JP2001224178A - 整流回路および圧縮機駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 整流回路において、力率の向上および高調波
電流の低減を図るとともに、ノイズおよび熱の発生を低
減し、また、リアクトル音を低減するとともに、電流保
護回路を設けずに簡易的でかつオープンループ可能な構
成とすること。 【解決手段】 リアクトル１８と、整流手段４と、電源
短絡手段を構成するコンデンサ５１およびトランジスタ
５２，５３と、電荷放電手段を構成するダイオード６１
〜６４およびコンデンサ６５，６６とを有する。電源短
絡手段は、交流電圧により流れる電流をコンデンサ５１
の充放電によって制御する。電荷放電手段は、交流電圧
の極性変化後に、コンデンサ５１に蓄積された電荷を、
整流手段４の出力側に放電する。トランジスタ５２，５
３は、交流電圧のゼロクロスのタイミングから遅れてオ
ンに切り替わる。トランジスタ５２，５３は、電流がゼ
ロのときにオフに切り替わる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流を直流に変換
する整流回路、およびその整流回路を用いた圧縮機駆動
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５０は、特開平１−２５９７５８号公
開公報に開示された従来の整流回路の構成を示す回路ブ
ロック図である。この整流回路は、コンデンサ１１、４
個のダイオード１２，１３，１４，１５、２個のｎｐｎ
トランジスタ１６，１７およびリアクトル１８を備えて
いる。

【０００３】第１のダイオード１２のカソードは第１の
ｎｐｎトランジスタ１６のコレクタに接続されている。
第１のダイオード１２のアノードは第１のｎｐｎトラン
ジスタ１６のエミッタに接続されている。トランジスタ
とダイオードのこのような接続関係を逆並列接続とい
う。すなわち、第１のダイオード１２は第１のｎｐｎト
ランジスタ１６に逆並列接続されている。同様に、第２
のダイオード１３は第２のｎｐｎトランジスタ１７に逆
並列接続されている。２個のｎｐｎトランジスタ１６，
１７は直列に接続されている。第１のｎｐｎトランジス
タ１６のエミッタと第２のｎｐｎトランジスタ１７のコ
レクタとの接続点はリアクトル１８の一端に接続されて
いる。リアクトル１８の他端は交流電源２の一方の出力
端子に接続されている。

【０００４】また、第３のダイオード１４のアノードは
第４のダイオード１５のカソードに接続されており、そ
の接続点は交流電源２の他方の出力端子に接続されてい
る。すなわち、直列に接続された第３および第４のダイ
オード１４，１５の接続点と、直列に接続された第１お
よび第２のｎｐｎトランジスタ１６，１７の接続点との
間に、交流電圧が印加される。第３のダイオード１４の
カソードおよび第１のｎｐｎトランジスタ１６のコレク
タは、コンデンサ１１の一方の電極と負荷の一端に共通
接続されている。また、第４のダイオード１５のアノー
ドおよび第２のｎｐｎトランジスタ１７のエミッタは、
コンデンサ１１の他方の電極と負荷の他端に共通接続さ
れている。第１および第２のｎｐｎトランジスタ１６，
１７のそれぞれのベースは、図示しない制御回路に接続
される。その制御回路によって、第１のｎｐｎトランジ
スタ１６と第２のｎｐｎトランジスタ１７は、交流電源
２の半周期ごとに動作させられる。すなわち、第１のｎ
ｐｎトランジスタ１６は交流電源２の１周期間のうち半
分の期間だけ高周波で動作し、第２のｎｐｎトランジス
タ１７は残りの半期間だけ高周波で動作する。

【０００５】つぎに、図５０に示す整流回路の動作につ
いて説明する。第２のｎｐｎトランジスタ１７がオン状
態のとき、交流電源２は、リアクトル１８、第２のｎｐ
ｎトランジスタ１７および第４のダイオード１５を介し
て短絡される。したがって、交流電源２−リアクトル１
８−第２のｎｐｎトランジスタ１７−第４のダイオード
１５−交流電源２からなる閉回路に短絡電流が流れる。

【０００６】第２のｎｐｎトランジスタ１７がオフ状態
になると、交流電源２−リアクトル１８−第１のダイオ
ード１２−コンデンサ１１（または負荷３）−第４のダ
イオード１５−交流電源２からなる回路に電流が流れ
る。その電流によってコンデンサ１１が充電される。し
たがって、コンデンサ１１の充電電圧とリアクトル１８
のインダクタンス値に応じて、交流電源２から整流回路
へ流れる電流は減少する。

【０００７】第１のｎｐｎトランジスタ１６がオン状態
のときには、交流電源２は、第３のダイオード１４、第
１のｎｐｎトランジスタ１６およびリアクトル１８を介
して短絡される。したがって、交流電源２−第３のダイ
オード１４−第１のｎｐｎトランジスタ１６−リアクト
ル１８−交流電源２からなる閉回路に短絡電流が流れ
る。第１のｎｐｎトランジスタ１６がオフ状態になる
と、交流電源２−第３のダイオード１４−コンデンサ１
１（または負荷３）−第２のダイオード１３−リアクト
ル１８−交流電源２からなる回路に電流が流れる。その
電流によってコンデンサ１１が充電される。したがっ
て、コンデンサ１１の充電電圧とリアクトル１８のイン
ダクタンス値に応じて、交流電源２から整流回路へ流れ
る電流は減少する。

【０００８】また、特開平１０−１７４４４２号公報に
は、図５１に示す構成の整流回路が開示されている。こ
の整流回路は、３個のリアクトル１０１，１０２，１０
３、６個のダイオードよりなる３相ダイオード全波整流
回路１０４、静電容量が等しい２個のコンデンサ１０
５，１０６、３個の双方向スイッチ１０７，１０８，１
０９および制御回路１１０により構成される。図５１に
おいて、符号１１１は３相交流電源であり、符号１１２
は負荷である。リアクトル１０１，１０２，１０３は、
３相ダイオード全波整流回路１０４の各入力端子と３相
交流電源１１１の各相の出力端子との間に１個ずつ接続
される。コンデンサ１０５，１０６は３相ダイオード全
波整流回路１０４の出力端子間に直列に接続される。双
方向スイッチ１０７，１０８，１０９は、３相ダイオー
ド全波整流回路１０４の各入力端子と、コンデンサ１０
５とコンデンサ１０６との接続点との間に１個ずつ接続
される。制御回路１１０は、３相交流電源１１１の相電
圧を検出し、その検出した相電圧に基づいて、所定のタ
イミングで３個の双方向スイッチ１０７，１０８，１０
９をオンさせるための制御信号を生成する。その制御信
号により、各双方向スイッチ１０７，１０８，１０９
は、電源電圧の半周期に１回ずつスイッチングするよう
に制御される。

【０００９】また、従来、３相電源における高調波抑制
技術として、図５２に示す構成のフルブリッジ型高力率
コンバータ１１５や、図５３に示す構成のアクティブフ
ィルタ１１６などが知られている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】図５０に示す従来の整
流回路では、電源電圧の半周期間にトランジスタ１６ま
たはトランジスタ１７を高周波でオン／オフさせること
によって、交流電源２から整流回路に流れる電流を制御
している。そのため、電流の位相と交流電源２の電圧位
相とが一致し、力率が向上するという利点や、高調波電
流が低減するという利点がある。しかしながら、この整
流回路では、トランジスタを高周波でオン／オフさせる
ため、ノイズや熱が発生するという不都合がある。ノイ
ズの発生は周辺機器の誤動作を招く。また、発熱により
整流回路のトランジスタが破壊することがある。したが
って、ノイズ対策および熱対策が必要となるため、開発
期間の長期化およびコストアップを招くという問題点が
ある。

【００１１】また、図５１に示す従来の整流回路では、
双方向スイッチ１０７，１０８，１０９をそれぞれ電源
電圧の半周期に１回だけスイッチングさせることによ
り、入力電圧の波形が１２ステップの電圧波形となる。
そのため、入力電流の波形が略正弦波波形となり、力率
が改善され、従来の３相１２パルス整流回路方式以上の
高調波抑制効果が得られる。しかしながら、この整流回
路では、電源電圧の半周期に１回ずつリアクトル１０
１，１０２，１０３にスイッチングによる電流が流れる
ため、リアクトル１０１，１０２，１０３の磁束が急激
に変化し、巻線や鉄心が振動して音が発生してしまう。
この音は電源半周期の整数倍の周波数帯域の音とリアク
トル１０１，１０２，１０３の固有振動数の音であるた
め、その騒音レベルは突出しており、非常に聞き心地の
悪い不快な音である。

【００１２】さらに、図５１に示す従来の整流回路で
は、双方向スイッチ１０７，１０８，１０９により短絡
電流が流れるため、交流電源１１１の位相に応じて電流
が変化する。したがって、この整流回路では、電源電圧
のピークに近づくほど電流量が増加してスイッチ１０
７，１０８，１０９の破損を招くおそれがあるため、破
損防止用に電流保護回路を追加する必要があり、コスト
アップを招くという不都合がある。あるいは、電流保護
回路を設けずに、電流をフィードバック制御することに
よって電流量を制御することも考えられるが、その場合
には電源電圧の半周期に１回スイッチングするという簡
易的で、かつオープンループ可能という特長が損なわれ
るおそれがある。

【００１３】本発明は、上記問題点を解決するためにな
されたもので、力率の向上および高調波電流の低減を図
るとともに、ノイズおよび熱の発生を低減することがで
きる整流回路を得ることを目的とする。また、本発明
は、ノイズおよび熱の発生が少ない整流回路を用いた高
出力の圧縮機駆動装置を得ることを目的とする。また、
本発明は、リアクトルに流れる電流の急峻な変化を抑制
することによって、スイッチング電流により発生するリ
アクトル音を低減するとともに、電流保護回路を設けず
に、簡易的でかつオープンループ可能な制御を可能とす
る構成の整流回路およびその整流回路を用いた圧縮機駆
動装置を提供することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明にかかる整流回路は、リアクトルと、前記リ
アクトルを介して印加された交流電圧を整流する整流手
段と、コンデンサを有し、前記交流電圧により流れる電
流を前記コンデンサの充放電によって制御する電源短絡
手段と、前記コンデンサに蓄積された電荷を、前記交流
電圧の極性変化後に、前記整流手段の出力側に放電する
電荷放電手段と、を具備することを特徴とする。

【００１５】この発明によれば、整流手段は、リアクト
ルを介して印加された交流電圧を整流する。電源短絡手
段は、コンデンサを備えており、交流電圧により流れる
電流をそのコンデンサの充放電によって制御する。電荷
放電手段は、電源短絡手段のコンデンサに蓄積された電
荷を整流手段の出力側に放電する。

【００１６】この発明において、整流回路は、前記整流
手段の出力電圧を平滑する平滑コンデンサをさらに具備
する構成となっていてもよい。この場合、平滑コンデン
サは整流手段の出力電圧を平滑にする。

【００１７】また、この発明において、前記電源短絡手
段は、直列に接続され、かつ前記交流電圧の極性に応じ
て前記交流電圧の半周期ごとに交互にオフ状態からオン
状態に切り替わる一対の開閉素子と、前記開閉素子どう
しの接続の中点と前記整流手段の一方の入力端との間に
接続された前記コンデンサと、を具備し、前記一対の開
閉素子よりなる直列接続体は前記整流手段に対して並列
に接続された構成となっていてもよい。この場合、一対
の開閉素子は交流電圧の極性に応じて交流電圧の半周期
ごとに交互にオフ状態からオン状態に切り替わる。その
オン／オフの切り替えによって、電源短絡手段のコンデ
ンサが充放電される。

【００１８】また、この発明において、前記電荷放電手
段は、前記各開閉素子に逆並列接続されたダイオードに
より構成されていてもよい。この場合、電源短絡手段の
コンデンサに蓄積された電荷は、そのダイオードを介し
て整流手段の出力側に放電される。

【００１９】また、この発明において、前記電荷放電手
段は、直列に接続され、かつその接続の中点を前記整流
手段の他方の入力端に接続してなる一対のコンデンサ
と、前記一対のコンデンサからの電荷の逆流を防ぐ一対
のダイオードと、をさらに具備し、前記一対のコンデン
サよりなる直列接続体は前記整流手段に対して並列に接
続された構成となっていてもよい。この場合、電荷放電
手段は一対の倍電圧コンデンサを有する。ダイオード
は、開閉素子がオン状態のときに、倍電圧コンデンサか
ら電荷が逆流するのを防止する。

【００２０】また、この発明において、前記開閉素子は
トランジスタで構成されていてもよい。この場合、トラ
ンジスタのオン／オフの切り替えによって、電源短絡手
段のコンデンサが充放電される。

【００２１】また、この発明において、整流回路は、前
記一対の開閉素子を、前記交流電圧の極性に応じて前記
交流電圧の半周期ごとに交互にオン状態に切り替える制
御回路をさらに具備する構成となっていてもよい。この
場合、制御回路によって、各開閉素子のオン／オフが切
り替えられる。

【００２２】また、この発明において、整流回路は、前
記交流電圧の極性およびゼロクロス点を検出する極性検
出部をさらに具備し、前記制御回路は、前記極性検出部
により検出された前記交流電圧のゼロクロス点から、前
記電源短絡手段のコンデンサの放電が終了するまでの間
の任意の時間だけ遅延させたタイミングで前記一対の開
閉素子を交互にオンさせる構成となっていてもよい。こ
の場合、各開閉素子は、制御回路により、交流電圧のゼ
ロクロス点から遅延したタイミングでオンされる。

【００２３】また、この発明において、整流回路は、前
記電荷放電手段の前記一対のコンデンサの接続の中点と
前記整流手段の他方の入力端との間に接続されたリレー
と、前記リレーのオン／オフを制御するリレー切り替え
部と、をさらに具備する構成となっていてもよい。この
場合、リレーをオンさせると半波整流回路が得られる。
リレーをオフさせると全波整流回路が得られる。

【００２４】また、この発明において、前記リレー切り
替え部は、前記交流電圧の電圧値に応じて前記リレーの
切り替え制御を行う構成となっていてもよい。この場
合、リレーは交流電圧の電圧値に応じてオン／オフされ
る。

【００２５】あるいは、この発明において、整流回路
は、前記整流回路の出力電圧が供給される負荷の負荷量
を検出する負荷検出部をさらに具備し、前記リレー切り
替え部は、前記負荷検出部により検出された前記負荷の
負荷量に応じて前記リレーの切り替え制御を行う構成と
なっていてもよい。この場合、リレーは負荷量に応じて
オン／オフされる。

