JP7041377B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
本開示の第8の態様は、第1の態様から第6の態様のいずれか1つにおいて、上記オン制御中における上記負荷のdq軸電流ベクトルの大きさをIdq、上記負荷の磁石に不可逆減磁を起こすd軸電流の大きさの最小値をIm、上記磁石の磁束をΦm、上記負荷のd軸インダクタンスをLdとした場合に、上記オン制御は、下式が成り立つように行われることを特徴とする電力変換装置である。
本開示の第9の態様は、第1の態様から第8の態様のいずれか1つにおいて、上記スイッチング素子(41a~46a)は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドを含むワイドバンドギャップ半導体を主材料とした素子であることを特徴とする電力変換装置である。
<概要>
図1は、本実施形態1に係る電力変換装置(10)の回路図である。電力変換装置(10)は、交流電源(1)及び負荷(2)に接続されている。
図1に示すように、電力変換装置(10)は、コンバータ回路(20)、直流リンク部(30)、インバータ回路(40)、過電圧保護回路(50)、制御回路としての第1制御部(60)及び第2制御部(70)を備える。
コンバータ回路(20)は、複数の半導体素子を有する。コンバータ回路(20)は、交流電源(1)から出力される電源電力を直流電力に変換する。
直流リンク部(30)は、コンバータ回路(20)及びインバータ回路(40)の間に位置し、コンデンサ(31)を有する。コンデンサ(31)は、コンバータ回路(20)の一対の出力ノード間に接続されており、コンバータ回路(20)及びインバータ回路(40)それぞれに対し並列に接続されている。
ここで、スイッチング周期は、スイッチング素子(41a~46a)がオンオフを繰り返す周期である。本実施形態1では、PWM制御によりスイッチング素子(41a~46a)が制御されるので、スイッチング周期は、搬送波のキャリア周期となる。
一般的な電力変換装置では、コンバータ回路(20)の出力電圧を平滑化するための平滑コンデンサとして、電解コンデンサが用いられる。一方、本実施形態のコンデンサ(31)の容量値は、この平滑コンデンサの約0.01倍であって、実際には数十μF程度である。一例として、コンデンサ(31)は、フィルムコンデンサで構成される。
インバータ回路(40)の一対の入力ノードは、コンデンサ(31)の両端に接続されている。インバータ回路(40)は、複数のスイッチング素子(41a~46a)と還流ダイオード(41b~46b)とを有する。複数のスイッチング素子(41a~46a)は、上アームスイッチング素子(41a~43a)及び下アームスイッチング素子(44a~46a)を、それぞれ複数ずつ含む。上アームスイッチング素子(41a~43a)それぞれは、対応する下アームスイッチング素子(44a~46a)と、直列に接続されている。上アームスイッチング素子(41a~43a)と下アームスイッチング素子(44a~46a)との中点は、負荷(2)の各相のコイル(U相、V相、W相のコイル)それぞれに接続され、インバータ回路(40)の出力ノードを構成している。以下、インバータ回路(40)から負荷(2)のU相に流れるインバータ回路(40)の出力電流をU相電流Iu、インバータ回路(40)から負荷(2)のV相に流れるインバータ回路(40)の出力電流をV相電流Iv、インバータ回路(40)から負荷(2)のW相に流れるインバータ回路(40)の出力電流をW相電流Iwと呼ぶ。
過電圧保護回路(50)は、コンバータ回路(20)と直流リンク部(30)との間において、コンバータ回路(20)及びコンデンサ(31)に対し並列に接続されている。過電圧保護回路(50)は、抵抗(51)及び半導体素子(52)を有する。抵抗(51)及び半導体素子(52)は、互いに直列に接続されている。
第1制御部(60)は、各種素子、マイクロコンピュータおよびメモリ等で構成される。第1制御部(60)の出力端子は、インバータ回路(40)における各スイッチング素子(41a~46a)のゲート端子と接続されている。
第2制御部(70)は1つの入力端子を有する。このの入力端子には、電圧検出部(32)によって検出された直流リンク電圧(Vdc)が入力される。
図2のタイミングチャートを用いて、電力変換装置(10)に含まれる各回路の動作について説明する。図2には、直流リンク電圧(Vdc)、インバータ回路(40)の動作、各比較器(74,75)の出力信号、及び過電圧保護回路(50)の動作それぞれの、経時的変化が表れている。
