JP2011024326A

JP2011024326A - 電力変換装置

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Publication number: JP2011024326A
Application number: JP2009166513A
Authority: JP
Inventors: Morimitsu Sekimoto; 守満関本; Toshiyuki Maeda; 敏行前田
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2009-07-15
Filing date: 2009-07-15
Publication date: 2011-02-03

Abstract

【課題】本発明の目的は、インバータ回路の停止時に、ＤＣ電圧の上昇抑制を低コストの回路で実現できる電力変換装置を提供することにある。
【解決手段】電力変換装置１０は、交流電源１２と三相負荷１４との間に設けられ、三相負荷１４に対して所定の交流電力を出力する電力変換回路を備える。三相負荷１４の各端子に整流素子Ｄ_０を接続する。整流素子Ｄ_０としてはダイオードが挙げられる。各ダイオードＤ_０はアノードが端子に接続される。ダイオードＤ_０のカソードは、三相インバータ回路２０の下側アームの電源線２４に、スイッチＳを介して接続される。スイッチＳは、所定の電圧でオンになる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源と三相負荷の間に設けられる電力変換装置に関するものである。

交流電源とモータなどの三相負荷との間に設けられ、所定の交流電流を三相負荷に供給する電力変換回路が種々開発されている。その中で、インバータ回路の小型化やコストダウンを目的としたコンデンサレスインバータが提案されている（非特許文献１）。図８に示すように、コンデンサレスインバータ５０は、ダイオード群１６、ＤＣ部１８、およびインバータ回路２０が備えられる。

ダイオード群１６は４つのダイオードからなるダイオードブリッジである。ダイオード群１６は、交流電源１２の出力を全波整流し、上側アームの電源線２２と下側アームの電源線２４に出力する。ＤＣ部１８は、電源線２２，２４に挿入されたリアクトルＬ_ｉｎと電源線２２，２４の間の平滑コンデンサＣ_ｄｃからなる。ＤＣ部１８に大容量の電解コンデンサを備えない。ＤＣ部１８の平滑コンデンサＣ_ｄｃの容量は例えば約２０μＦであり、電解コンデンサの約０．０１〜０．０２倍である。インバータ回路２０は、スイッチング用パワー素子Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎと還流ダイオードＤ_ｐ，Ｄ_ｎを備え、三相負荷１４に対して交流電力を出力する。三相負荷１４は三相モータなどであり、三相モータを例に説明する場合がある。

ＤＣ部１８の平滑コンデンサＣ_ｄｃが小容量であるため、ＤＣ部１８への流入エネルギー変動が小さくとも直流電圧Ｖ_ｄｃが大きく変動する。

特に、インバータ停止時の負荷１４のインダクタンスエネルギー還流時にＤＣ部１８に流入するエネルギー変動に応じて、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃも大きく変動する。負荷１４のモータインダクタンスが５ｍＨ、モータ抵抗が１Ω、平滑コンデンサＣ_ｄｃが２０μＦとする。その場合、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃが４００Ｖ、モータ電流が３０Ａである時に、インバータ回路２０の全てのスイッチング用パワー素子Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎが停止した場合のＤＣ部１８のＤＣ電圧Ｖ_ｄｃとモータ電流のシミュレーション結果を図６に示す。ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃは、インダクタンスエネルギーのＤＣ部１８への流入により上昇する。シミュレーション結果より６００Ｖを超えている。

インバータ回路２０において、スイッチング用パワー素子Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎに加えて、それらの制御回路や保護機能をワンパックにしたモジュールであるＩＰＭ(Intelligent Power Module)がある。一般的な家電、産業用途のインバータ用パワーモジュールとして、ＩＰＭが放熱の効率化、制御回路の簡素化・小型化、信頼性、コスト面の優位性から多用されている。

しかし、ＩＰＭのＤＣ電圧の最大定格が一般的には５００Ｖに設定されている。図９のシミュレーション結果は、最大定格を１００Ｖ以上超える結果となっている。過電圧に対する保護機能が働いたり、回路が停止することとなる。

過電圧の対策として、下記の特許文献１には、ＤＣ部にエネルギー吸収回路を追加した回路が開示されている。エネルギー吸収回路は、電解コンデンサを備えている。電解コンデンサによって平滑コンデンサの見かけ上の容量が大きくなり、電圧上昇が抑えられる。しかし、電解コンデンサを使用することで、小型化、低コスト化の妨げとなることが懸念される。

