JP2012165539A - 電源変換装置および空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】出力負荷が大きいときにも高調波電流の規格に対応しつつ交流電源側のリアクトルのサイズ増大を抑えることができる電源変換装置を得ること。
【解決手段】交流電力を直流電力に整流する整流用ダイオードブリッジ３と、交流電源１の各相に接続されたリアクトル２−１〜２−３と、整流用ダイオードブリッジ３の直流側に接続されたリアクトル４と、リアクトル２−１〜２−３と整流用ダイオードブリッジ３の間の接続点と共振コンデンサ８との間に設けられた第２のスイッチ群１５と、電流検出部１１と、電圧検出部１０と、リアクトル２−１〜２−３の短絡を第１のスイッチ群１４と、リアクトル４の短絡を切り替える第３のスイッチ群１６と、検出電圧に基づいてスイッチング動作を行うよう第２のスイッチ群１５を制御し、検出電流に基づいて第１のスイッチ群１４および第３のスイッチ群１６の切り替えを制御する制御部１２を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源変換装置および空気調和機に関する。

従来の三相の交流電源用の電源変換装置は、力率改善と高調波電流の規格対応のため、交流電源側にリアクトルを３つ接続する構成としている（例えば、下記特許文献１参照。）。

特開２００４−１６６３５９号公報

しかしながら、上記従来の三相の交流電源用の電源変換装置は、低周波用のリアクトルを３つ接続する構成としている。そのため、出力の負荷が大きいときには、電流容量確保のためリアクトルのサイズも大きくする必要があり、電気品サイズが非常に大きくなってしまうという問題点があった。また、リアクトルのサイズが増大するため、トータル発熱量も大きく、基板や電子部品の実装制約が大きくなり、電気品コストが大幅に高くなってしまうという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、出力の負荷が大きいときにも、高調波電流の規格に対応しながら交流電源側のリアクトルのサイズの増大を抑えることができる電源変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する電源変換装置であって、前記交流電力を直流電力に整流する整流回路と、前記直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源の各相に接続された交流側リアクトルと、前記整流回路の直流側に接続された直流側リアクトルと、前記平滑コンデンサと接続された共振コンデンサと、前記交流側リアクトルと前記整流回路との間の接続点と、前記共振コンデンサと、の間に設けられたスイッチを有するスイッチング部と、前記交流電力の電流を検出する電流検出部と、前記交流電力の電圧を検出する電圧検出部と、前記交流側リアクトルを短絡するか否かを切り替える交流側短絡切替部と、前記直流側リアクトルを短絡するか否かを切り替える直流側短絡切替部と、前記電圧に基づいて所定の演算処理により生成したパターンでスイッチング動作を行うよう前記スイッチの開閉を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記電流に基づいて、前記交流側短絡切替部および前記直流側短絡切替部の切り替えを制御する、ことを特徴とする。

本発明によれば、出力の負荷が大きいときにも、高調波電流の規格に対応しながら交流電源側のリアクトルのサイズの増大を抑えることができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１の電源変換装置の構成例を示す図である。 図２は、半導体スイッチの回路構成例を示す図である。 図３は、半導体スイッチの回路構成例を示す図である。 図４は、一方向の電子式接点を有する半導体スイッチの回路構成例を示す図である。 図５は、一方向の電子式接点を有する半導体スイッチの回路構成例を示す図である。 図６は、実施の形態４の電源変換装置の構成例を示す図である。 図７は、実施の形態５の空気調和機の室外ユニットの構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電源変換装置および空気調和機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる電源変換装置の実施の形態１の構成例を示す図である。図１に示すように、本実施の電源変換装置は、交流電源１、リアクトル（交流側リアクトル）２−１〜２−３、整流用ダイオードブリッジ（整流回路）３、リアクトル（直流側リアクトル）４、平滑コンデンサ（平滑回路）５−１，５−２、インバータ（逆変換部）６、共振コンデンサ８、電圧検出部１０、電流検出部１１、制御部１２、インバータ制御部１３、第１のスイッチ群（交流側短絡切替部）１４、第２のスイッチ群（スイッチング部）１５および第３のスイッチ群（直流側短絡切替部）１６を備え、モータ７を制御する。