図1に示すように、インバータ回路(40)及び過電圧保護回路(50)は、同一パッケージ(P1)内に収められている。
本実施形態1では、負荷(2)のインダクタンス成分に蓄えられている磁気エネルギーを過電圧保護回路(50)により消費できるので、コンデンサ(31)の容量を小さくできる。
本実施形態2の電力変換装置(10)について、図3及び図4を用いて説明する。
本実施形態2では、第2制御部(70)の構成が上記実施形態1とは異なる。第2制御部(70)を除き、図3における電力変換装置(10)の構成は図1と同様である。以下では、第2制御部(70)について説明する。
上記実施形態1と同様、第2制御部(70)の1つの入力端子は、電圧検出部(32)に接続されている。第2制御部(70)の1つの出力端子は、過電圧保護回路(50)の半導体素子(52)の入力端子に接続されている。第2制御部(70)は、過電圧保護回路(50)を制御する。
図4には、直流リンク電圧(Vdc)、インバータ回路(40)の動作、比較器(74)の出力信号、ON時間設定器(81)の出力信号、及び過電圧保護回路(50)の動作それぞれの、経時的変化が表れている。
上記実施形態1とは異なり、本実施形態2では、インバータ回路(40)に印加される直流リンク電圧(Vdc)が、第3所定値以上となった場合、第2制御部(70)は、過電圧保護回路(50)の動作を開始させる。過電圧保護回路(50)が動作を開始してから所定時間経過した場合、第2制御部(70)は、過電圧保護回路(50)の動作を停止させる。過電圧保護回路(50)の動作によって、直流リンク電圧(Vdc)は低下する。第3所定値と所定時間によって過電圧保護回路(50)の部品の最適な電力容量を選定することが可能となり、装置の小型化と低コスト化を実現できる。
≪実施形態3≫
本実施形態3の電力変換装置(10)について、図5及び図6を用いて説明する。
本実施形態3の電力変換装置(10)は、上記実施形態1の図1の構成に加え、第1制御部(60)と第2制御部(70)とを繋ぐ1本の配線(L1)を備えている。また、第1制御部(60)が、実施形態1の図1の構成に加え、2つの入力端子と1つの出力端子をさらに有し、第2制御部(70)が、実施形態1の図1の構成に加え、1つの入力端子とAND演算器(78)をさらに有している。
図6には、直流リンク電圧(Vdc)、インバータ回路(40)の動作、第1制御器(60)の出力信号(ES1)、各比較器(74,75)の出力信号及び過電圧保護回路(50)の動作それぞれの、経時的変化が表れている。
つ第5所定値よりも高い値になったとする。比較器(74)の出力信号のみが、“ON”から“OFF”に切り替えられるが、判定器(76)の出力信号は、時刻t3から引き続き“ON”であり、動作信号(G_OVDPOR)も“ON”を維持する。直流リンク電圧(Vdc)をできるだけ低下させるためである。過電圧保護回路(50)は、時刻t4以降も動作し、直流リンク電圧(Vdc)は下降し続ける。
上記実施形態1,2とは異なり、本実施形態3では、スイッチング動作停止中のインバータ回路(40)に印加される直流リンク電圧(Vdc)が、第4所定値以上となった場合、第2制御部(70)は、過電圧保護回路(50)を動作させる。過電圧保護回路(50)の動作によって、直流リンク電圧(Vdc)は低下する。過電圧保護回路(50)の動作開始後、第1制御部(60)は、スイッチング動作停止中のインバータ回路(40)における複数のスイッチング素子(41a~46a)のうち、少なくとも1つをオン(スイッチング)させる。過電圧保護回路(50)の負担は軽減されるため、電力許容値がより小さいものを、抵抗(51)及び半導体素子(52)として選択できる。
本実施形態4の電力変換装置(10)について、図7を用いて説明する。
本実施形態4では、実施形態3の構成に加えて、第1制御部(60)に1つの入力端子と1つの出力端子を、第2制御部(70)に2つの入力端子と1つのON時間設定器(79)と1つのOR回路(77)を、第1制御部(60)と第2制御部(70)とを繋ぐ1本の配線(L2)を設けている。
図8には、直流リンク電圧(Vdc)、インバータ回路(40)の動作、制御信号(ES2)、異常停止信号(ABS),及び過電圧保護回路(50)の動作それぞれの、交流電源(1)の投入前後における経時的変化が表れている。