また、下記の特許文献２には、インバータ回路の上側アーム側または下側アーム側のスイッチング用パワー素子を全てオンさせ、ゼロベクトル状態とすることで、モータエネルギーをＤＣ部に流入させない手法が開示されている。一般には、モータを停止させる場合、インバータ回路を停止、すなわちスイッチング用パワー素子をオフにする必要がある。しかし、特許文献２の方法であれば、インバータ回路を停止させるときでも、上側アーム側または下側アーム側のスイッチング用パワー素子を全てオンさせる必要がある。このことは、安全上の問題となる。

図８のコンデンサレスインバータ５０は４つのダイオードからなるダイオード群１６であったが、図１０のように三相交流電源に対応して、６つのダイオードからなるダイオード群１６であっても同様である。

特許第３７７２８９８号公報特開２００２−１９９７４４号公報高橋勲「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」、平成１２年電気学会全国大会４−１４９（平成１２年３月）、第１５９１頁

本発明の目的は、インバータ回路の停止時に、ＤＣ電圧の上昇抑制を低コストの回路で実現できる電力変換装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置は、交流電源が出力する交流電圧を受けて三相負荷に三相交流電流を供給する電力変換回路と、三相負荷の各端子間を短絡させる短絡経路を備える。

前記電力変換回路は、交流電源が出力する交流電圧の全波整流を行うダイオード群と、ダイオード群の出力を受けるコンデンサと、前記コンデンサの両端電圧を受け、三相交流電流を出力するインバータと、を備え、前記両端電圧の脈動の最大値はその最小値の２倍以上である。

前記電力変換回路は、交流電源が出力する交流電圧から、逆阻止能力を有する双方向スイッチを用いて三相交流電流を出力するマトリクスコンバータである。

前記短絡経路は、第１整流素子と第２整流素子とが直列接続され、直列接続された第１整流素子と第２整流素子との間から三相負荷の各端子に接続された回路と、直列接続された前記第１整流素子と第２整流素子の両端の間に接続され、所定の電圧でオンになるスイッチとを備える。

前記第１整流素子が第１ダイオード、第２整流素子が第２ダイオードであり、第１ダイオードのアノードと第２ダイオードのカソードが直列接続される。

前記インバータの下側アームの還流ダイオードを、前記第２ダイオードと共用させている。

前記スイッチは、所定の電圧が印加されることにより、自動的にオンになる半導体素子を含む。

前記スイッチに所定の電圧が印加されたとき、三相負荷の相間電圧が所定電圧になったとき、または交流電源と三相負荷との間におけるＤＣ電圧が所定電圧になったときに、スイッチに対してオン信号を入力する制御回路を備える。

前記電力変換回路が停止したときにスイッチに対してオン信号を入力する制御回路を備える。

前記三相負荷は永久磁石同期モータであり、該永久磁石同期モータは、永久磁石の鎖交磁束の大きさをｄ軸インダクタンスの大きさで除した電流値以上の減磁耐力を有する。

本発明は、所定電圧でスイッチがオンになることにより、電力変換回路のＤＣ部に電流が流入せず、ＤＣ部の電圧上昇を抑えられる。電力変換回路の中にＩＰＭを使用した場合、所定電圧を適宜設定することにより、ＩＰＭの最大定格電圧を超えないようにすることができる。簡単な回路構成であり、コスト上昇や回路の大型化も抑えられる。

本発明の電力変換装置の構成を示す回路図である。図１のスイッチの構成を示す図であり、（ａ）はＩＧＢＴを制御回路でオン・オフするスイッチであり、（ｂ）はトリガ・ダイオードによって自動的にオン・オフするスイッチである。図１の回路のインバータ回路が停止したときのＤＣ部の電圧およびモータの電流を示すグラフである。インバータ回路の下側アームのダイオードを使用せず、新たにダイオードを設けた電力変換装置の構成を示す回路図である。マトリックスコンバータに本発明を適用した場合の図であり、（ａ）は回路図であり、（ｂ）はスイッチを示す図であり、（ｃ）はスイッチを示す図である。図１の回路において、三相交流電源に対応させた電力変換装置の構成を示す回路図である。図４の回路において、三相交流電源に対応させた電力変換装置の構成を示す回路図である。従来のコンデンサレスインバータを示す回路図である。図８の回路のインバータ回路が停止したときのＤＣ部の電圧およびモータの電流を示すグラフである。図８の回路において、三相交流電源に対応させたコンデンサレスインバータの構成を示す回路図である。