【００２６】また、この発明において、前記電源短絡手
段は、前記整流手段の一方の入力端と前記整流手段の負
極側の出力端との間に直列に接続された第１のコンデン
サおよび第１の開閉素子と、前記整流手段の他方の入力
端と前記整流手段の負極側の出力端との間に直列に接続
された第２のコンデンサおよび第２の開閉素子と、を具
備し、前記第１の開閉素子と前記第２の開閉素子とは、
前記交流電圧の極性に応じて前記交流電圧の半周期ごと
に、交流電圧のゼロクロス点から、前記各コンデンサの
放電が終了するまでの間の任意の時間だけ遅延させたタ
イミングで交互にオフ状態からオン状態に切り替わる構
成となっており、また、前記電荷放電手段は、前記各開
閉素子に逆並列接続されたダイオードにより構成されて
いてもよい。この場合、コンデンサが２個あるため、各
コンデンサは交流電圧の１周期あたり１回充放電され
る。

【００２７】また、本発明にかかる整流回路は、リアク
トルと、前記リアクトルを介して印加された交流電圧を
整流する整流手段と、コンデンサおよびこのコンデンサ
に直列に接続され、かつ前記交流電圧の半周期ごとに動
作する双方向性のスイッチ素子を有し、前記交流電圧に
より流れる電流を前記コンデンサの充放電によって制御
する電源短絡手段と、を具備することを特徴とする。

【００２８】この発明によれば、整流手段は、リアクト
ルを介して印加された交流電圧を整流する。電源短絡手
段は、交流電圧の半周期ごとに動作するスイッチ素子お
よびコンデンサを備えており、交流電圧により流れる電
流をそのコンデンサの充放電によって制御する。

【００２９】この発明において、前記スイッチ素子がオ
フ状態のときに、前記コンデンサに蓄積された電荷を前
記整流手段の出力側に放電する電荷放電手段をさらに具
備する構成となっていてもよい。この場合、コンデンサ
に蓄積された電荷は電荷放電手段により整流手段の出力
側に放電される。

【００３０】また、本発明にかかる圧縮機駆動装置は、
交流電源と、リアクトルを介して前記交流電源により印
加された交流電圧を整流する整流手段、前記交流電圧に
より流れる電流をコンデンサの充放電によって制御する
電源短絡手段を備えた整流回路と、前記整流回路の出力
電圧が印加されるインバータ、および該インバータによ
って駆動されるモータを備えた負荷と、を具備すること
を特徴とする。

【００３１】この発明によれば、整流回路の電源短絡手
段がコンデンサの充放電によって、交流電圧により流れ
る電流を制御するため、整流回路の力率が改善される。
したがって、ノイズが低減するとともに、モータの出力
が高まる。

【００３２】この発明において、前記整流回路は、前記
コンデンサに蓄積された電荷を前記整流手段の出力側に
放電する電荷放電手段を備えていてもよい。この場合、
コンデンサに蓄積された電荷は電荷放電手段により整流
手段の出力側に放電される。

【００３３】また、本発明にかかる整流回路は、リアク
トルと、前記リアクトルを介して印加された交流電圧を
整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の間で互
いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記整流手
段の入力端子に接続されたスイッチング手段と、前記ス
イッチング手段と前記一対のコンデンサどうしの接続点
との間に接続された共振コンデンサと、前記スイッチン
グ手段を前記交流電圧の半周期に１回ずつスイッチング
させる制御手段と、を具備することを特徴とする。

【００３４】この発明によれば、スイッチング手段がオ
ンしたことにより流れる電流は共振コンデンサを介して
流れるため、共振コンデンサの充電が進むのに伴って流
れにくくなる。したがって、相電流が滑らかになり、リ
アクトルにおいて発生する磁束の急峻な変化が抑制され
る。

【００３５】この発明において、前記制御手段は、前記
共振コンデンサの充電時間よりも長い時間前記スイッチ
ング手段をオン状態に保つ構成となっていてもよい。こ
の場合、共振コンデンサの充電完了後にスイッチング手
段をオフさせることによって、ゼロ電流スイッチングと
なる。

【００３６】また、本発明にかかる整流回路は、リアク
トルと、前記リアクトルを介して印加された交流電圧を
整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の間で互
いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記整流手
段の入力端子と前記一対のコンデンサどうしの接続点と
の間に接続されたスイッチング手段と、前記スイッチン
グ手段を前記交流電圧の半周期に２回以上スイッチング
させる制御手段と、を具備することを特徴とする。この
発明によれば、スイッチング手段を電源半周期に１回動
作させる場合と同等の高調波抑制能力を確保しつつリア
クトルのインダクタンス値を小さくすることができる。

【００３７】これらの発明において、前記制御手段は、
前記交流電圧の各半周期においてゼロクロス点から所定
の時間遅延したタイミングで前記スイッチング手段のオ
ン動作を開始させる構成となっていてもよい。この場
合、オープンループにて入力電流を制御することができ
る。

【００３８】また、本発明にかかる整流回路は、リアク
トルと、前記リアクトルを介して印加された交流電圧を
整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の間で互
いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記整流手
段の入力端子に接続された第１のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段と前記一対のコンデンサど
うしの接続点との間に接続された共振コンデンサと、前
記共振コンデンサに並列に接続された第２のスイッチン
グ手段と、前記整流手段の出力端子間に接続される負荷
の負荷量に応じて、前記第２のスイッチング手段をオフ
にして前記第１のスイッチング手段を前記交流電圧の半
周期に１回ずつスイッチングさせるか、または前記第２
のスイッチング手段をオンにして前記第１のスイッチン
グ手段を前記交流電圧の半周期に２回以上スイッチング
させる制御手段と、を具備することを特徴とする。

【００３９】この発明によれば、第２のスイッチング手
段がオフ状態のとき、第１のスイッチング手段がオンし
たことにより流れる電流は共振コンデンサを介して流れ
るため、共振コンデンサの充電が進むのに伴って流れに
くくなる。したがって、相電流が滑らかになり、リアク
トルにおいて発生する磁束の急峻な変化が抑制される。
一方、第２のスイッチング手段がオン状態のとき、第１
のスイッチング手段を電源半周期に１回動作させる場合
と同等の高調波抑制能力を確保しつつリアクトルのイン
ダクタンス値を小さくすることができる。

【００４０】この発明において、前記制御手段は、前記
第２のスイッチング手段がオフのとき、前記共振コンデ
ンサの充電時間よりも長い時間前記第１のスイッチング
手段をオン状態に保つ構成となっていてもよい。この場
合、共振コンデンサの充電完了後に第１のスイッチング
手段をオフさせることによって、ゼロ電流スイッチング
となる。

【００４１】また、本発明にかかる整流回路は、リアク
トルと、前記リアクトルを介して印加された交流電圧を
整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の間で互
いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記整流手
段の入力端子に接続された第１のスイッチング手段と、
前記第１のスイッチング手段と前記一対のコンデンサど
うしの接続点との間に接続された第１の共振コンデンサ
と、前記第１の共振コンデンサに並列に接続された第２
の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサの両電
極間で、前記第２の共振コンデンサに直列に接続された
第２のスイッチング手段と、前記第１のスイッチング手
段を前記交流電圧の半周期に１回ずつスイッチングさせ
るとともに、前記整流手段の出力端子間に接続される負
荷の負荷量に応じて、前記第２のスイッチング手段のオ
ン／オフを切り替える制御手段と、を具備することを特
徴とする。

【００４２】この発明によれば、負荷量に応じてＬＣ共
振のコンデンサ容量を変えることができるので、軽負荷
時の負荷量に適切なコンデンサ容量と、重負荷時の負荷
量に適切なコンデンサ容量とが異なる場合でも、容量の
切り替えによって適切に電流制御をおこなうことが可能
となる。

【００４３】この発明において、前記制御手段は、前記
第２のスイッチング手段がオフのとき、前記第１の共振
コンデンサの充電時間よりも長い時間前記第１のスイッ
チング手段をオン状態に保つ構成となっていてもよい。
また、前記制御手段は、前記第２のスイッチング手段が
オンのとき、前記第１の共振コンデンサおよび前記第２
の共振コンデンサのうち、より充電時間が長い共振コン
デンサの充電時間よりも長い時間前記第１のスイッチン
グ手段をオン状態に保つ構成となっていてもよい。いず
れの場合も、共振コンデンサの充電完了後に第１のスイ
ッチング手段をオフさせることによって、ゼロ電流スイ
ッチングとなる。

【００４４】この発明において、前記制御手段は、前記
交流電圧の各半周期においてゼロクロス点から所定の時
間遅延したタイミングで前記第１のスイッチング手段の
オン動作を開始させる構成となっていてもよい。この場
合、オープンループにて入力電流を制御することができ
る。以上の各発明において、前記整流手段は３相ダイオ
ード全波整流回路であり、３相交流電源に接続される構
成となっていてもよい。この場合、３相の整流回路を構
成することができる。

【００４５】また、この発明にかかる圧縮機駆動装置
は、上記の整流回路を備えたことを特徴とする。

【００４６】

【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる整流回路
および圧縮機駆動装置の実施の形態について図面を参照
しつつ詳細に説明する。

【００４７】実施の形態１．図１は、本発明の実施の形
態１にかかる整流回路の原理を示す図である。この整流
回路は、整流手段４、電源短絡手段５、電荷放電手段
６、リアクトル１８および平滑コンデンサ１１を備えて
いる。整流手段４は、リアクトル１８を介して交流電源
２により印加された交流電圧を整流する。整流手段４の
出力電圧は、平滑コンデンサ１１により平滑化されて負
荷３に供給される。電源短絡手段５はコンデンサ（図示
せず）を備えている。電源短絡手段５は、そのコンデン
サの充放電を利用して、交流電圧により整流回路に流れ
る電流を制御する。電荷放電手段６は、電源短絡手段５
のコンデンサに蓄積された電荷を、交流電圧の極性変化
後に、整流手段４の出力側に放電する。

【００４８】図２は、本発明の実施の形態１にかかる整
流回路の構成を示す回路ブロック図である。この整流回
路は、８個のダイオード４１，４２，４３，４４，６
１，６２，６３，６４、３個のコンデンサ５１，６５，
６６、２個の開閉素子であるトランジスタ５２，５３、
極性検出部７１、制御回路７２、リアクトル１８および
平滑コンデンサ１１を備えている。

【００４９】まず、各構成素子の接続関係について説明
する。ダイオード４１のカソードは、ダイオード４３の
カソード、トランジスタ５２のコレクタ、ダイオード６
１のカソードおよびダイオード６３のアノードに接続さ
れている。ダイオード４１のアノードはダイオード４２
のカソードに接続されている。ダイオード４３のアノー
ドはダイオード４４のカソードに接続されている。ダイ
オード４２のアノードは、ダイオード４４のアノード、
トランジスタ５３のエミッタ、ダイオード６２のアノー
ドおよびダイオード６４のカソードに接続されている。

【００５０】ダイオード４１のアノードとダイオード４
２のカソードとの接続点はリアクトル１８の一端に接続
されている。リアクトル１８の他端は交流電源２の一方
の出力端に接続される。交流電源２の他方の出力端は、
極性検出部７１を介して、ダイオード４３のアノードと
ダイオード４４のカソードとの接続点に接続される。極
性検出部７１は制御回路７２に接続されている。制御回
路７２はトランジスタ５２のベースおよびトランジスタ
５３のベースにそれぞれ接続されている。トランジスタ
５２のエミッタは、トランジスタ５３のコレクタ、ダイ
オード６１のアノードおよびダイオード６２のカソード
に接続される。

【００５１】コンデンサ５１は、ダイオード４１のアノ
ードとダイオード４２のカソードとの接続点と、トラン
ジスタ５２のエミッタとトランジスタ５３のコレクタと
の接続点との間に接続されている。ダイオード６３のカ
ソードは、コンデンサ６５の正側の電極および平滑コン
デンサ１１の正側の電極に接続されている。また、コン
デンサ６５の正側の電極および平滑コンデンサ１１の正
側の電極は、負荷３の正側の入力端に共通接続される。
コンデンサ６５の負側の電極はコンデンサ６６の正側の
電極、およびダイオード４３のアノードとダイオード４
４のカソードとの接続点に接続されている。コンデンサ
６６の負側の電極および平滑コンデンサ１１の負側の電
極は、ダイオード６４のアノードに共通接続されてい
る。また、コンデンサ６６の負側の電極および平滑コン
デンサ１１の負側の電極は、負荷３の負側の入力端に接
続される。

【００５２】つぎに、各構成素子の機能について説明す
る。極性検出部７１は交流電源２の極性およびゼロクロ
ス点を検出する。制御回路７２は、極性検出部７１から
送られてくる検出信号に基づいて、トランジスタ５２，
５３のオン／オフ動作を制御する。

【００５３】具体的には、トランジスタ５２は、交流電
源２のリアクトル１８側の出力端が負極となる場合（以
下、この極性を負極性とする）にのみオン状態となる。
一方、トランジスタ５３は、交流電源２のリアクトル１
８側の出力端が正極となる場合（以下、この極性を正極
性とする）にのみオン状態となる。コンデンサ６５は、
交流電源２の正極性の電圧を平滑するための倍電圧コン
デンサである。コンデンサ６６は、交流電源２の負極性
の電圧を平滑するための倍電圧コンデンサである。ダイ
オード６３は、トランジスタ５２がオンしたときにコン
デンサ６５から電流が逆流するのを防いでいる。同様
に、ダイオード６４は、トランジスタ５３がオンしたと
きにコンデンサ６６に電流が逆流するのを防いでいる。

【００５４】４個のダイオード４１，４２，４３，４４
は整流手段４（図１参照）としての機能を有している。
また、コンデンサ５１、２個のトランジスタ５２，５
３、極性検出部７１および制御回路７２は、電源短絡手
段５（図１参照）としての機能を有している。また、ダ
イオード６１，６２，６３，６４、倍電圧コンデンサ６
５，６６、極性検出部７１および制御回路７２は、電荷
放電手段６（図１参照）としての機能を有している。

【００５５】つぎに、図２に示す整流回路の動作につい
て説明する。図３〜図８は、図２に示す回路の電流経路
を説明するための図である。これらの図において、破線
の矢印で示す経路が電流が流れる経路である。まず、交
流電源２のリアクトル１８側の出力端が正極になってい
るとき、すなわち正極性のときについて説明する。交流
電源２が正極性のときにトランジスタ５３がオンする
と、図３に示すように、電流は、交流電源２からリアク
トル１８、コンデンサ５１、トランジスタ５３およびダ
イオード４４を順次経由して流れ、最終的に交流電源２
へ戻る。