本実施形態4によると、コンデンサ(31)の充電過程において、直流リンク電圧(Vdc)が第1所定値以上となったときに、過電圧保護回路(50)を動作させるので、充電経路のインダクタンス成分Lとコンデンサ(31)によって構成された共振回路の共振によってコンデンサ(31)の電圧が第7所定値を大きく超えるのを防止できる。過電圧保護回路(50)を動作させない場合、充電経路のインダクタンス成分Lとコンデンサ(31)によって構成された共振回路の共振によって、コンデンサ(31)の電圧は、交流電源(1)の電圧のピーク値の2倍まで上昇する。しかし、第1所定値を交流電源(1)の電圧のピーク値に設定することにより、コンデンサ(31)の充電過程で充電経路のインダクタンス成分Lに流れる成分の一部を過電圧保護回路(50)に流し、コンデンサ(31)の電圧の上昇を抑制できる。したがって、コンデンサ(31)の耐電圧を小さくし、コンデンサ(31)を小型化するとともにコストを削減できる。
本実施形態5の電力変換装置(10)について、図10を用いて説明する。
本実施形態5では、コンバータ回路(20)が、実施形態4の構成に加え、コンバータ回路(20)の出力電流を検出する電流検出部(27)を備えている。
図11のタイミングチャートを用いて、電力変換装置(10)に含まれる各回路の動作について説明する。図11には、直流リンク電圧(Vdc)、コンバータ回路(20)の出力電流、コンバータ回路(20)の出力電流の微分、閾値超過信号、ON時間設定器(95)の出力信号、及び過電圧保護回路(50)の動作それぞれの、経時的変化が表れている。
本実施形態5では、充電経路のインダクタンス成分Lとコンデンサ(31)によって構成された共振回路で共振が発生する期間の一部において、過電圧保護回路(50)を動作させ、インダクタンス成分Lに流れる成分の一部を過電圧保護回路(50)に流すので、コンデンサ(31)の電圧の上昇を抑制できる。
<構成>
本実施形態6では、図1に二点鎖線の矢印で示すように、第1制御部(60)が、第2制御部(70)により出力される動作信号(G_OVDPOR)を受信する。そして、動作信号(G_OVDPOR)が“ON”のとき、第1制御部(60)が、インバータ回路(40)の3相の出力ノードが、コンデンサ(31)の共通の電極に接続されるように、1つまたは2つのスイッチング素子(41a~46a)をオンするオン制御を実行する。ここでオンされるスイッチング素子(41a~46a)は、インバータ回路(40)の出力電流の方向が共通の2つの相か、又はインバータ回路(40)の出力電流の方向が他の2つの相と異なる1つの相となる。オン制御中のスイッチング周期は、負荷(2)への電力供給中におけるスイッチング周期と等しく設定される。
例えば図2のフローチャートの時刻t3において、動作信号(G_OVDPOR)が“OFF”から“ON”に切り替えられると、第1制御部(60)は、インバータ回路(40)の3相の出力ノードが、コンデンサ(31)の共通の電極に接続されるように、1つまたは2つのスイッチング素子(41a~46a)をオンするオン制御を実行する。例えば、図12に示すように、インバータ回路(40)の出力電流のうち、U相電流Iuが正の値、V相電流Iv及びW相電流Iwが負の値である場合には、V相及びW相の下アームスイッチング素子(45a,46a)をオンすることにより、インバータ回路(40)の3相全ての出力ノードを、コンデンサ(31)の負極電位とし、インバータ回路(40)の出力ノード間の電圧を略零にできる。したがって、インバータ回路(40)の出力電力が略零となり、オン制御中のインバータ回路(40)の平均出力電力も略零となる。ここで、「インバータ回路(40)の出力ノード間の電圧が略零」とは、インバータ回路(40)の出力ノード間の電圧に、還流ダイオード(41b~46b)及びスイッチング素子(41a~46a)における電圧降下に応じた誤差が、零との間に生じる場合も含むものとする。また、「インバータ回路(40)の出力電力が略零」とは、インバータ回路(40)の出力電力に、還流ダイオード(41b~46b)、スイッチング素子(41a~46a)、負荷(2)の抵抗成分における電力消費および負荷(2)の鉄損に起因する誤差が、零との間に生じる場合も含むものとする。
したがって、本実施形態6では、過電圧保護回路(50)の動作中にインバータ回路(40)によって出力される電力が略零になるので、負荷(2)からコンデンサ(31)に移動する電気エネルギーの量を略零とし、コンデンサ(31)の容量を小さくできる。
<インバータ回路のベクトル>
