JP5874835B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、導通損失を発生させる素子の数を低減することにより、導通損失を低減することである。
双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが好ましい。
第1の電圧は、(2n+1)レベルの直流電圧および交流電源の電圧のうち、出力電圧指令以上であって、かつ出力電圧指令に最も近い電圧である。第2の電圧は、(2n+1)レベルの直流電圧および交流電源の電圧のうち、出力電圧指令以下であって、かつ出力電圧指令に最も近い電圧である。
各単位直流電源の電圧は、それぞれE[V]である。したがって、直流電源1の出力端子P2,P1,O,N1,N2は、順に、+2E[V],+1E[V],0[V],−1E[V],−2E[V]の電圧を出力する。
そして、ダイオードDu3とDx1の接続点は、入力端子A1に接続されている。ダイオードDu2とDx2の接続点は、入力端子Cに接続されている。ダイオードDu1とDx3の接続点は、入力端子B1に接続されている。また、スイッチング素子Qu1とQx1の接続点は、出力端子Uに接続されている。
また、双方向スイッチS0は、IGBTを逆並列に接続して構成されており、双方向の導通を制御することができるスイッチである。この双方向スイッチの構成は図2(a)に示されている。しかし、双方向スイッチS0は図2(a)に示す構成に限られず、図2(b)〜図2(d)に示す構成からなる回路など、双方向の導通を制御することができるスイッチであればよい。図2(b)は、IGBTとダイオードとを直列接続した2組の回路を逆並列に接続した回路である。図2(c)は、IGBTにダイオードを逆並列に接続した2組の回路を逆直列に接続して構成した回路である。図2(d)は、図2(c)の回路において、IGBTをMOSFETに置き換えて構成した回路である。
図3は、制御回路5を説明するための制御ブロック図である。制御回路5は、あらかじめ定められたスイッチング周期ごとに、ハーフブリッジ回路2の各スイッチング素子および双方スイッチS0をオンオフ動作させるための制御信号を生成する。各素子の制御信号は、電力変換装置の出力電圧指令Vo*と直流電源1の各出力端子から出力される5レベルの直流電圧および交流電源4の電圧Viとに基づいて生成される。
出力電圧指令Vo*は、交流電源4の電圧Viに同期し、交流電源4の電圧Viよりも高い電圧を出力するための正弦波状の電圧指令である。スイッチング周期T90において、出力電圧指令Vo*と交流電源4の電圧Viとは、共に、直流電源1の出力端子P1から出力される電圧+1E[V]と出力端子P2から出力される電圧+2E[V]との間にある。この場合、スイッチング周期T90における出力電圧Voの詳細は、図6のようになる。
一方、スイッチング周期が制御モード0Aの条件を満たさない場合、制御回路5は、スイッチング周期が制御モード0〜5のいずれであるかを判断する。そして、制御回路5は、制御モードを0〜5のいずれかに設定する。この場合、スイッチング周期においてオンおよびオフする素子は、図4に示すとおりである。
以下では、図1に示した電力変換装置と同様、直流電源1から出力される5レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viとからなる電圧群を、第1グループの電圧という。
双方向スイッチScには、最大2E[V]の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチScは、2E[V]以上の耐圧を有する半導体素子で構成する必要がある。また、双方向スイッチS0には、最大で、直流電源1の正側直流電源または負側直流電源の電圧2E[V]と交流電源の電圧Viとを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチS0,Scは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。
双方向スイッチScには、最大(n)E[V]の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチScは、(n)E[V]以上の耐圧を有する半導体素子で構成する必要がある。また、双方向スイッチS0には、最大で、直流電源11の正側直流電源または負側直流電源の電圧(n)E[V]と交流電源の電圧Viとを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチS0,Scは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。
以下では、図8に示した電力変換装置と同様、直流電源11から出力される(2n+1)レベルの直流電圧と交流電源4の電圧Viとからなる電圧群を、第2グループの電圧という。
2,21〜23 ハーフブリッジ回路
3 負荷
4 交流電源
5,51〜53 制御回路
Claims (11)
- (2n+1)レベル(nは2以上の整数)の直流電圧を出力するための(2n+1)個の出力端子を有する直流電源と、
前記直流電源の中間電位端子に一端が接続される交流電源と、
(2n+1)個の入力端子と一つの出力端子とを有し、前記直流電源から出力される(2n+1)レベルの直流電圧を、対応する前記(2n+1)個の入力端子に入力するハーフブリッジ回路と、
一端が前記交流電源の他端と接続され、他端が前記ハーフブリッジ回路の前記出力端子と接続される双方向スイッチと、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記双方向スイッチは、前記ハーフブリッジ回路を構成する半導体素子よりも高い耐電圧を有していることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成されていることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記直流電源は、
単位電圧を出力する単位直流電源を中間電位端子側から順にn個直列接続してなる正側直流電源と、
前記中間電位端子側から順にn個直列接続してなる負側直流電源と、
を直列接続して構成されており、
前記(2n+1)レベルの直流電圧は、
前記中間電位端子から出力されるゼロ電圧と、
前記正側直流電源から出力されるnレベルの正側直流電圧と、
前記負側直流電源から出力されるnレベルの負側直流電圧と、
からなることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記交流電源から出力される正弦波電圧の振幅は、前記正側直流電源と前記負側直流電源とが出力する電圧の最大値よりも小さいことを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
- 前記交流電源から出力される正弦波電圧の正側最大値は、前記正側直流電圧を構成するn番目の単位直流電源の両端から出力される電圧の間にあり、
前記交流電源から出力される正弦波電圧の負側最大値は、前記負側直流電圧を構成するn番目の単位直流電源の両端から出力される電圧の間にある、
ことを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。 - 請求項4に記載の電力変換装置を複数組用いて構成されていることを特徴とする三相の電力変換装置。
- あらかじめ定められたスイッチング周期ごとに、前記(2n+1)レベルの直流電圧および前記交流電源の電圧の中から、出力電圧指令に基づいて選択した第1の電圧と第2の電圧とを、前記出力端子に交互に出力することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記第1の電圧は、前記(2n+1)レベルの直流電圧および前記交流電源の電圧のうち、前記出力電圧指令以上であって、かつ前記出力電圧指令に最も近い電圧であり、
前記第2の電圧は、前記(2n+1)レベルの直流電圧および前記交流電源の電圧のうち、前記出力電圧指令以下であって、かつ前記出力電圧指令に最も近い電圧である、
ことを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。 - 請求項9に記載の電力変換装置を複数組用いて構成されていることを特徴とする三相の電力変換装置。
- 前記第1の電圧と第2の電圧のうち、いずれか一方の電圧は、前記交流電源の電圧であることを特徴とする請求項9または請求項10のいずれかに記載の電力変換装置。
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