交流電源１は三相交流電源であり、リアクトル２−１〜２−３は交流電源１の各相にそれぞれ接続されている。整流用ダイオードブリッジ３はダイオード１７−１〜１７−６を備える。整流用ダイオードブリッジ３は、入力側にはリアクトル２−１〜２−３が接続され、出力の正側はリアクトル４を介して平滑コンデンサ５−１の正側に接続されている。平滑コンデンサ５−１，５−２は直列に接続されており、整流用ダイオードブリッジ３の出力の負側は平滑コンデンサ５−２の負側に接続されている。なお、ここでは整流回路として整流用ダイオードブリッジ３を用いる例を説明するが、整流回路の構成に制約はなく、整流用ダイオードブリッジ３として示した構成例に限定されない。

平滑コンデンサ５−１，５−２には、インバータ６が並列に接続されている。インバータ６はモータ７に接続されており、モータ７を駆動／停止する。また、インバータ６は、モータ７から得た直流電力を交流電力に変換する。第１のスイッチ群１４は、双方向スイッチ１８−１〜１８−３を内蔵しており、双方向スイッチ１８−１〜１８−３はリアクトル２−１〜２−３にそれぞれ並列に接続される。すなわち、第１のスイッチ群１４は、リアクトル２−１〜２−３について短絡した状態と短絡しない状態とを切り替える回路であり、双方向スイッチ１８−１〜１８−３がＯＮとなった場合にリアクトル２−１〜２−３を短絡する。

第２のスイッチ群１５は双方向スイッチ１８−４〜１８−６を内蔵しており、双方向スイッチ１８−４〜１８−６はリアクトル２−１〜２−３の後段の各交流線に接続されるとともに共振コンデンサ８を介して平滑コンデンサ５−１と平滑コンデンサ５−２の中間点に接続される。

第３のスイッチ群１６は、１つ以上のスイッチ１８−７を内蔵しており、リアクトル４に並列に接続される。すなわち、第３のスイッチ群１６は、リアクトル４について短絡した状態と短絡しない状態とを切り替える回路であり、スイッチ１８−７がＯＮとなった場合にリアクトル４を短絡する。

電圧検出部１０は交流電源１と接続されており、交流電源１の交流電源電圧と電源同期タイミングとを検出し、検出結果を制御部１２へ出力する。電流検出部１１は、３相の交流電源１のうち１相の電流を検出し、検出結果を制御部１２へ出力する。

制御部１２は、電圧検出部１０が検出した電圧と電流検出部１１が検出した電流とに基づいて第１のスイッチ群１４、第２のスイッチ群１５および第３のスイッチ群１６を制御する。インバータ制御部１３はインバータ６を制御する。また、制御部１２とインバータ制御部１３はお互いに制御情報等をやりとりする。

次に動作について説明する。制御部１２は、電流検出部１１が検出した電流に基づいて、電源変換装置に流れる入力電流が小さいか否かを判断する（例えば、電流検出部１１の検出した電流が所定の閾値以下であるか否かに基づいて電源変換装置が流れる入力電流が小さか否かを判断する）。そして、制御部１２は、電源変換装置に流れる入力電流が小さいと判断した場合、第１のスイッチ群１４中の双方向スイッチ１８−１〜１８−３は常時ＯＦＦとするよう制御するとともに、第２のスイッチ群１５中の双方向スイッチ１８−４〜１８−６を電圧検出部１０によって検出された電圧値および電源同期タイミングに応じて演算したパターンによってスイッチング動作を行うよう制御し、第３のスイッチ郡１６のスイッチ１８−７は常時ＯＮとするよう制御する。なお、具体的には、制御部１２は、スイッチング動作として、例えば、各相に接続された双方向スイッチ１８−４〜１８−６を、各々電源半周期に１回または数回開閉するよう制御する。

このような動作によって、高調波電流を抑制することができ、電源変換装置に流れる入力電流は高調波電流の規格（例えばＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）６１０００−３−２）を満足できる。

一方、制御部１２は、電流検出部１１が検出した電流に基づいて、電源変換装置に流れる入力電流が大きいときには、第１のスイッチ群１４中の双方向スイッチ１８−１〜１８−３を常時ＯＮとし、第２のスイッチ群１５中の双方向スイッチ１８−４〜１８−６はスイッチング動作をストップさせ、第３のスイッチ郡１６のスイッチ１８−７は常時ＯＦＦとするよう制御する。

電源変換装置に流れる入力電流が大きい場合（１６Ａ以上）の場合、上記のＩＥＣ６１０００−３−２より緩和された高調波電流の規格（例えばＩＥＣ６１０００−３−１２）が適用される。従って、第２のスイッチ群１５中の双方向スイッチ１８−４〜１８−６のスイッチング動作をストップさせ、リアクトル４を用いることにより、電源変換装置に流れる入力電流は高調波電流の規格（例えばＩＥＣ６１０００−３−１２）を満足できる。