本発明の電力変換装置について図面を用いて説明する。

図１に示すように、電力変換装置１０は、交流電源１２と三相負荷１４との間に設けられ、三相負荷１４に対して所定の交流電力を出力する電力変換回路を備える。図１の交流電源１２は単相電源である。三相負荷１４は、例えば三相モータが挙げられる。以下、三相負荷１４は、三相モータとして説明する。

電力変換回路は、交流電源側から、ダイオード群１６、ＤＣ部１８、三相インバータ回路２０を備えた回路である。ダイオード群１６、ＤＣ部１８、三相インバータ回路２０は、第１電源線２２と第２電源線２４とで接続される。

ダイオード群１６は、４つのダイオードで構成されたダイオードブリッジである。ダイオード群１６は、全波整流をおこない、第１電源線２２と第２電源線２４とに直流電圧を出力する。第１電源線２２よりも第２電源線２４が低電位である。

ダイオード群１６の後段にあるＤＣ部１８には、ダイオード群１６から出力された直流電圧を平滑化するためのリアクトルＬ_ｉｎと平滑コンデンサＣ_ｄｃが備えられる。リアクトルＬ_ｉｎは第１電源線２２に挿入され、平滑コンデンサＣ_ｄｃは電源線２２と２４の間に接続される。図１に示すように、リアクトルＬ_ｉｎと平滑コンデンサＣ_ｄｃは、一般的な平滑回路の構成となっている。従来技術で説明したように、平滑コンデンサＣ_ｄｃは低容量であり、平滑コンデンサＣ_ｄｃの両端電圧の脈動の最大値は最小値の２倍以上である。

三相インバータ回路２０は、２つのスイッチング用パワー素子（トランジスタ）Ｔ_ｐとＴ_ｎが直列接続され、その間から三相負荷１４の端子に接続される。直列接続されたスイッチング用パワー素子Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎの両端は、第１電源線２２と第２電源線２４に接続される。スイッチング用パワー素子Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎは合計６個である。各スイッチング用パワー素子Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎと並列に還流ダイオードＤ_ｐ，Ｄ_ｎが接続される。スイッチング用パワー素子Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎのオン・オフのタイミングを調節することにより、所望の三相交流電流を三相負荷１４に出力する。

本発明は、三相負荷１４の各端子に整流素子Ｄ_０を接続する。整流素子Ｄ_０としてはダイオードが挙げられる。各ダイオードＤ_０はアノードが負荷１４の端子に接続される。また、ダイオードＤ_０のカソードは、三相インバータ回路２０の下側アームの電源線２４に、スイッチＳを介して接続される。

スイッチＳは、所定の電圧でオンになる。スイッチＳとしては、（１）サイリスタなどのオン制御が可能な半導体素子、（２）トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなどのオン・オフ制御が可能な半導体素子、（３）トリガ・ダイオードなどの所定電圧が印加されるとオンになって導通する半導体素子などが挙げられる。図２（ａ）に上記（２）のＩＧＢＴ２５ａが制御回路２５ｂによってオン・オフ制御されるスイッチＳの例であり、図２（ｂ）は上記（３）のトリガ・ダイオード２５ｃによって自動的にオン・オフされるスイッチＳの例である。

図２（ａ）の制御回路２５ｂはスイッチＳに対する印加電圧、ＤＣ部１８の電圧Ｖ_ｄｃ、またはモータ線間電圧を計測し、所定の電圧になれば半導体素子（ＩＧＢＴ２５ａ）に対してオンにする信号を送信する。また、インバータ回路２０を停止させるために全てのスイッチング用パワー素子Ｔ_ｐ，Ｔ_ｎがオフになったとき、半導体素子（ＩＧＢＴ２５ａ）をオンにしてもよい。この場合、制御回路２５ｂが三相インバータ回路２０の駆動回路と一体となっていてもよい。インバータ回路２０が停止したとき、ＤＣ部１８に電流が還流しない。

図１の装置１０であれば、スイッチＳがオンになることによって、三相負荷１４からダイオードＤ_０、スイッチＳ、下側アームの電源線２４、下側アームの還流ダイオードＤ_ｎを介して三相負荷１４に流れる電流の還流経路が形成される。スイッチＳがオンになることによってＤＣ部１８には電流は還流せず、ＤＣ部１８の電圧Ｖ_ｄｃを上昇させることはない。したがって、ＤＣ部１８の電圧Ｖ_ｄｃの上限値によってスイッチＳがオンになる電圧を適宜決定する。ダイオードＤ_０やＤ_ｎの整流作用によって、電流の逆流が防止される。