図13に示すように、2レベル三相電圧型インバータは、8種類のベクトルV0~V7の状態を取り得る。図13中、()内の数字は、左から順にU,V,W相の出力ノードとコンデンサ(31)(直流リンク部(30))との接続状態を表しており、“1”は出力ノードがコンデンサ(31)の正極と接続された状態、“0”は出力ノードがコンデンサ(31)の負極と接続された状態である。すなわち、“1”は上アームスイッチング素子(41a~43a)がオンで下アームスイッチング素子(44a~46a)がオフ、“0”は上アームスイッチング素子(41a~43a)がオフで下アームスイッチング素子(44a~46a)がオンとなる。ベクトルV1~V6は基本ベクトルと呼ばれる。ベクトルの大きさは、上記搬送波のキャリア周期内で出力する時間の比率によって変わり、キャリア周期の1/2の時間出力すると1/2の大きさとなる。V0は下アームスイッチング素子(44a~46a)が全てオン、V7は上アームスイッチング素子(41a~43a)が全てオンであり、いずれも出力電圧が零となるために零ベクトルと呼ばれている。
本実施形態7では、第1制御部(60)が、動作信号(G_OVDPOR)が“ON”のとき、インバータ回路(40)を零ベクトルの状態とする動作を、オン制御として実行する。つまり、下アームスイッチング素子(44a~46a)を全てオンし、かつ上アームスイッチング素子(41a~43a)を全てオフするベクトルV0の状態か、上アームスイッチング素子(41a~43a)を全てオンし、かつ下アームスイッチング素子(44a~46a)を全てオフするベクトルV7の状態とする。
例えば図2のタイミングチャートの時刻t3において、動作信号(G_OVDPOR)が“OFF”から“ON”に切り替えられると、第1制御部(60)は、インバータ回路(40)を零ベクトルの状態とする。これにより、インバータ回路(40)の3相全ての出力ノードを、コンデンサ(31)の負極電位又は正極電位とし、インバータ回路(40)の出力ノード間の電圧を略零にできる。したがって、インバータ回路(40)の出力電力が略零となり、オン制御中のインバータ回路(40)の平均出力電力も略零となる。
<構成>
本実施形態8では、第1制御部(60)が、動作信号(G_OVDPOR)が“ON”のとき、スイッチング素子(41a~46a)の各スイッチング周期において、各スイッチング周期におけるインバータ回路(40)の平均出力電力が略零となるように、インバータ回路(40)の出力電力を正と負に切り替える制御を、オン制御として実行する。具体的には、図14に示すように、各キャリア周期、すなわち各スイッチング周期において、インバータ回路(40)の状態を、ベクトルV7→ベクトルV6→ベクトルV0→ベクトルV1→ベクトルV7のように遷移させる制御を、オン制御として実行する。なお、各スイッチング素子(41a~46a)をオンオフするとき、実際には、上アームスイッチング素子(41a~43a)及び下アームスイッチング素子(44a~46a)の両方をオフするデッドタイムを設けるが、図14では、当該デッドタイムの図示を省略している。また、図14では、説明のため、キャリア周期内における直流リンク部電圧Vdc及びインバータ回路(40)の出力電流の変化の図示を省略している。オン制御中にインバータ回路(40)の状態をベクトルV1、V6とする期間は、コンデンサ(31)が耐電圧を超えないように設定される。
<動作>
一般に、インバータ回路(40)の入力電流は、電圧ベクトルと、インバータ回路(40)の出力電流とに応じたものとなる。図14の例では、インバータ回路(40)の出力電流のうち、U相電流Iuが正の値、V相電流Iv及びW相電流Iwが負の値となっている。この場合、インバータ回路(40)の入力電流は、インバータ回路(40)の状態をベクトルV6としたときに、W相電流Iwの符号を反転した電流となり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV1としたときに、W相電流Iwとなり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV0,V7としたときに、零アンペアとなっている。各キャリア周期におけるベクトルV6とベクトルV1の出現時間が等しくなっているので、図13中2点鎖線で示すように、ベクトルV6とベクトルV1の大きさが等しい。インバータ回路(40)の出力電力は、回路損失を無視した場合、インバータ回路(40)の入力電力と等しくなる。図14において、インバータ回路(40)の入力電力(出力電力)は、直流リンク部電圧Vdcとインバータ回路(40)の入力電流との積となる。インバータ回路(40)の状態をベクトルV6,V1としたときのインバータ回路(40)の出力電力(入力電力)は、その時間積(電力量)の絶対値が等しく、極性が異なるものとなる。また、インバータ回路(40)の状態をベクトルV0,V7としたときの出力電力は零となる。よって、平均出力電力(時間平均)は零となる。以上の関係は、相電流の極性の組み合わせに関係なく成り立つ。
<構成>