【００５６】すなわち、このときの電流経路は、交流電
源２−リアクトル１８−コンデンサ５１−トランジスタ
５３−ダイオード４４−交流電源２となる。この電流経
路によって交流電源２は短絡される。したがって、交流
電源２から整流回路への入力電流として急峻な電流が流
れる。この電流が流れることによって、コンデンサ５１
は充電される。

【００５７】コンデンサ５１の充電が終了すると、それ
以上コンデンサ５１には電流が流れなくなる。すなわ
ち、交流電源２−リアクトル１８−コンデンサ５１−ト
ランジスタ５３−ダイオード４４−交流電源２の電流経
路には自動的に電流が流れなくなる。したがって、トラ
ンジスタ５３のオフタイミングを制御する必要がない。
ここで、制御回路７２（図２参照）は、交流電源２−リ
アクトル１８−コンデンサ５１−トランジスタ５３−ダ
イオード４４−交流電源２の電流経路に電流が流れなく
なってからトランジスタ５３をオン状態からオフ状態に
切り替えるように制御する。それによって、トランジス
タ５３は、電流がゼロの状態でオフに切り替わるゼロ電
流スイッチングで動作することになる。したがって、ト
ランジスタ５３が制御回路７２によりオフに切り替えら
れるときのノイズはゼロとなる。すなわち、ノイズは発
生しない。

【００５８】なお、負荷３の負荷量が軽いと、コンデン
サ５１の充電が終了するまでの時間、すなわち交流電源
２−リアクトル１８−コンデンサ５１−トランジスタ５
３−ダイオード４４−交流電源２の電流経路に短絡電流
が流れている時間が長くなり、平滑コンデンサ１１の両
端の出力電圧が高くなりすぎる場合がある。その場合に
は、制御回路７２により、コンデンサ５１の充電が完了
する前にトランジスタ５３をオフに切り替えて、強制的
に短絡電流を遮断するようにしてもよい。その場合、ト
ランジスタ５３の動作はゼロ電流スイッチングにはなら
ないが、負荷３に過電圧を印加することによる負荷３の
故障を回避することができ、整流回路の信頼性を向上で
きるという利点がある。

【００５９】リアクトル１８は電流を流し続けようとす
る性質を有する。したがって、交流電源２−リアクトル
１８−コンデンサ５１−トランジスタ５３−ダイオード
４４−交流電源２の電流経路に短絡電流が流れなくなる
と、その代わりに、図４に示すように、交流電源２から
リアクトル１８、ダイオード４１、ダイオード６３およ
びコンデンサ６５を順次経由して交流電源２へ戻るよう
に電流が流れるようになる。この交流電源２−リアクト
ル１８−ダイオード４１−ダイオード６３−コンデンサ
６５−交流電源２の経路を流れる電流によって、コンデ
ンサ６５は充電される。すなわち、コンデンサ５１の充
電が終了し、さらにダイオード４１がオンすると、実施
の形態１の整流回路は通常の半波整流回路として動作す
ることになる。したがって、倍電圧コンデンサ６５およ
び平滑コンデンサ１１が充電される。

【００６０】そして、倍電圧コンデンサ６５および平滑
コンデンサ１１の充電が終了すると、交流電源２から整
流回路への入力電流は流れなくなる。その後、交流電源
２の極性が反転する。ここで、制御回路７２（図２参
照）は、交流電源２の極性が反転するゼロクロスのタイ
ミングから遅れてトランジスタ５２をオフ状態からオン
状態に切り替えるように制御する。すなわち、交流電源
２の極性が正極性から負極性に反転してもすぐにはトラ
ンジスタ５２はオンしない。

【００６１】したがって、コンデンサ５１が放電し始め
る。その放電電流は、図５に示すように、交流電源２か
らコンデンサ６６、ダイオード６４、ダイオード６２、
コンデンサ５１およびリアクトル１８を順次経由して流
れ、最終的に交流電源２へ戻る。すなわち、このときの
電流経路は、交流電源２−コンデンサ６６−ダイオード
６４−ダイオード６２−コンデンサ５１−リアクトル１
８−交流電源２となる。したがって、トランジスタ５２
がオンしなくても、コンデンサ５１の放電電流によって
交流電源２から整流回路へ入力電流が流れる。すなわ
ち、トランジスタ５２を動作させずに整流回路に入力電
流を流すことができるので、力率が向上する。また、ト
ランジスタ５２の動作によって発生する動作損失がない
ので、整流回路の効率が高くなる。また、負荷３に応じ
てトランジスタ５２のオンタイミングを最適に制御する
ことによって、整流回路を最高力率に制御することがで
きる。

【００６２】コンデンサ５１の放電により整流回路に流
れる入力電流は、コンデンサ５１の充電電荷の放電量と
ともに変化する。コンデンサ５１の充電電荷がすべてな
くなると入力電流は流れなくなってしまうが、そうなる
前に、制御回路７２（図２参照）はトランジスタ５２を
オンさせるように制御する。トランジスタ５２がオンす
ると、図６に示すように、電流は、交流電源２からダイ
オード４３、トランジスタ５２、コンデンサ５１および
リアクトル１８を順次経由して流れ、最終的に交流電源
２へ戻る。すなわち、このときの電流経路は、交流電源
２−ダイオード４３−トランジスタ５２−コンデンサ５
１−リアクトル１８−交流電源２となる。

【００６３】この電流経路によって交流電源２は短絡さ
れるので、交流電源２から整流回路への入力電流として
急峻な電流が流れる。この電流によって、コンデンサ５
１は再び充電される。コンデンサ５１の充電が終了する
と、交流電源２−ダイオード４３−トランジスタ５２−
コンデンサ５１−リアクトル１８−交流電源２の電流経
路には自動的に電流が流れなくなる。したがって、トラ
ンジスタ５２のオフタイミングを制御する必要がなくな
る。交流電源２−ダイオード４３−トランジスタ５２−
コンデンサ５１−リアクトル１８−交流電源２の電流経
路に短絡電流が流れなくなると、制御回路７２（図２参
照）は、トランジスタ５２をオン状態からオフ状態に切
り替える。それによって、トランジスタ５２はゼロ電流
スイッチングで動作することになる。したがって、トラ
ンジスタ５２が制御回路７２によりオフに切り替えられ
るときに、ノイズは発生しない。

【００６４】なお、負荷３の負荷量が軽い場合には、ト
ランジスタ５３の場合と同様に、コンデンサ５１の充電
が完了する前にトランジスタ５２をオフに切り替えて、
強制的に短絡電流を遮断するようにしてもよい。その場
合も、トランジスタ５３と同様に、トランジスタ５２の
動作はゼロ電流スイッチングにはならないが、整流回路
を負荷３の負荷量の変化に対応させやすくなるという利
点がある。

【００６５】交流電源２−ダイオード４３−トランジス
タ５２−コンデンサ５１−リアクトル１８−交流電源２
の電流経路に短絡電流が流れなくなると、その代わり
に、リアクトル１８の特性によって、図７に示すよう
に、交流電源２からコンデンサ６６、ダイオード６４、
ダイオード４２およびリアクトル１８を順次経由して交
流電源２へ戻るように電流が流れる。この交流電源２−
コンデンサ６６−ダイオード６４−ダイオード４２−リ
アクトル１８−交流電源２の経路を流れる電流によっ
て、コンデンサ６６は充電される。すなわち、コンデン
サ５１の充電が終了してダイオード４２がオンすると、
実施の形態１の整流回路は通常の半波整流回路として動
作することになる。したがって、倍電圧コンデンサ６６
および平滑コンデンサ１１が充電される。

【００６６】倍電圧コンデンサ６６および平滑コンデン
サ１１の充電が終了すると、交流電源２から整流回路へ
の入力電流は流れなくなる。その後、交流電源２の極性
が正極性に反転する。制御回路７２（図２参照）は、交
流電源２のゼロクロスのタイミングですぐにトランジス
タ５３をオンさせない。すなわち、トランジスタ５３
は、制御回路７２により、交流電源２のゼロクロスタイ
ミングから遅れてオフ状態からオン状態に切り替えられ
る。したがって、極性反転後、トランジスタ５３がオン
するまでの間、コンデンサ５１の放電が起こる。その放
電電流は、図８に示すように、交流電源２からリアクト
ル１８、コンデンサ５１、ダイオード６１、ダイオード
６３およびコンデンサ６５を順次経由して流れ、最終的
に交流電源２へ戻る。すなわち、交流電源２−リアクト
ル１８−コンデンサ５１−ダイオード６１−ダイオード
６３−コンデンサ６５−交流電源２という電流経路が形
成される。

【００６７】したがって、トランジスタ５３がオンしな
くても、コンデンサ５１の放電電流によって交流電源２
から整流回路へ入力電流が流れる。すなわち、トランジ
スタ５３を動作させずに整流回路に入力電流を流すこと
ができるので、力率が向上する。また、トランジスタ５
３の動作によって発生する動作損失がないので、整流回
路の効率が高くなる。また、負荷３に応じてトランジス
タ５３のオンタイミングを最適に制御することによっ
て、整流回路を最高力率に制御することができる。コン
デンサ５１の充電電荷がすべて放電されて入力電流が流
れなくなる前に、制御回路７２（図２参照）はトランジ
スタ５３をオンさせる。それによって、図３に示す状態
に戻り、交流電源２−リアクトル１８−コンデンサ５１
−トランジスタ５３−ダイオード４４−交流電源２の経
路でコンデンサ５１の充電電流が流れる。実施の形態１
の整流回路は、以上のような動作を繰り返す。

【００６８】図９は、実施の形態１の整流回路の入力電
流を示す波形図である。上述したように整流回路を制御
して動作させることによって、図９に示すような入力電
流が得られる。トランジスタ５３の駆動信号は、電源１
周期あたり１パルスで、交流電源２が正極性のときに発
せられる。トランジスタ５２の駆動信号は、電源１周期
あたり１パルスで、交流電源２が負極性のときに発せら
れる。

【００６９】トランジスタ５２またはトランジスタ５３
の駆動信号は、それぞれ、トランジスタ５２またはトラ
ンジスタ５３をオンさせるための立ち上がりエッジのタ
イミングだけ制御される。トランジスタ５２またはトラ
ンジスタ５３は、倍電圧コンデンサ６５，６６および平
滑コンデンサ１１への充電電流が流れなくなり、整流回
路への入力電流がゼロとなる前であれば、いかなるタイ
ミングでオフされてもよい。すなわち、トランジスタ５
２またはトランジスタ５３の駆動信号の立ち下がりエッ
ジのタイミングについては、細かな制御を必要としな
い。

【００７０】図１０は、図９に示す入力電流の波形の一
部を拡大して示す図である。図１０において、実線はコ
ンデンサ５１がある場合の波形を示しており、点線は比
較のためコンデンサ５１がないと仮定した場合の波形を
示している。

【００７１】交流電源２が短絡されている場合（図３、
図６参照）、コンデンサ５１があると、短絡が解除され
る直前、すなわちコンデンサ５１の充電が終了する直前
では、リアクトル１８に流れる入力電流はゼロに近くな
る。したがって、短絡が解除されるときのリアクトル１
８の電流変化量はゼロに近づき、リアクトル１８で発生
する騒音はほとんどないか、または小さい。それに対し
て、コンデンサ５１がない場合には、交流電源２が短絡
されているときの電流は時間経過とともに大きくなる。
そして、短絡の解除によってリアクトル１８を流れる電
流は急激に減少する。したがって、短絡解除による電流
変化量が大きいため、リアクトル１８で騒音が発生す
る。

【００７２】上述した実施の形態１によれば、交流電源
２から整流回路へ流れる入力電流をコンデンサ５１の充
放電により制御し、トランジスタ５２，５３のオンタイ
ミングを制御することによって、整流回路の力率を向上
させることができる。また、トランジスタ５２，５３の
オフタイミングについては細かな制御を必要としないの
で、簡単な制御処理にて力率を向上させることができ
る。さらに、入力電流を制御することによって、入力電
流に含まれる電源高調波電流を低減させることができ
る。

【００７３】また、上述した実施の形態１によれば、ト
ランジスタ５２とトランジスタ５３は交流電圧の半周期
ごとに交互にオンするため、交流電圧周期よりも非常に
高い周波数にてスイッチ素子がオン／オフする整流回路
に比べて、ノイズ発生量が低減するとともに、発熱量が
極めて少なくなる。また、トランジスタのオン／オフ動
作に伴う損失が大幅に低減されるので、整流回路の効率
が向上する。

【００７４】また、上述した実施の形態１によれば、ト
ランジスタ５２，５３を流れる電流がゼロのときにトラ
ンジスタ５２，５３がオン状態からオフ状態に切り替わ
るため、トランジスタ５２，５３のオフタイミングでの
ノイズ発生量が理論上ゼロとなる。また、コンデンサの
充放電を利用することによって、短絡解除時にリアクト
ル１８に流れる電流はゼロになるため、リアクトル１８
から発生する騒音が低減する。

【００７５】また、上述した実施の形態１によれば、ト
ランジスタ５２，５３がオン状態のときにコンデンサ５
１に蓄えられた電荷は負荷３側に放電される。その際の
放電量はトランジスタ５２，５３のオンタイミングによ
って制御されるので、負荷３に供給する直流電圧を変化
させることができる。

【００７６】また、上述した実施の形態１によれば、自
己消弧型の素子を用いているため、強制的にトランジス
タ５２，５３をオフさせることができる。したがって、
負荷３の負荷量の変化が大きい場合でも整流回路を対応
させることができる。この場合、トランジスタ５２，５
３はゼロ電流スイッチングにはならないが、負荷量が小
さいため、ノイズ発生量は少ない。

【００７７】なお、上述した実施の形態１においては、
倍電圧コンデンサ６５，６６と平滑コンデンサ１１を設
けたが、これに限らず、図１１に示すように、平滑コン
デンサ１１を省略してもよい。この場合、平滑コンデン
サ１１を倍電圧コンデンサ６５，６６の直列接続された
コンデンサと見なすことができる。したがって、図１１
に示す構成の整流回路は、図２に示す構成の整流回路と
同様に動作し、同等の効果を奏するのはいうまでもな
い。