第１のスイッチ群１４の双方向スイッチ１８−１〜１８−３としては、例えば、パワーリレーのような機械式接点を有するスイッチを用いることができる。また、第１のスイッチ群１４の各双方向スイッチ１８−１〜１８−３として半導体の回路で構成された電子式接点を有するスイッチを用いてもよい。図２および図３は、半導体の回路で構成されたスイッチ（半導体スイッチ）の回路構成例を示す図である。図２の構成例では、半導体スイッチは、４つのダイオード２０とトランジスタ２１で構成され、図３の構成例では、半導体スイッチは、２つのダイオード２０と２つのトランジスタ２１とで構成されている。双方向スイッチ１８−１〜１８−３として、例えば図２および図３で示した半導体スイッチを用いることができる。なお、半導体スイッチの回路構成は図２および図３の例に限定されない。

第３のスイッチ群１６のスイッチ１８−７としては、例えば、パワーリレーのような機械式接点を有するスイッチを用いることができる。また、第３のスイッチ群１６のスイッチ１８−７として半導体の回路で構成された一方向の電子式接点を有するスイッチを用いてもよい。図４および図５は、半導体の回路で構成された一方向の電子式接点を有するスイッチ（半導体スイッチ）の回路構成例を示す図である。図４、図５の構成例では、半導体スイッチは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）２２またはＮ型ＭＯＳＦＥＴ２３で構成されている。スイッチ１８−７として、例えば図４および図５で示した半導体スイッチを用いることができる。なお、スイッチ１８−７として用いる半導体スイッチの回路構成は図４および図５の例に限定されない。

第２のスイッチ群１５の双方向スイッチ１８−４〜１８−６としては、半導体の回路で構成された電子式接点を用いる。例えば、図２，図３で示した回路構成の半導体スイッチを用いることができる。半導体スイッチを用いる場合は、Ｓｉ半導体等を用いてもよいが、ワイドギャップ半導体を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

更にワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

また、整流用ダイオードブリッジ３はダイオード１７−１〜１７−６についても、上述のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

なお、本実施の形態では、リアクトル４およびリアクトル４を短絡する第３のスイッチ群１６が平滑コンデンサ５−１の正側に接続される構成について説明したが、リアクトル４およびリアクトル４を短絡する第３のスイッチ群１６は、リアクトル４が平滑コンデンサ５−２の負側に接続される構成としてもよい。

以上のように、本実施の形態では、制御部１２と、リアクトル２−１〜２−３を短絡するための第１のスイッチ群１４と、リアクトル４を短絡するための第３のスイッチ群１６と、を備え、制御部１２が、電源変換装置に流れる入力電流が小さいと判断した場合、リアクトル２−１〜２−３を短絡させずリアクトル４を短絡させるよう第１のスイッチ群１４および第３のスイッチ群１６を制御するとともに交流電源１の電圧値に応じスイッチング動作を行うよう制御する。また、制御部１２は、電源変換装置に流れる入力電流が大きいときには、リアクトル２−１〜２−３を短絡させリアクトル４を短絡させないよう第１のスイッチ群１４および第３のスイッチ群１６を制御するとともにスイッチング動作を停止するようにした。そのため、出力の負荷が大きいときにも、高調波電流の規格に対応しながら交流電源側のリアクトルのサイズの増大を抑えることができる。

実施の形態２．
次に、本発明にかかる電源変換装置の実施の形態２について説明する。実施の形態１では、電源変換装置に流れる入力電流が小さい場合または大きい場合についてそれぞれ高調波電流を抑制する方法を示した。本実施の形態では、電源変換装置に流れる入力電流が変化した場合にインバータ６を停止することなく、回路の切り替え（短絡させるリアクトル（リアクトル４またはリアクトル２−１〜２−３）の切り替え、およびスイッチング動作の実施／停止の切り替え）を行うことができる電源変換装置について説明する。

本実施の形態の電源変換装置の構成は実施の形態１と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は実施の形態１と同一の符号を付して重複する説明を省略する。本実施の形態では、第１のスイッチ群１４の双方向スイッチ１８−１〜１−３と第３のスイッチ群１６のスイッチ１８−７として、ワイドギャップ半導体を適用する。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。これにより、第１のスイッチ群１４および第３のスイッチ群１６の高速の切り替え動作が可能となる。

停止状態からインバータ６の運転を開始するときには、制御部１２は、第１のスイッチ群１４をＯＦＦし、第３のスイッチ群１６をＯＮし、インバータ制御部１３へインバータ６の運転開始を指示するとともに第２のスイッチ群１５のスイッチング動作を開始する。

