₁）的阳极、第四功率开关（S₁₄）的功率输入端、第四二极管（D₁₄）的阴极和滤波电感（L）的一端连接，所述的滤波电感（L）的另一端作为所述拓扑可变型并网逆变器的第一电压输出端和电网相连；

所述的第三功率开关（S₁₃）的功率输出端同时与第三二极管（D₁₃）的阳极、第二功率开关（S₁₂）的功率输入端、第二二极管（D₁₂）的阴极和第五功率开关（S₂₁）的功率输出端、第五二极管（D₂₁）的阳极、第八功率开关（S₂₄）的功率输入端和第八二极管（D₂₄）的阴极连接，

所述的第二直流电源（U_dc2）的正极同时与第五功率开关（S₂₁）的功率输入端、第五二极管（D₂₁）的阴极、第七功率开关（S₂₃）的功率输入端和第七二极管（D₂₃）的阴极连接，

所述的第二直流电源（U_dc2）的负极同时与第八功率开关（S₂₄）的功率输出端、第八二极管（D₂₄）的阳极、第六功率开关（S₂₂）的功率输出端、第六二极管（D₂₂）的阳极和双向开关（S₃）的功率输出端连接，

所述的第七功率开关（S₂₃）的功率输出端作为所述拓扑可变型并网逆变器的第二电压输出端同时与第七二极管（D₂₃）的阳极、第六功率开关（S₂₂）的功率输入端、第六二极管（D₂₂）的阴极和电网连接；

其特征在于，该方法包括如下步骤：

步骤一、通过直流电压采集模块（1）采集第一直流电源（U_dc1）的输出电压，通过直流电流采集模块（2）采集第一直流电源（U_dc1）的输出电流，将获得的第一直流电源（U_dc1）的电压和电流输入到最大功率点跟踪控制模块（3），获得并网电流的幅值给定值

步骤二、通过电网电压采集模块（4）采集电网电压的瞬时值，将电网电压的瞬时值输入到锁相环模块（5），获得电网电压的相角，将电网电压的相角输入到正弦值计算模块（6），获得电网电压相角的正弦值；

步骤三、将步骤二获得的电网电压相角的正弦值与步骤一获得的并网电流的幅值给定值

输入到乘法器（7）内相乘，获得并网电流的瞬时给定值

步骤四、通过电网电流采集模块（8）采集电网电流的瞬时值，将步骤三获得的并网电流的瞬时给定值通过减法器（9）减去电网电流的瞬时值，所获得的差输入到电流调节器（10）后，获得逆变器电压的调制波瞬时值；

步骤五、将步骤一获得的第一直流电源（U_dc1）的电压、步骤二获得的电网电压的相角和步骤四获得的逆变器电压的调制波瞬时值输入到脉宽调制模块（11）；

步骤六、在脉宽调制模块（11）中，设置直流电压参考值U^* _dc，若步骤一获得的第一直流电源（U_dc1）的电压小于直流电压参考值U^* _dc时，所述的拓扑可变型并网逆变器工作于级联型逆变器模式，双向开关（S₃）断开，其余的功率开关采用载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制，否则执行步骤七；

步骤七、双向开关（S₃）闭合，所述的第三功率开关（S₁₃）和第五功率开关（S₂₁）闭合，所述的第二功率开关（S₁₂）和第八功率开关（S₂₄）断开，所述的拓扑可变型并网逆变器切换为两电平逆变器模式，其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制。

2.根据权利要求1所述的一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法，其特征在于，所述的步骤四中的电流调节器（10）为比例-积分调节器。

3.根据权利要求1或2所述的一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法，其特征在于，所述的步骤六中拓扑可变型并网逆变器工作于级联型逆变器模式，其余的功率开关采用载波移相多电平正弦波脉宽调制策略进行控制的具体过程为，根据步骤四中获得的逆变器电压的调制波瞬时值和四个具有一定相位差的三角载波进行比较，获得的比较结果作为其余的功率开关的控制信号，所述的四个具有一定相位差的三角载波为四个相互相差90度电角度的三角载波。

4.根据权利要求3所述的一种拓扑可变型并网逆变器的控制方法，其特征在于，所述的步骤七中拓扑可变型并网逆变器切换为两电平逆变器模式，其余的功率开关采用双载波正弦波脉宽调制策略进行控制的具体过程为，根据步骤四中获得的逆变器电压的调制波瞬时值和两个相位相差180度的三角载波进行比较，获得的比较结果作为其余的功率开关的控制信号。

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