【００７８】実施の形態２．図１２は、本発明の実施の
形態２にかかる整流回路の構成を示す回路ブロック図で
ある。実施の形態２の整流回路は、図２に示す実施の形
態１の整流回路にリレー５４、リレー切り替え部７３お
よび負荷検出部７４を追加した構成となっている。その
他の構成は図２に示す回路と同じであるため、同一の構
成については同じ符号を付して説明を省略する。

【００７９】リレー５４は半波整流と全波整流の整流方
式を切り替えるために設けられている。リレー５４は、
直流接続されたダイオード４３，４４の接続の中点と、
直流接続されたコンデンサ６５，６６の接続の中点との
間に接続されている。リレー５４がオン状態のとき、す
なわち閉じているときは、図１２に示す整流回路は、図
２に示す整流回路と同じ構成の半波整流回路となる。リ
レー５４がオフ状態のとき（開いているとき）は、図１
２に示す整流回路は全波整流回路として動作する。

【００８０】負荷検出部７４は負荷３の負荷量を検出す
る。たとえば、負荷検出部７４は、負荷３を流れる電流
を検出する電流センサなどで構成される。あるいは、負
荷３がモータ負荷を動作させるインバータなどで構成さ
れる場合には、負荷検出部７４は、インバータ周波数や
モータ回転数を検出するセンサで構成される。負荷検出
部７４の検出信号は制御回路７２に送られる。制御回路
７２は、負荷量の検出結果に基づいて、リレー切り替え
部７３に制御信号を出力する。その制御信号に基づい
て、リレー切り替え部７３はリレー５４のオン／オフ動
作を切り替える。

【００８１】リレー５４がオン状態の場合、整流回路の
動作は実施の形態１と同じであるため、説明が重複する
ので省略する。リレー５４がオフ状態の場合、直流接続
されたダイオード４３，４４の接続の中点と、直流接続
されたコンデンサ６５，６６の接続の中点とは絶縁され
ていることになる。したがって、コンデンサ６５とコン
デンサ６６は１個のコンデンサと見なされる。

【００８２】また、この１個と見なされたコンデンサと
平滑コンデンサ１１は並列に接続されているため、さら
にこれらも１個のコンデンサと見なされる。このように
して３個のコンデンサ６５，６６，１１を１個のコンデ
ンサと見なすとともに、リレー５４、リレー切り替え部
７３、負荷検出部７４および２個のダイオード６３，６
４を省略すると、図１３に示す全波整流回路となる。す
なわち、図１３は、図１２の整流回路においてリレーが
開いている場合に相当する全波整流回路の構成を示す回
路ブロック図である。図１３において、コンデンサ１１
ａは、図１２に示す３個のコンデンサ６５，６６，１１
に相当する。

【００８３】図１３に示す全波整流回路の場合、図１２
に示すリレー５４、リレー切り替え部７３および負荷検
出部７４を省略してもよいのは、リレー５４が開いてい
るからである。また、図１３に示す全波整流回路の場
合、図１２に示すダイオード６３，６４を省略してもよ
いのは、これらのダイオード６３，６４は、図１２にお
いてトランジスタ５２，５３がオンしたときにコンデン
サ６５，６６から電荷が逆流するのを防止するためのも
のだからである。すなわち、図１３に示す全波整流回路
の場合、図１２に示す倍電圧コンデンサ６５，６６がな
いため、電荷の逆流を防ぐ必要はない。

【００８４】上述したように、図１２に示す整流回路に
おいてリレー５４がオフ状態のときの回路構成は、図１
３に示す全波整流回路の構成と同じである。したがっ
て、リレー５４がオフ状態のときの動作については、図
１３の回路に基づいて説明する。図１４〜図１９は、図
１３に示す回路の電流経路を説明するための図である。
これらの図において、破線の矢印で示す経路が電流が流
れる経路である。

【００８５】まず、交流電源２のリアクトル１８側の出
力端が正極になっているとき、すなわち正極性のときに
ついて説明する。交流電源２が正極性のときにトランジ
スタ５３がオンすると、図１４に示すように、電流は、
交流電源２からリアクトル１８、コンデンサ５１、トラ
ンジスタ５３およびダイオード４４を順次経由して流
れ、最終的に交流電源２へ戻る。

【００８６】すなわち、このときの電流経路は、交流電
源２−リアクトル１８−コンデンサ５１−トランジスタ
５３−ダイオード４４−交流電源２となる。この電流経
路によって交流電源２が短絡され、交流電源２から整流
回路へ急峻な入力電流が流れる。この入力電流によっ
て、コンデンサ５１は充電される。コンデンサ５１の充
電が終了すると、それ以上コンデンサ５１には電流が流
れなくなる。すなわち、交流電源２−リアクトル１８−
コンデンサ５１−トランジスタ５３−ダイオード４４−
交流電源２の電流経路には自動的に電流が流れなくな
る。したがって、トランジスタ５３のオフタイミングを
制御する必要がない。

【００８７】ここで、制御回路７２（図１３参照）は、
交流電源２−リアクトル１８−コンデンサ５１−トラン
ジスタ５３−ダイオード４４−交流電源２の電流経路に
電流が流れなくなってからトランジスタ５３をオン状態
からオフ状態に切り替える。それによって、トランジス
タ５３は、ゼロ電流スイッチングで動作することにな
り、そのスイッチング時のノイズはゼロとなる。

【００８８】なお、実施の形態１と同様に、負荷３の負
荷量に応じて、制御回路７２により、コンデンサ５１の
充電が完了する前にトランジスタ５３をオフに切り替え
てもよい。その場合、トランジスタ５３の動作はゼロ電
流スイッチングにはならないが、整流回路を負荷３の負
荷量の変化に対応させやすくなるという利点がある。

【００８９】交流電源２−リアクトル１８−コンデンサ
５１−トランジスタ５３−ダイオード４４−交流電源２
の電流経路に短絡電流が流れなくなると、図１５に示す
ように、交流電源２からリアクトル１８、ダイオード４
１、コンデンサ１１ａおよびダイオード４４を順次経由
して交流電源２へ戻るように電流が流れるようになる。
この交流電源２−リアクトル１８−ダイオード４１−コ
ンデンサ１１ａ−ダイオード４４−交流電源２の経路を
流れる電流によって、コンデンサ１１ａは充電される。
すなわち、コンデンサ５１の充電が終了し、さらにダイ
オード４１がオンすると、実施の形態２の整流回路は通
常の全波整流回路として動作することになる。

【００９０】そして、コンデンサ１１ａの充電が終了す
ると、交流電源２から整流回路への入力電流は流れなく
なる。その後、交流電源２の極性が反転する。制御回路
７２（図１３参照）は、交流電源２の極性が反転するゼ
ロクロスのタイミングから遅れてトランジスタ５２をオ
フ状態からオン状態に切り替える。

【００９１】したがって、交流電源２の極性が正極性か
ら負極性に反転してもすぐにはトランジスタ５２はオン
しないため、図１６に示すように、コンデンサ５１が放
電し始める。その放電電流は、交流電源２からダイオー
ド４３、コンデンサ１１ａ、ダイオード６２、コンデン
サ５１およびリアクトル１８を順次経由して流れ、最終
的に交流電源２へ戻る。すなわち、このときの電流経路
は、交流電源２−ダイオード４３−コンデンサ１１ａ−
ダイオード６２−コンデンサ５１−リアクトル１８−交
流電源２となる。

【００９２】したがって、トランジスタ５２がオンしな
くても、コンデンサ５１の放電電流によって交流電源２
から整流回路へ入力電流が流れる。すなわち、トランジ
スタ５２を動作させずに整流回路に入力電流を流すこと
ができるので、力率が向上する。また、トランジスタ５
２の動作によって発生する動作損失がないので、整流回
路の効率が高くなる。また、負荷３に応じてトランジス
タ５２のオンタイミングを最適に制御することによっ
て、整流回路を最高力率に制御することができる。

【００９３】コンデンサ５１の充電電荷がすべて放電し
てしまう前に、制御回路７２（図１３参照）により、ト
ランジスタ５２がオンする。トランジスタ５２がオンす
ると、図１７に示すように、電流は、交流電源２からダ
イオード４３、トランジスタ５２、コンデンサ５１およ
びリアクトル１８を順次経由して流れ、最終的に交流電
源２へ戻る。すなわち、このときの電流経路は、交流電
源２−ダイオード４３−トランジスタ５２−コンデンサ
５１−リアクトル１８−交流電源２となる。

【００９４】この電流経路によって交流電源２は短絡さ
れるので、交流電源２から整流回路へ急峻な入力電流が
流れ、コンデンサ５１は再び充電される。コンデンサ５
１の充電が終了すると、交流電源２−ダイオード４３−
トランジスタ５２−コンデンサ５１−リアクトル１８−
交流電源２の電流経路には自動的に電流が流れなくな
る。したがって、トランジスタ５２のオフタイミングを
制御する必要がなくなる。交流電源２−ダイオード４３
−トランジスタ５２−コンデンサ５１−リアクトル１８
−交流電源２の電流経路に短絡電流が流れなくなると、
制御回路７２（図１３参照）により、トランジスタ５２
はオン状態からオフ状態に切り替わる。すなわち、トラ
ンジスタ５２はゼロ電流スイッチングで動作することに
なるので、そのスイッチング動作時のノイズはゼロにな
る。なお、トランジスタ５３の場合と同様に、負荷３の
負荷量に応じて、コンデンサ５１の充電が完了する前に
トランジスタ５２を強制的にオフに切り替えてもよい。

【００９５】交流電源２−ダイオード４３−トランジス
タ５２−コンデンサ５１−リアクトル１８−交流電源２
の電流経路に短絡電流が流れなくなると、図１８に示す
ように、交流電源２からダイオード４３、コンデンサ１
１ａ、ダイオード４２およびリアクトル１８を順次経由
して交流電源２へ戻るように電流が流れる。この交流電
源２−ダイオード４３−コンデンサ１１ａ−ダイオード
４２−リアクトル１８−交流電源２の経路を流れる電流
によって、コンデンサ１１ａは充電される。すなわち、
コンデンサ５１の充電が終了してダイオード４３がオン
すると、実施の形態２の整流回路は通常の全波整流回路
として動作することになる。

【００９６】コンデンサ１１ａの充電が終了すると、交
流電源２から整流回路への入力電流は流れなくなる。そ
の後、交流電源２の極性が正極性に反転する。トランジ
スタ５３は、制御回路７２により、交流電源２のゼロク
ロスタイミングから遅れてオフ状態からオン状態に切り
替えられる。したがって、極性反転後、トランジスタ５
３がオンするまでの間、コンデンサ５１の放電が起こ
る。その放電電流は、図１９に示すように、交流電源２
からリアクトル１８、コンデンサ５１、ダイオード６
１、コンデンサ１１ａおよびコンデンサ４４を順次経由
して流れ、最終的に交流電源２へ戻る。すなわち、交流
電源２−リアクトル１８−コンデンサ５１−ダイオード
６１−コンデンサ１１ａ−ダイオード４４−交流電源２
という電流経路が形成される。

【００９７】したがって、トランジスタ５３がオンしな
くても、コンデンサ５１の放電電流によって交流電源２
から整流回路へ入力電流が流れる。すなわち、トランジ
スタ５３を動作させずに整流回路に入力電流を流すこと
ができるので、力率が向上する。また、トランジスタ５
３の動作によって発生する動作損失がないので、整流回
路の効率が高くなる。また、負荷３に応じてトランジス
タ５３のオンタイミングを最適に制御することによっ
て、整流回路を最高力率に制御することができる。

【００９８】コンデンサ５１の充電電荷がすべて放電さ
れる前に、制御回路７２（図１３参照）によりトランジ
スタ５３はオンされる。それによって、図１４に示す状
態に戻り、交流電源２−リアクトル１８−コンデンサ５
１−トランジスタ５３−ダイオード４４−交流電源２の
経路でコンデンサ５１の充電電流が流れる。実施の形態
２の整流回路は、以上のような動作を繰り返す。

【００９９】上述した実施の形態２によれば、実施の形
態１と同様の効果に加えて、リレー５４のオン／オフを
制御することによって、整流回路を半波整流回路として
動作させたり全波整流回路として動作させることができ
る。たとえば、交流電圧に応じてリレー５４のオン／オ
フを切り替える場合には、交流電圧が１００Ｖのときに
はリレー５４をオンさせることによって整流回路を半波
整流回路として用いることできる。また、交流電圧が２
００Ｖのときにはリレー５４をオフさせることによって
整流回路を全波整流回路として用いることできる。

【０１００】あるいは、負荷３の負荷量に応じてリレー
５４のオン／オフを切り替える場合には、負荷量が重い
場合にはリレー５４をオンさせることによって整流回路
を半波整流回路として用いることできる。また、負荷量
が軽い場合にはリレー５４をオフさせることによって整
流回路を全波整流回路として用いることできる。たとえ
ば、負荷３がインバータおよびモータにより構成されて
いる場合、インバータやモータに必要とする電圧以上の
電圧がかかると、効率が低下してしまう。上述した実施
の形態に２において、インバータやモータの負荷量が軽
く、電圧を必要としないときにリレー５４をオフさせる
ことによって、負荷３であるインバータやモータの効率
を向上させることができる。

【０１０１】実施の形態３．図２０は、本発明の実施の
形態３にかかる整流回路の構成を示す回路ブロック図で
ある。実施の形態３の整流回路は、図２に示す実施の形
態１の整流回路においてトランジスタ５２、ダイオード
６１，６３，６４およびコンデンサ６５，６６を設けず
に、コンデンサ５５、トランジスタ５６およびダイオー
ド６７を設けた構成となっている。その他の構成は図２
に示す回路と同じであるため、同一の構成については同
じ符号を付して説明を省略する。

【０１０２】コンデンサ５１の、リアクトル１８に接続
されていない側の電極は、トランジスタ５３のコレクタ
にのみ接続されている。コンデンサ５５は、極性検出部
７１とトランジスタ５６のコレクタとの間に接続されて
いる。トランジスタ５６のエミッタはトランジスタ５３
のエミッタに接続されている。トランジスタ５６のベー
スには、制御回路７２から駆動信号が供給される。すな
わち、トランジスタ５６は制御回路７２により駆動され
る。

【０１０３】ダイオード６７はトランジスタ５６に逆並
列接続されている。すなわち、ダイオード６７のアノー
ドおよびカソードはそれぞれトランジスタ５６のエミッ
タおよびコレクタに接続されている。トランジスタ５３
の駆動信号は、電源１周期あたり１パルスで、交流電源
２が正極性のときに発せられる。トランジスタ５６の駆
動信号は、電源１周期あたり１パルスで、交流電源２が
負極性のときに発せられる。