インバータ６の負荷が大きくなり、電源変換装置に流れる入力電流（電流検出部１１が検出した電流）がある設定された閾値を超えた場合、制御部１２は、まず第２のスイッチ群１５のスイッチング動作を停止する。次に、制御部１２は第１のスイッチ群１４をＯＦＦ状態からＯＮにする。最後に、制御部１２は第３のスイッチ群１６をＯＮ状態からＯＦＦにする。以上の３つの切り替え動作を、短時間の間で行うことにより、平滑コンデンサ５の両端の電圧の変動を小さくし、インバータ６の運転を停止することなく回路を切り替えことができる。例えば、０．２秒以下の時間で以上の３つの切り替え動作を行うことにより、平滑コンデンサ５の両端の電圧の変動を小さくし、インバータ６の運転を停止することなく回路を切り替えることができる。

その後、インバータ６の負荷が小さくなり、電源変換装置に流れる入力電流がある設定された閾値を下回った場合は、３つの切り替え動作と逆の動作を逆の順序で行う。すなわち、制御部１２は、まず第３のスイッチ群１６をＯＦＦ状態からＯＮにする。次に、制御部１２は、第１のスイッチ群１４をＯＮ状態からＯＦＦにする。最後に、制御部１２は第２のスイッチ群１５のスイッチング動作を開始する。これらの３つの切り替え動作を０．２秒以下の時間で行うことにより、短時間の間で行うことにより、平滑コンデンサ５の両端の電圧の変動を小さくし、インバータ６の運転を停止することなく回路を切り替えることができる。例えば、０．２秒以下の時間で以上の３つの切り替え動作を行うことにより、平滑コンデンサ５の両端の電圧の変動を小さくし、インバータ６の運転を停止することなく回路を切り替えることができる。

このように、第１のスイッチ群１４の双方向スイッチ１８−１〜１−３と第３のスイッチ群１６のスイッチ１８−７として、ワイドギャップ半導体を用いることにより、切り替え動作を高速に実施することができる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

更にワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

また、制御部１２がヒステリシス機能を有するようにし、設定された閾値付近（たとえば、設定された閾値との差が所定の範囲内）で入力電流の変動があった場合に上述の回路の切り替え（短絡させるリアクトルの切り替え、およびスイッチング動作の実施／停止の切り替え）を実施しないようにすれば、電源変換装置に流れる入力電流が閾値付近で変動しても、安定した動作をすることができる。

実施の形態３．
次に、本発明にかかる電源変換装置の実施の形態３について説明する。本実施の形態の電源変換装置の構成は実施の形態１と同様である。本実施の形態では、実施の形態１および実施の形態２で述べた電源変換装置に流れる入力電流に対する設定された閾値（動作の切り替えを判定する閾値）を１６Ａ付近に設定する。

これにより高調波電流の国際規格ＩＥＣ６１０００−３−２とＩＥＣ６１０００−３−１２の両方に対応しながら、かつ電源変換装置に流れる入力電流が１６Ａより大きいときに、３つの交流電源に接続されたリアクトル２−１〜２−３に電流を流すことを回避することができ、リアクトル２−１〜２−３のサイズを小さくすることができる。

実施の形態４．
図６は、本発明にかかる電源変換装置の実施の形態４の構成例を示す図である。実施の形態１では、共振コンデンサ８の片端を、２つの直列に接続された平滑コンデンサ５−１と平滑コンデンサ５−２の中間点に接続しているが、本実施の形態では図６のように共振コンデンサ８の片端を２つの直列に接続された平滑コンデンサ５−１，５−２のマイナス側に接続している。これ以外の本実施の形態の電源変換装置の構成は実施の形態１と同様である。本実施の形態では、共振コンデンサ８の片側を平滑コンデンサ５−１，５−２のマイナス側に接続することにより、共振コンデンサ８の片側の電位がインバータの基準電位と同電位になるため、共振コンデンサ８に極性のあるコンデンサを採用することができる。

また、本実施の形態の動作は実施の形態１、２または３と同様である。このように、２つの直列に接続された平滑コンデンサ５−１，５−２のマイナス側に共振コンデンサ８の片端を接続した構成でも、実施の形態１、２または３と同様の切り替え動作を適用できる。

実施の形態５．
図７は、本発明にかかる電源変換装置を備える空気調和機の室外ユニット３０の実施の形態５の構成例を示す図である。図７に示すように、室外ユニット３０は、ファン３１、電源変換装置３２と、冷媒を圧縮する圧縮機３３と、を備え、図示しない室内ユニット等とともに空気調和機を構成する。