実施形態8の変形例1では、第1制御部(60)が、図15に示すように、各キャリア周期、すなわち各スイッチング周期において、インバータ回路(40)の状態を、ベクトルV7→ベクトルV6→ベクトルV2→ベクトルV0→ベクトルV1→ベクトルV5→ベクトルV7のように遷移させる制御を、オン制御として実行する。図15でも、上記デッドタイムの図示、及びキャリア周期内における直流リンク部電圧Vdc及びインバータ回路(40)の出力電流の変化の図示を省略している。オン制御中にインバータ回路(40)の状態をベクトルV1、V2、V5、V6とする期間は、コンデンサ(31)が耐電圧を超えないように設定される。
図15の例でも、インバータ回路(40)の出力電流のうち、U相電流Iuが正の値、V相電流Iv及びW相電流Iwが負の値となっている。この場合、インバータ回路(40)の入力電流は、インバータ回路(40)の状態をベクトルV6としたときに、W相電流Iwの符号を反転した電流となり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV2としたときに、V相電流Ivとなり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV1としたときに、W相電流Iwとなり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV5としたときに、V相電流Ivの符号を反転した電流となり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV0,V7としたときに、零アンペアとなっている。各キャリア周期におけるベクトルV6とベクトルV1の出現時間が等しく、かつベクトルV2とベクトルV5の出現時間が等しくなっているので、図13中2点鎖線で示すように、ベクトルV6とベクトルV1の大きさが等しく、かつ図13中1点鎖線で示すように、ベクトルV2とベクトルV5の大きさが等しい。インバータ回路(40)の出力電力は、回路損失を無視した場合、インバータ回路(40)の入力電力と等しくなる。よって、平均出力電力(時間平均)は零となる。以上の関係は、相電流の極性の組み合わせに関係なく成り立つ。
<構成>
実施形態8の変形例2では、第1制御部(60)が、動作信号(G_OVDPOR)が“ON” であって、かつ方向が逆の1対のベクトルのうちのいずれか一方の状態のときに、図16に示すように、電圧検出部(32)によって検出された直流リンク電圧(Vdc)と、直流リンク電圧指令とに基づいて、スイッチング素子(41a~46a)を制御するスイッチング信号を制御する。具体的には、図16のブロック線図に示すように、第1制御部(60)が、PI制御器(61)を有する。ベクトルV6及びベクトルV1のうちのいずれか一方の状態において、第1制御部(60)は、直流リンク電圧(Vdc)と、直流リンク電圧指令との偏差に基づいてPI制御器(61)によって算出された指令値補正量を、U相、V相及びW相の変調波に加算する。
<構成>
実施形態8の変形例3では、電力変換装置(10)が、インバータ回路(40)の出力電流、すなわちインバータ回路(40)とコンデンサ(31)との間を流れる電流を検出する電流検出器(図示せず)を備えている。そして、第1制御部(60)が、当該電流検出器により検出された電流と、電圧検出部(32)によって検出された直流リンク電圧(Vdc)とに基づいてインバータ回路(40)の出力電力を算出し、次のスイッチング周期(キャリア周期)において出力電力を零に近づけるように指令値補正量を算出する。そして、U相、V相及びW相の変調波に当該指令値補正量を加算する。電流検出器としては、直流部に設けたシャント抵抗を有する安価なものを用いることができる。
<構成>
本実施形態9では、動作信号(G_OVDPOR)が“ON”のとき、第1制御部(60)が、スイッチング素子(41a~46a)の2つの連続するスイッチング周期(キャリア周期)内において、インバータ回路(40)の平均出力電力が略零となるように、インバータ回路(40)の出力電力を正と負に切り替える制御を、オン制御として実行する。具体的には、図17に示すように、連続する2つのスイッチング周期のうち、前の一方のスイッチング周期において、インバータ回路(40)の状態を、ベクトルV7→ベクトルV6→ベクトルV2→ベクトルV0→ベクトルV2→ベクトルV6→ベクトルV7のように遷移させ、後の他方のスイッチング周期において、インバータ回路(40)の状態を、ベクトルV7→ベクトルV5→ベクトルV1→ベクトルV0→ベクトルV1→ベクトルV5→ベクトルV7のように遷移させる制御を、オン制御として実行する。オン制御中にインバータ回路(40)の状態をベクトルV1、V2、V5、V6とする期間は、コンデンサ(31)が耐電圧を超えないように設定される。