【０１０４】図２１〜図２８は、図２０に示す回路の電
流経路を説明するための図である。これらの図におい
て、破線の矢印で示す経路が電流が流れる経路である。
まず、交流電源２のリアクトル１８側の出力端が正極に
なっているとき、すなわち正極性のときについて説明す
る。交流電源２が正極性のときにコンデンサ５５に電荷
が残っている状態でトランジスタ５３がオンすると、図
２１に示すように、電流は、交流電源２からリアクトル
１８、コンデンサ５１、トランジスタ５３、ダイオード
６７およびコンデンサ５５を順次経由して流れ、最終的
に交流電源２へ戻る。

【０１０５】すなわち、このときの電流経路は、交流電
源２−リアクトル１８−コンデンサ５１−トランジスタ
５３−ダイオード６７−コンデンサ５５−交流電源２と
なる。この電流経路によって交流電源２が短絡される。
コンデンサ５１は充電され、一方、コンデンサ５５は放
電される。

【０１０６】コンデンサ５５に蓄積された電荷がすべて
放電されてしまうと、図２２に示すように、電流は、交
流電源２からリアクトル１８、コンデンサ５１、トラン
ジスタ５３およびダイオード４４を順次経由して流れ、
最終的に交流電源２へ戻る。すなわち、このときの電流
経路は、交流電源２−リアクトル１８−コンデンサ５１
−トランジスタ５３−ダイオード４４−交流電源２とな
る。コンデンサ５１は充電され続ける。コンデンサ５１
の充電が終了すると、交流電源２−リアクトル１８−コ
ンデンサ５１−トランジスタ５３−ダイオード４４−交
流電源２の電流経路には自動的に電流が流れなくなる。
したがって、トランジスタ５３のオフタイミングを制御
する必要がない。

【０１０７】ここで、制御回路７２（図２０参照）は、
交流電源２−リアクトル１８−コンデンサ５１−トラン
ジスタ５３−ダイオード４４−交流電源２の電流経路に
電流が流れなくなってからトランジスタ５３をオン状態
からオフ状態に切り替える。それによって、トランジス
タ５３は、ゼロ電流スイッチングで動作することにな
り、そのスイッチング時のノイズはゼロとなる。

【０１０８】なお、実施の形態１と同様に、負荷３の負
荷量に応じて、制御回路７２により、コンデンサ５１の
充電が完了する前にトランジスタ５３をオフに切り替え
てもよい。その場合、トランジスタ５３の動作はゼロ電
流スイッチングにはならないが、整流回路を負荷３の負
荷量の変化に対応させやすくなるという利点がある。

【０１０９】交流電源２−リアクトル１８−コンデンサ
５１−トランジスタ５３−ダイオード４４−交流電源２
の電流経路に短絡電流が流れなくなると、図２３に示す
ように、交流電源２からリアクトル１８、ダイオード４
１、コンデンサ１１およびダイオード４４を順次経由し
て交流電源２へ戻るように電流が流れるようになる。こ
の交流電源２−リアクトル１８−ダイオード４１−コン
デンサ１１−ダイオード４４−交流電源２の経路を流れ
る電流によって、コンデンサ１１は充電される。すなわ
ち、コンデンサ５１の充電が終了し、さらにダイオード
４１がオンすると、実施の形態３の整流回路は通常の全
波整流回路として動作することになる。

【０１１０】そして、コンデンサ１１の充電が終了する
と、交流電源２から整流回路への入力電流は流れなくな
る。その後、交流電源２の極性が反転する。制御回路７
２（図２０参照）は、交流電源２の極性が反転するゼロ
クロスのタイミングから遅れてトランジスタ５６をオフ
状態からオン状態に切り替える。そのため、交流電圧の
極性反転後トランジスタ５６がオフ状態の間、図２４に
示すように、コンデンサ５１が放電し始める。その放電
電流は、交流電源２からダイオード４３、コンデンサ１
１、ダイオード６２、コンデンサ５１およびリアクトル
１８を順次経由して流れ、最終的に交流電源２へ戻る。
すなわち、このときの電流経路は、交流電源２−ダイオ
ード４３−コンデンサ１１−ダイオード６２−コンデン
サ５１−リアクトル１８−交流電源２となる。

【０１１１】したがって、トランジスタ５６を動作させ
ずに、コンデンサ５１の放電電流によって、交流電源２
から整流回路に入力電流を流すことができるので、力率
が向上する。また、トランジスタ５６の動作によって発
生する動作損失がないので、整流回路の効率が高くな
る。また、負荷３に応じてトランジスタ５６のオンタイ
ミングを最適に制御することによって、整流回路を最高
力率に制御することができる。コンデンサ５１の充電電
荷がすべて放電してしまう前、すなわち、コンデンサ５
１に電荷が残っている状態で、制御回路７２（図２０参
照）によりトランジスタ５６がオンする。トランジスタ
５６がオンすると、図２５に示すように、コンデンサ５
１の放電とコンデンサ５５の充電が同時に起こる。

【０１１２】そのときの電流は、交流電源２からコンデ
ンサ５５、トランジスタ５６、ダイオード６２、コンデ
ンサ５１およびリアクトル１８を順次経由して流れ、最
終的に交流電源２へ戻る。すなわち、このときの電流経
路は、交流電源２−コンデンサ５５−トランジスタ５６
−ダイオード６２−コンデンサ５１−リアクトル１８−
交流電源２となる。この電流経路によって交流電源２は
短絡される。

【０１１３】コンデンサ５１に蓄積された電荷がすべて
放電されてしまうと、図２６に示すように、電流は、交
流電源２からコンデンサ５５、トランジスタ５６、ダイ
オード４２およびリアクトル１８を順次経由して流れ、
最終的に交流電源２へ戻る。すなわち、このときの電流
経路は、交流電源２−コンデンサ５５−トランジスタ５
６−ダイオード４２−リアクトル１８−交流電源２とな
る。コンデンサ５５は充電され続ける。コンデンサ５５
の充電が終了すると、交流電源２−コンデンサ５５−ト
ランジスタ５６−ダイオード４２−リアクトル１８−交
流電源２の電流経路には自動的に電流が流れなくなる。
したがって、トランジスタ５６のオフタイミングを制御
する必要がなくなる。

【０１１４】制御回路７２（図２０参照）は、トランジ
スタ５６に電流が流れなくなってから、トランジスタ５
６をオンからオフへ切り替える。すなわち、トランジス
タ５３は、ゼロ電流スイッチングで動作することにな
り、そのスイッチング時のノイズはゼロとなる。なお、
トランジスタ５３の場合と同様に、負荷３の負荷量に応
じて、コンデンサ５５の充電が完了する前にトランジス
タ５６を強制的にオフに切り替えてもよい。その場合、
トランジスタ５６の動作はゼロ電流スイッチングにはな
らないが、整流回路を負荷３の負荷量の変化に対応させ
やすくなるという利点がある。

【０１１５】交流電源２−コンデンサ５５−トランジス
タ５６−ダイオード４２−リアクトル１８−交流電源２
の電流経路に短絡電流が流れなくなると、図２７に示す
ように、交流電源２からダイオード４３、コンデンサ１
１、ダイオード４２およびリアクトル１８を順次経由し
て交流電源２へ戻るように電流が流れるようになる。こ
の交流電源２−ダイオード４３−コンデンサ１１−ダイ
オード４２−リアクトル１８−交流電源２の経路を流れ
る電流によって、コンデンサ１１は充電される。このと
き実施の形態３の整流回路は通常の全波整流回路として
動作することになる。

【０１１６】そして、コンデンサ１１の充電が終了する
と、交流電源２から整流回路への入力電流は流れなくな
る。その後、交流電源２の極性が反転する。制御回路７
２（図２０参照）は、交流電源２の極性が反転するゼロ
クロスのタイミングから遅れてトランジスタ５３をオフ
状態からオン状態に切り替える。

【０１１７】そのため、交流電圧の極性反転後トランジ
スタ５３がオフ状態の間、図２８に示すように、コンデ
ンサ５５が放電し始める。その放電電流は、交流電源２
からリアクトル１８、ダイオード４１、コンデンサ１
１、ダイオード６７およびコンデンサ５５を順次経由し
て流れ、最終的に交流電源２へ戻る。すなわち、このと
きの電流経路は、交流電源２−リアクトル１８−ダイオ
ード４１−コンデンサ１１−ダイオード６７−コンデン
サ５５−交流電源２となる。

【０１１８】したがって、トランジスタ５３を動作させ
ずに、コンデンサ５５の放電電流によって、交流電源２
から整流回路に入力電流を流すことができるので、力率
が向上する。また、トランジスタ５３の動作によって発
生する動作損失がないので、整流回路の効率が高くな
る。また、負荷３に応じてトランジスタ５３のオンタイ
ミングを最適に制御することによって、整流回路を最高
力率に制御することができる。コンデンサ５５の充電電
荷がすべて放電される前に、制御回路７２（図２０参
照）によりトランジスタ５３はオンされる。それによっ
て、図２１に示す状態に戻り、交流電源２−リアクトル
１８−コンデンサ５１−トランジスタ５３−ダイオード
６７−コンデンサ５５−交流電源２の経路でコンデンサ
５１の充電電流が流れる。実施の形態３の整流回路は、
以上のような動作を繰り返す。

【０１１９】上述した実施の形態３によれば、実施の形
態１と同様の効果に加えて、交流電圧により流れる電流
を充放電によって制御するためのコンデンサとして２個
のコンデンサ５１，５５を設けたため、コンデンサが１
個しかない実施の形態１または実施の形態２に対して、
各コンデンサ５１，５５の充放電の回数が半分になるの
で、コンデンサ５１，５５の寿命が延びるという効果が
得られる。

【０１２０】実施の形態４．図２９は、本発明の実施の
形態４にかかる整流回路の構成を示す回路ブロック図で
ある。実施の形態４の整流回路は、以下の点で図２に示
す実施の形態１の整流回路と異なる。

【０１２１】すなわち、実施の形態４では、４個のダイ
オード４１，４２，４３，４４からなる整流手段４に代
えて、２個のダイオード４５，４６からなる整流手段４
ａが設けられている。また、コンデンサ５１に代えてコ
ンデンサ５７が設けられている。トランジスタ５２，５
３に代えてスイッチ素子５８が設けられている。ダイオ
ード６１，６２，６３，６４がない。その他の構成は図
２に示す回路と同じであるため、同一の構成については
同じ符号を付して説明を省略する。

【０１２２】コンデンサ５７とスイッチ素子５８は直列
に接続されている。そのコンデンサ５７およびスイッチ
素子５８からなる直列接続体の一端は、リアクトル１８
の、交流電源２に接続されていない側の一端に接続され
ている。また、この直列接続体の他端は極性検出部７１
に接続されている。スイッチ素子５８は、制御回路７２
により制御され、交流電源２の半周期ごとにオン／オフ
動作を行う。すなわち、制御回路７２は、交流電源２の
半周期ごとにスイッチ素子５８をオン／オフさせるよう
に制御する。コンデンサ５７は、スイッチ素子５８がオ
ンしたときに充放電する。コンデンサ５７およびスイッ
チ素子５８は電源短絡手段５としての機能を有してい
る。

【０１２３】リアクトル１８の、交流電源２に接続され
ていない側の一端には、ダイオード４５のアノードとダ
イオード４６のカソードが共通接続されている。ダイオ
ード４５のカソードは、直列に接続された２個の倍電圧
コンデンサ６５，６６からなる直列接続体の一端、平滑
コンデンサ１１の一端および負荷３の一方の入力端に接
続されている。

【０１２４】また、ダイオード４６のアノードは、倍電
圧コンデンサ６５，６６からなる直列接続体の他端、平
滑コンデンサ１１の他端および負荷３の他方の入力端に
接続されている。倍電圧コンデンサ６５，６６の接続の
中点は極性検出部７１に接続されている。したがって、
図２９に示す整流回路は、一般的な半波整流回路におい
て、交流電源２側にコンデンサ５７およびスイッチ素子
５８からなる直列接続体を接続した構成となっている。

【０１２５】図３０は、スイッチ素子５８の実施例を示
す回路図である。スイッチ素子５８は、自己消弧型の双
方向の素子である。図３０に示されるスイッチ素子５８
は、ダイオードブリッジ５８ａと開閉素子であるトラン
ジスタ５８ｂにて構成されている。スイッチ素子５８は
交流側に配置されているが、自己消弧型の開閉素子５８
ｂは一方向の通流素子であるため交流側で使用できな
い。そのため、ダイオードブリッジ５８ａで整流する構
成となっており、それによって双方向のスイッチ素子５
８を構成している。なお、開閉素子５８ｂが双方向の通
流素子であれば、ダイオードブリッジ５８ａによる整流
は不要である。

【０１２６】上述した実施の形態４によれば、コンデン
サ５７の充放電を利用することによって、スイッチ素子
５８をゼロ電流スイッチングさせることができるため、
実施の形態１と同様の効果が得られる。また、上述した
実施の形態４によれば、スイッチ素子５８として自己消
弧型の素子を用いることによって、つぎのような効果を
奏する。すなわち、スイッチ素子５８のオン時間はコン
デンサ５７の充電時間によって決まる。コンデンサ５７
の充電時間は、ほぼコンデンサ容量とリアクトル１８の
共振周波数の１／４にて決まるので、スイッチ素子５８
のオン時間は負荷量によらずほぼ一定となる。しかし、
負荷３が軽い負荷量に変化した場合、スイッチ素子５８
のオン時間が長くなりすぎてしまう場合がある。その場
合に、スイッチ素子５８を強制的にオフさせる。それに
よって、負荷３への供給電圧を変化させることができ
る。この場合、ゼロ電流スイッチングでなくても、負荷
量が小さいため、ノイズ発生量は少ない。

【０１２７】なお、図３１に示すように、スイッチ素子
５８がオフ状態のときに、コンデンサ５７に蓄積されて
いた電荷を整流手段４ａの出力側に放電する電荷放電手
段６ａをさらに備えた構成となっていてもよい。たとえ
ば、電荷放電手段６ａは２個のダイオード６８，６９で
構成される。その場合、ダイオード６８のアノードはダ
イオード６９のカソード、およびコンデンサ５７とスイ
ッチ素子５８との接続の中点に接続されている。ダイオ
ード６８のカソードはダイオード４５のカソードに接続
されている。ダイオード６９のアノードはダイオード４
６のアノードに接続されている。