図３に、インバータ回路２０が停止したときのシミュレーション結果を示す。スイッチＳが４５０Ｖでオンになる以外は、従来技術の図９で説明した場合と同じである。４５０ＶでスイッチＳがオンになるため、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃはそれ以上の電圧の上昇はないことが確認できる。従来技術で説明したように、ＩＰＭのＤＣ電圧の最大定格が一般的には５００Ｖに設定されている。従来技術とは異なり、このＤＣ電圧最大定格を超えていず、過電圧保護機能や回路の停止が起きない。また、電流はモータの巻き線抵抗で消費され、徐々に低下する。

以上のように、本発明は、簡単な構成でＤＣ部１８の電圧Ｖ_ｄｃが所定の値以上にならない。ダイオードＤ_０やスイッチＳは小型かつ安価な半導体素子である。回路１０の大型化は生じず、小型の回路となる。

なお、図１と同様の働きをする回路構成として、ＤＣ部１８において、スイッチＳを電源線２２と２４の間に接続することが考えられる。スイッチＳがオンになると、三相負荷１４からダイオードＤ_ｐ、スイッチＳ，ダイオードＤ_ｎを介して三相負荷１４へ流れる還流経路が形成される。しかし、スイッチＳがオンになると、平滑コンデンサＣ_ｄｃや交流電源１２が短絡される。この短絡を防止するためには、スイッチＳと直列に抵抗を接続し、一般的な回生ブレーキの回路構成を取る必要が生じる。この抵抗によって小型化などが妨げられるおそれがある。したがって、ＤＣ部１８にスイッチＳを接続するのではなく、負荷１４の端子にダイオードＤ_０を介してスイッチＳを接続し、そのスイッチＳを下側アームの電源線２４に接続することが好ましい。

本発明は上記の実施形態に限定されることはない。図１の装置１０は、スイッチＳがオンになったときの還流経路としてインバータ回路２０の下側アームのダイオードＤ_ｎを使用したが、他のダイオードを備えてもよい。図４に示す電力変換装置１０ｂのように、第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオードＤ２のカソードとを直列接続したダイオード回路２６を設ける。各ダイオードＤ１，Ｄ２はそれぞれ３個であり、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の間から三相負荷１４の端子に接続される。

スイッチＳは、第１ダイオードＤ１のカソードと第２ダイオードＤ２のアノードとの間に接続される。スイッチＳは、図１の装置１０と同じであり、所定の電圧でオンになる。スイッチＳがオンになることにより、三相負荷１４から、第１ダイオードＤ１、スイッチＳ、第２ダイオードＤ２、三相負荷１４へと、電流の還流経路が形成される。スイッチＳがオンになることにより、この還流経路に電流が流れ、ＤＣ部１８には電流が流れない。ＤＣ部１８の電圧上昇を抑えることができる。ダイオードＤ１、Ｄ２は、整流作用によって電流の逆流を防止する。

また、図１や図４は単相コンデンサレスインバータに本発明を適用していたが、三相コンデンサレスインバータであってもよい。図６や図７の回路構成になり、交流電源１２は三相交流電源になる。

整流素子としてダイオードＤ_０，Ｄ１，Ｄ２を使用したが、他の半導体素子などで同様の回路を構成してもよい。

図５（ａ）のように、複数のスイッチング回路３２を用い、三相交流電力を出力するマトリクスコンバータ３０に本発明を適用した電力変換装置１０ｃにしてもよい。マトリクスコンバータ３０は、交流電源１２からの３つの入力に対して、それぞれ３つのスイッチング回路３２を備える。スイッチング回路３２は、双方向スイッチである。双方向スイッチとしては、例えば、図５（ｂ）のように、トランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｔ３のエミッタを直列接続し、各トランジスタＴ３と並列にダイオードＤ３を接続した回路が挙げられる。また、図５（ｃ）のように、アノード同士またはカソード同士を接続したダイオードＤ４，Ｄ５を直列接続し、その接続部同士をトランジスタＴ４で接続したダイオードブリッジが挙げられる。

さらに、必要に応じてマトリクスコンバータ３０にリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタを接続したり、マトリクスコンバータ３０と並列にクランプ回路を接続したりする。