図17の例では、インバータ回路(40)の出力電流のうち、U相電流Iuが正の値、V相電流Iv及びW相電流Iwが負の値となっている。この場合、インバータ回路(40)の入力電流は、インバータ回路(40)の状態をベクトルV6としたときに、W相電流Iwの符号を反転した電流となり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV2としたときに、V相電流Ivとなり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV1としたときに、W相電流Iwとなり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV5としたときに、V相電流Ivの符号を反転した電流となり、インバータ回路(40)の状態をベクトルV0,V7としたときに、零アンペアとなっている。一方のスイッチング周期におけるベクトルV6の出現時間と他方のスイッチング周期におけるベクトルV1の出現時間が等しく、一方のスイッチング周期におけるベクトルV2の出現時間と他方のスイッチング周期におけるベクトルV5の出現時間とが等しくなっているので、図13中2点鎖線で示すように、ベクトルV6とベクトルV1の大きさが等しく、図13中1点鎖線で示すように、ベクトルV2とベクトルV5の大きさが等しい。したがって、インバータ回路(40)の状態をベクトルV6,V1としたときのインバータ回路(40)の出力電力(入力電力)は、その時間積(電力量)の絶対値が等しく、極性が異なるものとなる。また、インバータ回路(40)の状態をベクトルV2,V5としたときのインバータ回路(40)の出力電力(入力電力)は、その時間積(電力量)の絶対値が等しく、極性が異なるものとなる。また、インバータ回路(40)の状態をベクトルV0,V7としたときの出力電力は零となる。よって、2つのスイッチング周期における平均出力電力(時間平均)は零となる。
<構成>
本実施形態10では、図18に示すように、第1制御部(60)が、オン制御中のスイッチング周期を、負荷(2)への電力供給中におけるスイッチング周期よりも高くする。
したがって、本実施形態10では、オン制御中のスイッチング周期を、負荷(2)への電力供給中のスイッチング周期よりも高くするので、負荷(2)への電力供給中のスイッチング周期と同じにした場合に比べ、直流リンク電圧(Vdc)のリプルを小さくし、オン制御中に、コンデンサ(31)の電圧の上昇をより確実に抑制できる。
<構成>
本実施形態10の変形例では、図19に示すように、負荷(2)に電力を供給する負荷駆動期間と、オン制御を行う出力電力略零期間との間に、インバータ回路(40)の全てのスイッチング素子(41a~46a)をオフする全スイッチオフ期間を設ける。全スイッチオフ期間は、直流リンク電圧(Vdc)が直流リンク部(30)に接続されている素子の耐圧を超えない程度の長さに設定される。
交流電源(1)は、三相電源に代えて単相電源であることができる。単相電源の場合、電源電圧(Vac)の周波数に応じた直流リンク電圧(Vdc)の脈動成分は、電源電圧(Vac)の周波数に対して約2倍の周波数である。この場合、直流リンク電圧(Vdc)は、その最大値がその最小値の2倍以上になるように、脈動する。
これにより、モータ制御が脱調した時等、ロータの位置が正確に分からない場合であっても確実に負荷(2)の磁石の不可逆減磁を防止できる。
20 コンバータ回路
31 コンデンサ
40 インバータ回路
41a~43a 上アーム側スイッチング素子
44a~46a 下アーム側スイッチング素子
50 過電圧保護回路
51 抵抗
52 半導体素子
60 第1制御部(制御回路)
70 第2制御部(制御回路)
80 基板
Vdc 直流リンク電圧(入力電圧)
Claims (7)
- 交流電源(1)から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路(20)と、
複数のスイッチング素子(41a~46a)を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路(40)と、
上記コンバータ回路(20)及び上記インバータ回路(40)の間において上記コンバータ回路(20)及び上記インバータ回路(40)それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路(20)の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路(40)の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ(31)と、