【０１２８】図３１に示す整流回路によれば、交流電圧
のゼロクロスのタイミングよりも遅延させてスイッチ素
子５８の動作を開始させることによって、スイッチ素子
５８がオフ状態のときにコンデンサ５７が放電される。
したがって、コンデンサ５７に蓄えられたエネルギーを
負荷３に使用することができるので、整流回路の効率が
より向上する。また、整流回路に対して非通電状態であ
ってもコンデンサ５７を放電させることができるので、
時間経過とともにコンデンサ５７の両端電圧が低下し、
信頼性が向上する。なお、図２９に示す整流回路におい
て、コンデンサ５７と並列に抵抗を接続しても図３１に
示す整流回路と同等の効果が得られる。

【０１２９】実施の形態５．図３２は、本発明の実施の
形態５にかかる圧縮機駆動装置の構成を示す回路ブロッ
ク図である。実施の形態５の圧縮機駆動装置は、図２に
示す実施の形態１の整流回路の負荷３をたとえば３相の
インバータ８と圧縮機９で構成したものである。また、
この圧縮機駆動装置はインバータ制御回路８０を備えて
いる。なお、整流回路部分の構成および動作等は図２に
示す回路と同じであるため、同一の構成については同じ
符号を付して説明を省略する。

【０１３０】インバータ８は、２個のトランジスタが直
列に接続され、かつ各トランジスタにダイオードが逆並
列接続されてなる直列接続体８１，８２，８３が並列に
３列に接続された構成となっている。各直列接続体８
１，８２，８３において２個のトランジスタの接続の中
点に、圧縮機９の３相の入力端が一つずつ接続されてい
る。インバータ制御回路８０は、圧縮機９の回転動作を
制御するためにインバータ８の６個のトランジスタのベ
ースに駆動信号を供給する。また、インバータ制御回路
８０は、圧縮機９の回転数を制御する。インバータ制御
回路８０は、圧縮機９の回転数に関する情報を制御回路
７２に供給する。

【０１３１】制御回路７２は、交流電圧のゼロクロスの
タイミングからトランジスタ５２，５３の動作開始タイ
ミングまでの遅延時間を、インバータ制御回路８０から
受け取った圧縮機９の回転数に関する情報に基づいて変
化させる。圧縮機９の回転数が高いほど負荷量は重く、
回転数が低いほど負荷量は軽い。したがって、トランジ
スタ５２，５３の動作開始タイミングの遅延時間は負荷
量に応じて変化することになる。ここで、家庭用電気製
品は、家庭内において家庭内に設置されているブレーカ
ーに接続されている。このブレーカーの電流容量を超え
ると、ブレーカーが電源遮断してしまう。そのため、家
庭内にあるすべての電気製品の動作が停止してしまう。
これを避けるため、一般に、家庭用電気製品は、ブレー
カーが動作しないような電流容量で動作するように制限
されている。

【０１３２】交流電源２から入力される電圧が一定であ
り、ブレーカーで電流容量が一定に制限される場合、有
効電力は電圧と電流と力率の積で表される。したがっ
て、圧縮機駆動用途に本発明にかかる整流回路を適用す
ることによって、力率を向上させることができるので、
有効電力が増加し、出力を高めることができる。

【０１３３】上述した実施の形態５によれば、圧縮機９
からの出力を増加させることができるとともに、実施の
形態１と同様にゼロ電流スイッチングの実施によりノイ
ズが抑制される。そのため、この圧縮機駆動装置を適用
した家庭用電気製品の近くにテレビやラジオを置いた場
合、その画像や音声にちらつきやノイズが発生するのを
抑制することができる。したがって、上記実施の形態５
の圧縮機駆動装置を適用した家庭用電気製品、およびそ
の他のノイズの影響を受ける家庭用電気製品に対して、
ノイズ対策を施す必要がなくなるので、それら家庭用電
気製品の小型、低コスト化を実現できる。すなわち、屋
内に配置される冷蔵庫や除湿器、あるいは空気調和機の
室外機などに簡単に適用することが可能である。

【０１３４】上述した各実施の形態によれば、力率を向
上させることができるため、無効電力量が低減し、発電
所で発電する総電力量の無効電力分を低減することがで
きる。したがって、発電所の発電効率を向上させること
ができるので、二酸化炭素の排出量を低減させることが
できる。

【０１３５】なお、上記実施の形態５では、整流回路の
制御回路７２とインバータ制御回路８０を区別して説明
したが、制御回路７２とインバータ制御回路８０を単一
のマイクロコンピュータ等の制御手段で構成してもよ
い。

【０１３６】また、上記実施の形態５では圧縮機９を駆
動する場合について説明したが、これに限らず、モータ
駆動に適用することも可能である。その場合には、たと
えば、洗濯機や電気掃除機などの家庭用電気製品に適用
できる。また、上記実施の形態５では図２に示す整流回
路の適用例を説明したが、図１１、図１２、図１３、図
２０、図２９または図３１にそれぞれ示す整流回路を適
用することもできる。その際、平滑コンデンサ１１を倍
電圧コンデンサ６５，６６で代用する構成としても同等
の効果が得られる。また、家庭用電気製品に限らず、力
率を改善する必要があるが、ノイズ対策やコスト的な問
題から力率の改善が見送られている分野や、モータ駆動
に係わらない系統や、変電関係の技術分野にも適用可能
である。

【０１３７】実施の形態６．図３３は、本発明の実施の
形態６にかかる整流回路の構成を示す回路ブロック図で
ある。この整流回路は、６個のダイオード１２１，１２
２，１２３，１２４，１２５，１２６よりなる整流手
段、同じ容量の２個の平滑コンデンサ１２７，１２８、
１個の共振コンデンサ１２９、３個のスイッチ素子１３
０，１３１，１３２よりなるスイッチング手段、同じ容
量の３個のリアクトル１３３，１３４，１３５、ゼロク
ロス検出手段１３６および制御手段１３７を備えてい
る。図３３において、符号１３８は３相交流電源であ
り、符号１３９は負荷である。

【０１３８】ダイオード１２１のカソードは、ダイオー
ド１２３のカソードおよびダイオード１２５のカソード
に接続されている。ダイオード１２１のアノードはダイ
オード１２２のカソードに接続されている。ダイオード
１２３のアノードはダイオード１２４のカソードに接続
されている。ダイオード１２５のアノードはダイオード
１２６のカソードに接続されている。ダイオード１２２
のアノードは、ダイオード１２４のアノードおよびダイ
オード１２６のアノードに接続されている。ダイオード
１２１とダイオード１２２との接続点、ダイオード１２
３とダイオード１２４との接続点およびダイオード１２
５とダイオード１２６との接続点、すなわち整流手段の
各入力端子と、３相交流電源１３８の各相の出力端子と
の間には、それぞれリアクトル１３３，１３４，１３５
が１個ずつ接続されている。

【０１３９】平滑コンデンサ１２７および平滑コンデン
サ１２８は、３個のダイオード１２１，１２３，１２５
の各カソードと３個のダイオード１２２，１２４，１２
６の各アノードとの間、すなわち整流手段の出力端子間
で直列に接続されている。共振コンデンサ１２９の一方
の電極は平滑コンデンサ１２７と平滑コンデンサ１２８
との接続点に接続されている。整流手段の各入力端子
は、それぞれスイッチ素子１３０，１３１，１３２を介
して共振コンデンサ１２９の他方の電極に共通接続され
る。ゼロクロス検出手段１３６は３相交流電源１３８の
各相の電圧ゼロクロス点を検出する。制御手段１３７
は、ゼロクロス検出手段１３６から供給される検出信号
に基づいて、３個のスイッチ素子１３０，１３１，１３
２のオン／オフ動作を制御する。また、整流手段の出力
端子間には負荷１３９が接続される。

【０１４０】図３３に示す整流回路において、図３４に
示すように、共振コンデンサ１２９、３個のスイッチ素
子１３０，１３１，１３２、図示省略したゼロクロス検
出手段１３６および制御手段１３７は、実施の形態１で
説明した電源短絡手段と同等の機能を有する電源短絡手
段１４０を構成している。また、２個の平滑コンデンサ
１２７，１２８、図３４において図示省略したゼロクロ
ス検出手段１３６および制御手段１３７は、実施の形態
１で説明した電荷放電手段と同等の機能を有する電荷放
電手段１４１を構成している。なお、実施の形態６で
は、２個の平滑コンデンサ１２７，１２８は、母線直流
電圧を平滑する平滑コンデンサとしての機能のほかに電
荷放電手段１４１を構成するコンデンサとしての機能も
有するため、電荷放電手段１４１を構成するコンデンサ
を兼ねている。６個のダイオード１２１，１２２，１２
３，１２４，１２５，１２６は整流手段１４２としての
機能を有する。図３４において、符号１４３はリアクト
ルである。

【０１４１】つぎに、図３３に示す整流回路の動作につ
いて説明する。図３５〜図３９は、図３３に示す回路の
電流経路を説明するための図であり、これらの図に電流
経路を破線の矢印で示す。なお、この電流経路の説明に
おいては、図３３に示す整流回路を一般的な全波整流回
路とし、便宜上、図３５〜図３９において交流電源１３
８の上からＲ相、Ｓ相およびＴ相とする。Ｒ相の相電圧
が０（ゼロ）度から約２／３πまでの動作を説明する。
その後、Ｓ相およびＴ相についてＲ相のときと同様の動
作がおこなわれることになるので、Ｓ相およびＴ相の動
作については説明を省略する。

【０１４２】図３５は、Ｒ相の相電圧が０（ゼロ）のと
きの電流経路を示している。このとき、電源１３８のＴ
相の端子からリアクトル１３５、ダイオード１２５、平
滑コンデンサ１２７、平滑コンデンサ１２８、ダイオー
ド１２４およびリアクトル１３４を経由して電源１３８
のＳ相の端子へ電流が流れる。Ｒ相には電流が流れな
い。その後、予め設定された遅延時間が経過すると、Ｒ
相に接続されているスイッチ素子１３０がオンする。そ
れによって、図３６に示すように、Ｔ相からＳ相へ流れ
る電流に加えて、電源１３８のＲ相の端子からも電流が
リアクトル１３３、スイッチ素子１３０、共振コンデン
サ１２９、平滑コンデンサ１２８、ダイオード１２４お
よびリアクトル１３４を経由して電源１３８のＳ相の端
子へ流れる。したがって、３相整流における不通流区間
がなくなり、各相に電流を流すことができる。

【０１４３】Ｒ相電圧の角度が増加するのにともなっ
て、Ｔ相からＳ相に流れていた相電流はＲ相からＳ相に
流れるようになる。おおよそその時点で共振コンデンサ
１２９の充電が完了するように、共振コンデンサ１２９
の容量は適当に選定されている。共振コンデンサ１２９
の充電が完了すると、共振コンデンサ１２９には電流が
流れなくなるため、図３７に示すように、スイッチ素子
１３０にも電流が流れなくなる。つまり、Ｒ相に接続さ
れたスイッチ素子１３０はオフしたことと等価になる。
その後、スイッチ素子１３０はオフ状態となる。図３７
に示す時点ではＴ相が不通流区間となる。

【０１４４】そして、ある時間が経過した後にＴ相の電
圧ゼロクロスが検出され、予め設定された遅延時間が経
過すると、Ｔ相に接続されているスイッチ素子１３２が
オンする。それによって、図３８に示すように、Ｒ相か
らＳ相へ流れる電流に加えて、Ｒ相を流れる電流は、平
滑コンデンサ１２７、共振コンデンサ１２９、スイッチ
素子１３２およびリアクトル１３５を経由して電源１３
８のＴ相の端子へも流れる。したがって、この場合も、
３相整流における不通流区間がなくなり、各相に電流を
流すことができる。ここで、図３６に示す電流経路と図
３８に示す電流経路では、共振コンデンサ１２９に流れ
る電流の向きは逆向きであるため、共振コンデンサ１２
９の充放電がおこなわれることになる。

【０１４５】さらに時間が経過してＲ相電圧の角度が増
加すると、共振コンデンサ１２９の充電が完了し、図３
９に示すように、共振コンデンサ１２９には電流が流れ
なくなる。したがって、Ｔ相に接続されたスイッチ素子
１３２はオフしたことと等価になる。この時点では、Ｓ
相へ流れ込む電流が減少し、Ｒ相からＳ相へ流れていた
電流はＲ相からＴ相へ流れるように変化する。その後、
スイッチ素子１３２はオフ状態となる。図３９に示す時
点ではＳ相が不通流区間となる。ここまでの動作は、Ｒ
相の相電圧が０（ゼロ）度から約２／３πまで変化する
間の動作である。

【０１４６】これにつづいて、不通流区間のＳ相に接続
されたスイッチ素子１３１のオン動作へ移行する。そし
て、Ｓ相の相電圧が０（ゼロ）度から約２／３πまで変
化する間、Ｓ相について、Ｒ相のときと同様の動作がお
こなわれ、Ｔ相が不通流区間となる。それにつづいて、
Ｔ相の相電圧が０（ゼロ）度から約２／３πまで変化す
る間に、Ｔ相についてもＲ相のときと同様の動作がおこ
なわれる。そして、再びＲ相が不通流区間となり、図３
５に示す状態に戻る。このようにして電源の１周期が構
成される。以後、上述した動作を３相で交互に繰り返
す。

【０１４７】上述した説明では、共振コンデンサ１２９
の容量は、スイッチ素子１３０の動作開始から相電流の
転流時刻までに充電が完了するような容量であるとし
た。同様に、共振コンデンサ１２９の容量は、スイッチ
素子１３１およびスイッチ素子１３２の動作開始から相
電流の転流時刻までに充電が完了するような容量でもあ
る。ここで、共振コンデンサ１２９の充電時間は、リア
クトル１３３，１３４，１３５と共振コンデンサ１２９
の容量値の組み合わせによって決まる。これは、各リア
クトル１３３，１３４，１３５と共振コンデンサ１２９
によるＬＣ共振を利用しており、その共振周波数によっ
てスイッチ素子１３０，１３１，１３２のオン動作の時
間が決まるからである。