図５の電力変換装置１０ｃは、図４の電力変換装置１０ｂと同様に、三相負荷１４の端子に接続されたダイオード回路２６と、スイッチＳで構成される。マトリックスコンバータ３０が停止し、所定の電圧でスイッチＳがオンになる。三相負荷１４、第１ダイオードＤ１、スイッチＳ、第２ダイオードＤ２、三相負荷１４と還流経路が形成される。マトリックスコンバータ３０の保護機能などは動作しない。

スイッチＳをオンにするタイミングとしては、スイッチＳに所定の電圧が印加されたとき、負荷１４の線間電圧が所定の値になったとき、マトリクスコンバータ３０が停止したときが挙げられる。このときにスイッチＳに対してオン信号を送信する制御回路（図示せず）を備える。また、スイッチＳが所定の電圧が印加されたときに自動的にオンになる素子を使用した場合、制御回路は省略される。

次に、三相負荷１４として、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を用いる場合を考える。ｕ相とｖ相とｗ相の三相からｄ軸とｑ軸の二軸に変換した場合、ＰＭＳＭの電圧方程式は、下の数式１のようになる。なお、ｄ軸は磁石の磁束の方向にとられ、ｑ軸はそれから電気的に９０度進んだ位相にとられている。

図１などの回路１０は、モータ１４の端子を短絡することとなる。モータ１４に印加される電圧Ｖｄ，Ｖｑは０となる。ここで微分項と巻線抵抗の項を無視すると、数式１は下の数式２になる。

数式２より、モータ１４には負のｄ軸電流が流れる。しかし、大きな負のｄ軸電流が流れた場合、ロータ内部の永久磁石が減磁するという問題が発生する。減磁に至る負のｄ軸電流の値を減磁電流Ｉｍと呼ぶ（Ｉｍは負の値）。ここで、下記の数式３を満たすように各モータ機器定数を設定することにより、本発明の回路１０が動作した場合に減磁を起こさないようになる。

その他、本発明は、その主旨を逸脱しない範囲で当業者の知識に基づき種々の改良、修正、変更を加えた態様で実施できるものである。

１０：電力変換装置
１２：交流電源
１４：三相負荷（三相モータ）
１６：ダイオード群
１８：ＤＣ部
２０：インバータ回路
２２：上側アームの電源線
２４：下側アームの電源線
２５ａ：ＩＧＢＴ
２５ｂ：制御回路
２５ｃ：トリガ・ダイオード

Claims

交流電源が出力する交流電圧を受けて三相負荷に三相交流電流を供給する電力変換回路と、
三相負荷の各端子間を短絡させる短絡経路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記電力変換回路は、
前記交流電源が出力する交流電圧の全波整流を行うダイオード群と、
前記ダイオード群の出力を受けるコンデンサと、
前記コンデンサの両端電圧を受け、三相交流電流を出力するインバータと、
を備え、
前記両端電圧の脈動の最大値はその最小値の２倍以上であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記電力変換回路は、交流電源が出力する交流電圧から、逆阻止能力を有する双方向スイッチを用いて三相交流電流を出力するマトリクスコンバータであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記短絡経路は、第１整流素子と第２整流素子とが直列接続され、直列接続された第１整流素子と第２整流素子との間から三相負荷の各端子に接続された回路と、
直列接続された前記第１整流素子と第２整流素子の両端の間に接続され、所定の電圧でオンになるスイッチと、
を備えたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。
前記第１整流素子が第１ダイオード、第２整流素子が第２ダイオードであり、第１ダイオードのアノードと第２ダイオードのカソードが直列接続された請求項４に記載の電力変換装置。
前記インバータの下側アームの還流ダイオードを、前記第２ダイオードと共用させたことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
前記スイッチは、所定の電圧が印加されることにより、自動的にオンになる半導体素子であることを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記載の電力変換装置。
前記スイッチに所定の電圧が印加されたとき、三相負荷の線間電圧が所定電圧になったとき、または交流電源と三相負荷との間におけるＤＣ電圧が所定電圧になったときに、スイッチに対してオン信号を入力する制御回路を備えた請求項４乃至６のいずれかに記載の電力変換装置。
前記電力変換回路が停止したときに前記スイッチに対してオン信号を入力する制御回路を備えた請求項４乃至６のいずれかに記載の電力変換装置。
前記三相負荷は永久磁石同期モータであり、該永久磁石同期モータは、永久磁石の鎖交磁束の大きさをｄ軸インダクタンスの大きさで除した電流値以上の減磁耐力を有することを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の電力変換装置。