上記インバータ回路(40)を制御する制御回路(60,70)とを備え、
上記制御回路(60,70)は、上記インバータ回路(40)による負荷への電力供給を停止させるときに、上記インバータ回路(40)の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子(41a~46a)のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子(41a~46a)のうちの少なくとも1つをオンさせるオン制御を実行し、
上記オン制御は、上記スイッチング素子(41a~46a)のスイッチング周期において、上記インバータ回路(40)の出力電力が正と負に切り替えられ、かつ各スイッチング周期における上記インバータ回路(40)の平均出力電力が略零となるように行われることを特徴とする電力変換装置。 - 交流電源(1)から出力される交流の電源電力を直流電力に変換するコンバータ回路(20)と、
複数のスイッチング素子(41a~46a)を有し、上記直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータ回路(40)と、
上記コンバータ回路(20)及び上記インバータ回路(40)の間において上記コンバータ回路(20)及び上記インバータ回路(40)それぞれに対し並列に接続され、上記コンバータ回路(20)の出力電圧の変動を許容し、スイッチング動作に起因する上記インバータ回路(40)の出力電圧の変動を吸収するコンデンサ(31)と、
上記インバータ回路(40)を制御する制御回路(60,70)とを備え、
上記制御回路(60,70)は、上記インバータ回路(40)による負荷への電力供給を停止させるときに、上記インバータ回路(40)の平均出力電力の絶対値が、複数の上記スイッチング素子(41a~46a)のすべてをオフにした場合に比べて小さくなるように、複数の上記スイッチング素子(41a~46a)のうちの少なくとも1つをオンさせるオン制御を実行し、
上記オン制御は、上記スイッチング素子(41a~46a)の複数の連続するスイッチング周期内において、上記インバータ回路(40)の出力電力が正と負に切り替えられ、かつ当該複数の連続するスイッチング周期内における上記インバータ回路(40)の平均出力電力が略零となるように行われることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1又は2において、
上記オン制御は、上記インバータ回路(40)から上記コンデンサ(31)に流れる電流、及び上記コンデンサ(31)の電圧のうちの少なくとも一方に基づいて指令値補正量を算出し、当該指令値補正量を変調波に加算することにより、上記スイッチング素子(41a~46a)を制御するスイッチング信号を制御するものであることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から請求項3のいずれか1項において、
上記オン制御中における上記スイッチング素子(41a~46a)のスイッチング周期は、上記負荷への電力供給中における上記スイッチング周期よりも短く設定されることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から請求項4のいずれか1項において、
上記負荷は、磁石モータであり、
上記オン制御中における上記負荷のd軸電流をId、上記負荷のq軸電流をIq、上記負荷の磁石に不可逆減磁を起こすd軸電流の大きさの最小値をIm、上記磁石の磁束をΦm、上記負荷のd軸インダクタンスをLdとした場合に、上記オン制御は、下式が成り立つように行われることを特徴とする電力変換装置。
(Id+Φm/Ld)2+Iq2<Im2 - 請求項1から請求項4のいずれか1項において、
上記オン制御中における上記負荷のdq軸電流ベクトルの大きさをIdq、上記負荷の磁石に不可逆減磁を起こすd軸電流の大きさの最小値をIm、上記磁石の磁束をΦm、上記負荷のd軸インダクタンスをLdとした場合に、上記オン制御は、下式が成り立つように行われることを特徴とする電力変換装置。
Idq<Im-Φm/Ld - 請求項1から請求項6のいずれか1項において、
上記スイッチング素子(41a~46a)は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドを含むワイドバンドギャップ半導体を主材料とした素子である
ことを特徴とする電力変換装置。
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