【０１４８】図４０は、図３３に示した整流回路につい
てＲ相の入力電圧、スイッチ素子１３０，１３１，１３
２の各スイッチング信号、および共振コンデンサ１２９
に流れる電流の各波形を示す波形図である。この図にお
いて、共振コンデンサ１２９に流れる電流については、
図３６に示す向き、すなわち３相交流電源１３８から平
滑コンデンサ１２７，１２８側へ流れる電流の向きを正
方向とする。

【０１４９】以上説明したように図３３に示す整流回路
が動作することによって、図４１に示すような相電流が
流れる。また、このように電流を制御することによっ
て、力率の改善および高調波の抑制を実現することがで
きる。特に、高調波については、日本国内における３相
電源について現在検討されている規制に対して満足する
レベルまで抑制することができる。その規制値の一覧を
図４２に示す。

【０１５０】ここで、負荷１３９の負荷量に応じて、図
４２に示される規制を満たすために必要なリアクトル１
３３，１３４，１３５の適切な容量が存在する。したが
って、リアクトル１３３，１３４，１３５の容量は負荷
１３９の負荷量に応じて決まる。そして、共振コンデン
サ１２９の容量はリアクトル１３３，１３４，１３５の
容量値によって決まる。ただし、ＬＣ共振における共振
周波数が同じであっても入力電流に含まれる高調波の量
が完全に一致しているわけではないので、共振コンデン
サ１２９の容量によるリアクトル１３３，１３４，１３
５の容量の微調をおこなうことが望ましい。

【０１５１】また、上述したようにＬＣ共振周波数によ
ってスイッチ素子１３０，１３１，１３２のオン時間が
決まり、さらにスイッチング動作が電源半周期に１回お
こなわれるため、ＬＣ共振周波数ｆｒと電源周波数ｆｓ
との間にはつぎの（１）式が成り立つ。そして、図３３
に示すような３相の整流回路の場合には５次高調波成分
が大きいため、ＬＣ共振周波数ｆｒを（２）式を満たす
ように設定するとよいが、実際には配線や基板等のイン
ピーダンスを考慮して多少小さめに設定する。したがっ
て、共振周波数ｆｒの設定値はつぎの（３）式で表され
る範囲となる。 ｆｒ≧２ｆｓ ・・・（１） ｆｒ＝２ｆｓ×５ ・・・（２） ２ｆｓ≦ｆｒ≦１０ｆｓ ・・・（３）

【０１５２】ここで、Ｒ、ＳおよびＴの各相に挿入され
たリアクトル１３３，１３４，１３５の値をＬ（単位：
Ｈ（ヘンリー））とし、共振コンデンサ１２９の容量を
Ｃ（単位：Ｆ（ファラッド））とする。図３３に示す整
流回路では、入力電流は、交流電源１３８から整流回路
を介して再び交流電源１３８に戻るまでに、３個のリア
クトル１３３，１３４，１３５のうち２個を経由する。
したがって、共振周波数ｆｒはつぎの（４）式で表され
る。 ｆｒ＝１／（２π）×（√１／２ＬＣ） ・・・（４）

【０１５３】図３３に示す整流回路において、前記
（３）式および上記（４）式に基づいてリアクトル１３
３，１３４，１３５や共振コンデンサ１２９の容量を設
定し、図３５〜図３９に示すように動作させることによ
って、入力電流を制御することができる。その結果、力
率の改善を実現することができるとともに、現在検討さ
れている規制（図４２参照）に対して満足するレベルま
で高調波を抑制することができる。また、上述したよう
にリアクトル１３３，１３４，１３５や共振コンデンサ
１２９の容量を設定することによって、図５２に示す従
来のフルブリッジ型高力率コンバータや図５３に示す従
来のアクティブフィルタよりも低コストで図４２に示す
規制を満足する高調波抑制回路を得ることができる。

【０１５４】ただし、負荷１３９の負荷量は、整流回路
が適用される製品や用途によって一概には決まるもので
はなく、負荷１３９が負荷量可変型のものである場合に
は動作条件によって負荷量が異なる。したがって、リア
クトル１３３，１３４，１３５や共振コンデンサ１２９
が容量可変のものであればよいが、一般的には容量可変
型の受動部品はない。そのため、実際には、リアクトル
１３３，１３４，１３５や共振コンデンサ１２９の容量
はある負荷条件における設定値となる。たとえば、リア
クトル１３３，１３４，１３５および共振コンデンサ１
２９の容量は、整流回路が適用される製品の定格条件に
おける負荷量に基づいて設定されるのが一般的であると
考えられるが、これに限ったことではない。

【０１５５】また、スイッチ素子１３０，１３１，１３
２のオン動作が始まるまでの遅延時間は予め設定されて
いるが、この遅延時間を負荷量に応じて変化させるよう
にしてもよい。そうすることによって、多少負荷量に依
存しない受動部品の容量を選択することが可能となる。
また、この場合、遅延時間を変化させるだけであるた
め、オープンループにて入力電流を制御することができ
るので、負荷量が変化しても力率の改善および高調波の
抑制を実現する整流回路を最小限のコストアップで造る
ことができる。

【０１５６】つぎに、共振コンデンサ１２９によって実
現されるリアクトル１３３，１３４，１３５の騒音抑制
効果について説明する。図４３に、共振コンデンサ１２
９がない場合とある場合について、スイッチ素子１３
０，１３１，１３２をスイッチングさせたときの相電流
の要部（図４１の点線で囲む部分）を模式的に示す。図
４３（ａ）に示すように、共振コンデンサ１２９がない
場合には、スイッチ素子１３０，１３１，１３２がオン
したときに流れる電流は交流電源１３８と平滑コンデン
サ１２７の両端電圧との差、または交流電源１３８と平
滑コンデンサ１２８の両端電圧との差に応じた分だけ流
れてしまう。それに対して、図３３に示すように共振コ
ンデンサ１２９がある場合には、スイッチ素子１３０，
１３１，１３２がオンしたときに流れる電流は、共振コ
ンデンサ１２９が充電されるにしたがって流れにくくな
るため、図４３（ｂ）に示すように滑らかに変化する。

【０１５７】ここで、騒音の発生メカニズムについて考
察する。スイッチ素子１３０，１３１，１３２がオンし
ているときには電源短絡電流が流れ、電流は増加してい
く。このときの電流増加率は、共振コンデンサ１２９が
ない場合には一定ではなく、電源電圧の増加に応じて電
流増加率も増加していく。そして、共振コンデンサ１２
９がない場合には、スイッチ素子１３０，１３１，１３
２に流れる電流は、スイッチ素子１３０，１３１，１３
２がオフになることによってゼロとなる。それに対し
て、共振コンデンサ１２９がある場合には、電流増加率
は、電源電圧の増加率ではなく、共振コンデンサ１２９
の充電電圧によって決まる。したがって、共振コンデン
サ１２９の充電が完了した時点では、電流増加率ｄｉ／
ｄｔはゼロとなる。そして、共振コンデンサ１２９の充
電が完了すると、スイッチ素子１３０，１３１，１３２
に流れる電流はゼロとなるので、スイッチ素子１３０，
１３１，１３２をオフに切り替えたことと同義となる。
この時点からリアクトル１３３，１３４，１３５からス
イッチ素子１３０，１３１，１３２を介して流れていた
電源短絡電流は、整流手段側へ流れを変化させる。

【０１５８】この電流は、電源短絡電流がリアクトル１
３３，１３４，１３５に流れることにより蓄えられたエ
ネルギーによって流れるので、そのエネルギーの減少に
ともなって電流も減少する。このときの電流変化率ｄｉ
／ｄｔは負の値となり、流れが変わる瞬間にその絶対値
は最も大きくなる。リアクトル１３３，１３４，１３５
では磁束が発生し、リアクトル１３３，１３４，１３５
に電流が流れることによって電磁力が発生する。電流変
化率に応じて磁束が変化し、磁束の変化が電磁力の変化
を引き起こすため、リアクトル１３３，１３４，１３５
が振動し、騒音が発生する。したがって、磁束変化が小
さい、すなわち電流変化率が小さいほうがリアクトル１
３３，１３４，１３５で発生する騒音が小さいことにな
る。ここで、電流変化率とは、図４３に示す相電流の突
起部における突起度合いのことである。正の電流変化率
ｄｉ／ｄｔから負の電流変化率−ｄｉ／ｄｔに変化する
際の変化幅が大きい方がリアクトル１３３，１３４，１
３５の振動が大きくなり、騒音が大きくなる。図４３に
示すように、共振コンデンサ１２９がある方が、ない場
合よりも、正の電流変化率ｄｉ／ｄｔから負の電流変化
率−ｄｉ／ｄｔに変化する際の変化幅が小さいので、リ
アクトル１３３，１３４，１３５の振動はより小さくな
り、騒音が小さくなる。

【０１５９】上述した実施の形態６によれば、共振コン
デンサ１２９があるため、スイッチ素子１３０，１３
１，１３２に流れる電流がゼロになる瞬間から負の電流
変化率に変化する際の電流変化量が最小限に抑えられ
る。それによって、リアクトル１３３，１３４，１３５
に発生する磁束の急峻な変化が抑制されるので、リアク
トル１３３，１３４，１３５を構成する巻線や鉄心の振
動が低減し、騒音を抑制することが可能となる。また、
実施の形態６によれば、共振コンデンサ１２９を介して
スイッチ素子１３０，１３１，１３２に電流が流れるた
め、共振コンデンサ１２９の充電が完了すると電流が自
動的にゼロとなる。その電流がゼロのときにスイッチ素
子１３０，１３１，１３２をオフに切り替えることによ
って、ゼロ電流スイッチングを実現することができる。
それによって、ノイズが小さくなり、ターンオフ時のス
イッチング損失を低減することができるので、回路効率
が向上し、省エネルギー化を図ることが可能となる。ま
た、スイッチ素子１３０，１３１，１３２のターンオフ
に関する制御が不要となるので、制御処理が非常に少な
く、安価なＣＰＵを用いることができる。

【０１６０】なお、上述した実施の形態６において、予
め設定された遅延時間の設定値や共振コンデンサ１２９
の容量によっては、図３６に示す状態から図３７に示す
状態へ移行する途中で、図３７に示す状態においてＲ相
に接続されたスイッチ素子１３０がオン状態になるとき
があってもよい。また、図３８に示す状態から図３９に
示す状態へ移行する途中で、図３９に示す状態において
Ｔ相に接続されたスイッチ素子１３２がオン状態になる
ときがあってもよい。そのような場合でも実施の形態６
と同様の効果が得られる。

【０１６１】また、上述した実施の形態６では、交流電
源１３８および整流手段１４２は３相のものであるとし
たが、単相や多相のものであってもよい。単相の場合の
整流回路の構成を図４４に示すが、同図において、符号
１５１、１５２、１５３および１５４は整流手段を構成
するダイオードであり、符号１５７、１５８および１５
０は平滑コンデンサであり、符号１５９は共振コンデン
サであり、符号１６０および１６１はスイッチング手段
を構成するスイッチ素子であり、符号１６３および１６
４はリアクトルである。また、符号１６８は単相の交流
電源であり、符号１６９は負荷である。直列に接続され
た平滑コンデンサ１５７，１５８に対して平滑コンデン
サ１５０を並列に接続して設ける理由は、単相と３相と
では平滑化に必要な容量が異なるからである。なお、直
流電圧の脈動を考慮しなければ、平滑コンデンサ１５０
がなくても動作上は何ら変わらない。この単相の場合に
ついて、詳細な接続関係および動作については実施の形
態６で詳細に説明した３相の場合に準ずるので説明を省
略する。

【０１６２】実施の形態７．図４５は、本発明の実施の
形態７にかかる整流回路の構成を示す回路ブロック図で
ある。この整流回路が図３３に示す実施の形態６と異な
るのは、共振コンデンサ１２９がないことと、制御手段
１３７の代わりに制御手段１７７が設けられていること
と、負荷１３９の負荷量を検出するための負荷量検出手
段１７０が設けられていることである。その他の構成に
ついては実施の形態６と同じであるので、実施の形態６
と同一の構成については同じ符号を付して説明を省略す
る。図４５に示す整流回路の動作は、実施の形態６で説
明した動作のうち共振コンデンサ１２９に関する点を除
いた動作とほぼ同じである。ただし、実施の形態７で
は、スイッチ素子１３０，１３１，１３２を電源半周期
に１回だけ動作させるのではなく、図４６に示すよう
に、電源半周期に２回、３回、４回またはそれよりも多
く動作させる。それによって、相電流の急峻な突起部の
電流変化であるｄｉ／ｄｔを抑制し、リアクトル１３
３，１３４，１３５での振動を低減させて、リアクトル
１３３，１３４，１３５から発生する騒音を低減させ
る。

【０１６３】図４６より、スイッチング回数が電源半周
期に１回の場合（同図（ａ））よりも、たとえば３回
（同図（ｂ））の方がリアクトル１３３，１３４，１３
５に流れる電流は滑らかとなり、電流変化（ｄｉ／ｄ
ｔ）の急変な突起部は少ないことがわかる。また、スイ
ッチング回数が電源半周期に３回の場合（同図（ｂ））
よりも、４回以上の多数回（同図（ｃ））の方がリアク
トル１３３，１３４，１３５に流れる電流はより滑らか
となり、電流変化（ｄｉ／ｄｔ）の急変な突起部はより
少ないことがわかる。

【０１６４】前記ゼロクロス検出手段１３６は、予め設
定された遅延時間に対する基準点を与える信号を制御手
段１７７に供給する。制御手段１７７は、ゼロクロス検
出手段１３６により検出された電圧の位相に応じて、ス
イッチ素子１３０，１３１，１３２のスイッチをオンさ
せるように動作する。この遅延時間に対する基準点が不
明であると、どの時刻でスイッチ素子１３０，１３１，
１３２を動作させればよいかということが不明となり、
動作が不安定となる。また、予想している高調波抑制能
力を発揮できなくなり、逆に高調波を助長させるおそれ
がある。ここでは、ゼロクロス検出手段１３６により遅
延時間の基準点が設定されるので、十分な高調波抑制能
力が発揮される。また、相電流のアンバランスを引き起
こさずに電流をオープンループで制御することが可能と
なる。

【０１６５】前記負荷量検出手段１７０は、負荷１３９
の負荷量を検出し、それを制御手段１７７に供給する。
制御手段１７７は、負荷１３９の状態に応じた遅延時間
でもってスイッチ素子１３０，１３１，１３２のオン動
作を制御する。それによって、負荷量に応じて遅延時間
が変更され、電流が制御される。このように、遅延時間
が負荷１３９に応じて変わることによって、その負荷状
態に応じた高調波抑制能力が発揮される。また、負荷に
よっても、ある特定次数の高調波成分が突出することな
く入力電流を制御することができる。なお、遅延時間は
常に一定であっても動作上何ら問題はない。