電源変換装置３２は、実施の形態１〜実施の形態４で説明した電源変換装置であり、室外ユニット３０内の上部に取り付けられ、圧縮機３３や圧縮機３３内のモータ、また室内ユニットの送風用ファン等を制御する。なお、図７では、概観の概念を示しているため、配線等を図示していないが、電源変換装置３２は、圧縮機３３や送風ファン等と配線等により接続されている。電源変換装置３２の構成および動作は、実施の形態１〜実施の形態４で説明した電源変換装置と同様である。

したがって、本実施の形態によれば、実施の形態１〜実施の形態４の電源変換装置を空気調和機に適用することができ、高調波電流の規格を満足した空気調和機を提供することができる。満足したことができる。

１ 交流電源
２−１〜２−３，４ リアクトル
３ 整流用ダイオードブリッジ
５−１，５−２ 平滑コンデンサ
６ インバータ
７ モータ
８ 共振コンデンサ
１０ 電圧検出部
１１ 電流検出部
１２ 制御部
１３ インバータ制御部
１４ 第１のスイッチ群
１５ 第２のスイッチ群
１６ 第３のスイッチ群
１７−１〜１７−６，２０ ダイオード
１８−１〜１８−６ 双方向スイッチ
１８−７ スイッチ
２１ トランジスタ
２２，２３ ＭＯＳＦＥＴ
３０ 室外ユニット
３１ ファン
３２ 電源変換装置
３３ 圧縮機

Claims (11)

1. 交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する電源変換装置であって、
   前記交流電力を直流電力に整流する整流回路と、
   前記直流電力を平滑化する平滑コンデンサと、
   前記交流電源の各相に接続された交流側リアクトルと、
   前記整流回路の直流側に接続された直流側リアクトルと、
   前記平滑コンデンサと接続された共振コンデンサと、
   前記交流側リアクトルと前記整流回路との間の接続点と、前記共振コンデンサと、の間に設けられたスイッチを有するスイッチング部と、
   前記交流電力の電流を検出する電流検出部と、
   前記交流電力の電圧を検出する電圧検出部と、
   前記交流側リアクトルを短絡するか否かを切り替える交流側短絡切替部と、
   前記直流側リアクトルを短絡するか否かを切り替える直流側短絡切替部と、
   前記電圧に基づいて所定の演算処理により生成したパターンでスイッチング動作を行うよう前記スイッチの開閉を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記電流に基づいて、前記交流側短絡切替部および前記直流側短絡切替部の切り替えを制御する、ことを特徴とする電源変換装置。
2. 前記制御部は、前記電流が所定の閾値以下である場合には前記交流側リアクトルを短絡せず前記直流側リアクトルを短絡するよう制御し、前記電流が所定の閾値を上回った場合には前記交流側リアクトルを短絡し前記直流側リアクトルを短絡しないよう制御するとともに前記スイッチング動作を停止させるよう制御する、ことを特徴とする請求項１に記載の電源変換装置。
3. 前記所定の閾値を略１６Ａとする、ことを特徴とする請求項２に記載の電源変換装置。
4. 直列に接続された２つの前記平滑コンデンサを備え、
   前記共振コンデンサは、２つの前記平滑コンデンサの間に接続される、ことを特徴とする請求項１、２または３に記載の電源変換装置。
5. 直列に接続された２つの前記平滑コンデンサを備え、
   前記共振コンデンサは、２つの前記平滑コンデンサのうち負側に接続された前記平滑コンデンザの負側に接続される、ことを特徴とする請求項１、２または３に記載の電源変換装置。
6. 前記スイッチはワイドバンドギャップ半導体により形成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載の電源変換装置。
7. 前記交流側短絡切替部および前記直流側短絡切替部は、ワイドバンドギャップ半導体により形成された半導体スイッチを備える、ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電源変換装置。
8. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項６または７に記載の電源変換装置。
9. 前記交流側短絡切替部および前記直流側短絡切替部の切り替えを０．２秒以下の所要時間で実施する、ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の電源変換装置。
10. 前記平滑コンデンサに並列に接続され、直流電力を交流電力に変換する逆変換部、
    をさらに備え、
    前記交流側短絡切替部および前記直流側短絡切替部の切り替えを前記逆変換部の動作を停止させずに実施する、
    ことを特徴とする請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源変換装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか１つに記載の電源変換装置、
    を備えることを特徴とする空気調和機。

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