【０１６６】上述した実施の形態７によれば、実施の形
態６のように各スイッチ素子１３０，１３１，１３２を
電源半周期に１回動作させる場合と同等の高調波抑制能
力を確保しつつリアクトル１３３，１３４，１３５のイ
ンダクタンス値を小さくすることができる。つまり、高
調波の抑制能力は、スイッチングによってリアクトル１
３３，１３４，１３５に流れた電流により蓄えられるエ
ネルギー量によって決まる。また、リアクトルのインダ
クタンス値が同じであれば、電源半周期あたりのスイッ
チング回数が多い方がエネルギー蓄積量は多くなる。し
たがって、スイッチング回数が多数回の場合と１回の場
合とで高調波抑制能力を同等レベルに設定する、すなわ
ち同じエネルギー量を蓄積させるためには、スイッチン
グ回数が多い方がリアクトル１３３，１３４，１３５の
インダクタンス値は小さくてよいことになる。その結
果、共振コンデンサ１２９を設けなくても実施の形態６
と同様の効果、すなわち共振コンデンサ１２９により騒
音を抑制するのと同等の効果が得られる。また、リアク
トル１３３，１３４，１３５の容量を低減することがで
きるので、小型化および低コスト化に寄与する。また、
それらの容量を小さくすることによって発熱を抑制する
ことができるので、損失が低減され、省エネルギー効果
が得られる。

【０１６７】なお、上述した実施の形態７において、各
スイッチ素子１３０，１３１，１３２の電源半周期あた
りのスイッチング回数は、３回に限らず、２回でもよい
し、４回でもよいし、それよりも多くてもよい。ただ
し、あまりスイッチング回数を増やしすぎると高周波ス
イッチングと変わらなくなり、ノイズが発生したり、制
御負荷が増大化するなどの不都合が生じてしまう。そこ
で、スイッチ素子１３０，１３１，１３２をオン／オフ
する周期を、特に限定しないが、たとえば１から３ｋＨ
ｚ以下に設定するのが望ましい。このように、スイッチ
ングを適当に多くしたことによって、ノイズ発生量を増
加させることなく、ノイズ対策しやすい回路が得られ
る。

【０１６８】実施の形態８．図４７は、本発明の実施の
形態８にかかる整流回路の構成を示す回路ブロック図で
ある。この整流回路が図３３に示す実施の形態６と異な
るのは、第２のスイッチング手段であるリレー１８０が
共振コンデンサ１２９に並列に接続されていることと、
制御手段１３７の代わりに制御手段１８７が設けられて
いることと、負荷１３９の負荷量を検出するための負荷
量検出手段１７０が設けられていることである。その他
の構成については実施の形態６と同じであるので、実施
の形態６と同一の構成については同じ符号を付して説明
を省略する。また、負荷量検出手段１７０については、
実施の形態７において説明したため、ここでの説明を省
略する。図４７に示す整流回路の動作は、リレー１８０
がオフ状態のときは実施の形態６と同じであり、リレー
１８０がオン状態のときは実施の形態７と同じである。

【０１６９】制御手段１８７は、負荷量検出手段１７０
により検出された負荷１３９の負荷量に基づいて、リレ
ー１８０のオン／オフとスイッチ素子１３０，１３１，
１３２のオン／オフを制御する。負荷量が所定値よりも
大きい場合、制御手段１８７はリレー１８０をオフさせ
るとともに、実施の形態６と同様の制御おこなう。すな
わち、制御手段１８７は、実施の形態６で説明したタイ
ミングでもって各スイッチ素子１３０，１３１，１３２
を電源半周期に１回動作させる。それによって、負荷が
重い場合には、共振コンデンサ１２９が有効となりリア
クトル音が抑制される。一方、負荷量が所定値よりも小
さい場合、制御手段１８７はリレー１８０をオンさせる
とともに、実施の形態７と同様に、各スイッチ素子１３
０，１３１，１３２を電源半周期に２回以上動作させ
る。それによって、実施の形態７で説明したとおり、リ
アクトル音が抑制される。なお、軽負荷の場合は、リア
クトル１３３，１３４，１３５を流れる電流が少ないの
で、リアクトル１３３，１３４，１３５から発生する騒
音レベルも重負荷の場合よりも低い。したがって、軽負
荷の場合、各スイッチ素子１３０，１３１，１３２を電
源半周期に１回動作させるようにしてもよい。そうすれ
ば、制御処理負荷の増大を避けることができる。

【０１７０】上述した実施の形態８によれば、重負荷の
場合には共振コンデンサ１２９によりリアクトル音を抑
制するため、実施の形態６と同様に、リアクトル音の抑
制効果、ゼロ電流スイッチングによるノイズの低減効果
および省エネルギー化という効果が得られる。また、軽
負荷時には、実施の形態７と同様に、リアクトル音の抑
制効果、小型化、低コスト化および省エネルギー化とい
う効果が得られる。また、軽負荷時に共振コンデンサ１
２９を無効にするため、共振コンデンサ１２９の充電完
了までスイッチ素子１３０，１３１，１３２をオンさせ
ている場合に、電流が流れすぎて平滑コンデンサ１２７
と平滑コンデンサ１２８の直列回路の両端に表れる電圧
値が高くなり、負荷１３９へ入力する電圧が高くなりす
ぎるという不都合を回避することができる。したがっ
て、より信頼性の高い整流回路が得られる。

【０１７１】実施の形態９．図４８は、本発明の実施の
形態９にかかる整流回路の構成を示す回路ブロック図で
ある。この整流回路が図３３に示す実施の形態６と異な
るのは、第２のスイッチング手段であるリレー１８０と
第２の共振コンデンサ１９０とが直列に接続されたもの
が、共振コンデンサ１２９に対して並列に接続されてい
ることと、制御手段１３７の代わりに制御手段１９７が
設けられていることと、負荷１３９の負荷量を検出する
ための負荷量検出手段１７０が設けられていることであ
る。その他の構成については実施の形態６と同じである
ので、実施の形態６と同一の構成については同じ符号を
付して説明を省略する。また、負荷量検出手段１７０に
ついては、実施の形態７において説明したため、ここで
の説明を省略する。図４８に示す整流回路では、リレー
１８０のオン／オフによって共振コンデンサ１２９，１
９０による容量が変わるだけで、その動作は実施の形態
６と同じである。

【０１７２】制御手段１９７は、負荷量検出手段１７０
により検出された負荷１３９の負荷量に基づいて、リレ
ー１８０のオン／オフとスイッチ素子１３０，１３１，
１３２のオン／オフを制御する。負荷量が所定値よりも
小さい場合、制御手段１９７はリレー１８０をオフさせ
るとともに、実施の形態６と同様に、各スイッチ素子１
３０，１３１，１３２を電源半周期に１回動作させる。
それによって、軽負荷の場合には１個の共振コンデンサ
１２９のみを有効とし、上述した軽負荷の場合の負荷１
３９へ入力する電圧が高くなりすぎるという不都合を回
避する。一方、負荷量が所定値よりも大きい場合、制御
手段１９７はリレー１８０をオンさせるとともに、実施
の形態６と同様に、各スイッチ素子１３０，１３１，１
３２を電源半周期に１回動作させる。それによって、重
負荷の場合には、２個の共振コンデンサ１２９，１９０
を有効とし、容量を大きくすることによってスイッチ素
子１３０，１３１，１３２のオン時間を長くして高調波
抑制能力の低下を防ぐ。

【０１７３】上述した実施の形態９によれば、負荷量に
応じて共振コンデンサ１２９のみを有効にしたり、２個
の共振コンデンサ１２９，１９０を有効にすることがで
きるので、軽負荷時の負荷量に適切なコンデンサ容量
と、重負荷時の負荷量に適切なコンデンサ容量とが異な
る場合でも、容量の切り替えによって適切に電流制御を
おこなうことが可能となる。したがって、広範囲の負荷
量に対して共振コンデンサ１２９，１９０によるリアク
トル音の抑制効果が得られるので、より信頼性の高い整
流回路が得られる。

【０１７４】なお、実施の形態９においては、共振コン
デンサ１２９，１９０を並列に接続し、そのうち一方の
共振コンデンサ１９０をリレー１８０のオン／オフによ
り有効にしたり無効にする構成としたが、これに限ら
ず、リレーによりＬＣ共振用の共振コンデンサの容量を
軽負荷時には小さくし、重負荷時には大きくするように
切り替えることができれば、いかなる構成でもよい。

【０１７５】実施の形態１０．図４９は、本発明の実施
の形態１０にかかる圧縮機駆動装置の構成を示す回路ブ
ロック図である。この圧縮機駆動装置は、図３３に示す
整流回路に負荷１３９として３相のインバータ２０１を
接続し、そのインバータ２０１に電動機２０２を接続し
たものである。したがって、図３３に示す整流回路と同
じ構成については同一の符号を付し、整流回路の構成お
よび動作について重複する説明を省略する。

【０１７６】実施の形態１０では、Ｒ相、Ｓ相およびＴ
相にそれぞれ接続された双方向スイッチ素子１３０，１
３１，１３２は、いずれもダイオードブリッジ２１１と
自己消弧型の開閉素子であるたとえばＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ート型バイポーラトランジスタ）２１２により構成され
ている。インバータ２０１は、２個のトランジスタが直
列に接続され、かつ各トランジスタにダイオードが逆並
列接続されてなる直列接続体が３列並列に接続された構
成となっている。インバータ２０１にはインバータ制御
手段２２１が接続されており、そのインバータ制御手段
２２１はインバータ２０１の６個のトランジスタのオン
／オフの制御をおこなう。

【０１７７】実施の形態１０では、負荷量を直接検出す
る代わりに、制御手段１３７が、インバータ制御手段２
２１から供給される制御指令値に基づいて負荷量を推測
する構成となっている。つまり、インバータ２０１は電
動機２０２を駆動制御しており、また電動機２０２の出
力は回転数に比例するため、負荷量は概ねインバータ２
０１の回転数指令に基づいて推測可能である。そして、
この実施の形態１０では、実施の形態７と同様に、推測
された負荷量に応じて、予め設定されている遅延時間が
変更され、それによって負荷量に応じた高調波抑制能力
が発揮される構成となっている。

【０１７８】あるいは、電動機２０２への回転数指令に
基づいてインバータ２０１の負荷量を推測する代わり
に、インバータ制御手段２２１の内部の設定値、たとえ
ば電動機２０２に印加する電圧に対する電圧指令値や、
電動機２０２の相電流値などに基づいて負荷量を推測す
る構成としてもよい。あるいは、電動機２０２が空気調
和機に使用される圧縮機である場合、圧縮機の負荷トル
クは回転数に依存するため、回転数指令のみで負荷量を
推測することが可能である。また、電動機２０２が圧縮
機である場合、吐出温度や吸入温度や熱交換器の温度等
を用いても負荷量を検出することができる。これらの温
度等はインバータ制御手段２２１においてサーミスタに
より検出されているため、これらの値を用いる場合に
は、コストアップなしで容易に負荷量を検出することが
できる。また、循環する冷媒速度や冷媒量などを検出す
る素子を追加すれば、冷媒速度や冷媒量などを用いて負
荷量を検出することは可能である。

【０１７９】上述した実施の形態１０によれば、整流回
路の負荷１３９がインバータ２０１である場合、インバ
ータ２０１が制御している動作指令値等の設定値により
負荷量を推測することができるので、負荷量検出手段を
設けずに、この指令値等に応じて、予め設定された遅延
時間を変更することによって、負荷量に応じた高調波発
生量に抑制することができる。

【０１８０】上述した実施の形態１０では、図３３に示
す構成の整流回路を用いたが、図４５、図４７または図
４８に示す構成の整流回路を用いて圧縮機駆動装置を構
成することもできる。特に、リレー１８０を用いた整流
回路（図４７、図４８参照）の場合には、インバータの
指令値に基づいてリレー１８０のオン／オフの切り替え
をおこなう構成としてもよい。そうすれば、検出誤差に
よるハンチング等の不具合が発生しにくいため、リレー
１８０の接点の信頼性が向上する。

【０１８１】

【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明にかかる
整流回路によれば、整流手段は、リアクトルを介して印
加された交流電圧を整流する。電源短絡手段は、コンデ
ンサを備えており、交流電圧により流れる電流をそのコ
ンデンサの充放電によって制御する。電荷放電手段は、
電源短絡手段のコンデンサに蓄積された電荷を整流手段
の出力側に放電する。それによって、リアクトルから発
生する騒音が低減するという効果が得られる。また、入
力電流を制御することによる力率改善および高調波抑制
という効果が得られる。さらに、コンデンサの利用によ
ってゼロ電流スイッチングを実現でき、スイッチングノ
イズを低減できる。したがって、ノイズおよびリアクト
ルの騒音を低減させるための対策が不要となり、低コス
ト化および小型化が図れる。また、放電手段による電荷
の有効利用により高効率化が図れる。

【０１８２】つぎの発明によれば、平滑コンデンサは整
流手段の出力電圧を平滑にする。したがって、平滑コン
デンサにより整流手段の出力電圧を平滑化する場合で
も、リアクトルから発生する騒音が低減するという効果
が得られる。また、平滑コンデンサの利用により出力電
圧が安定するという効果が得られる。

【０１８３】つぎの発明によれば、一対の開閉素子は交
流電圧の極性に応じて交流電圧の半周期ごとに交互にオ
フ状態からオン状態に切り替わる。したがって、従来よ
りも開閉素子のオン／オフの切り替え頻度が下がること
によって、そのオン／オフ動作に伴う損失が大幅に低減
するので、回路の効率が向上する。また、開閉素子のオ
ン／オフの切り替えによって、電源短絡手段のコンデン
サが充放電される。そのため、開閉素子のオフタイミン
グを精度よく制御する必要がない。すなわち、開閉素子
のオンタイミングを制御するだけで整流回路の力率を最
高力率にすることができる。したがって、簡単な制御処
理でもって力率を向上させることができる。また、コン
デンサの充放電によって、交流電源から入力される電流
を制御することができるため、その入力電流に含まれる
電源高調波電流を低減させることができる。

【０１８４】また、開閉素子のオン／オフ回数が減るこ
とによってノイズ発生量が低減する。加えて、コンデン
サの充放電を利用することによって、開閉素子に電流が
流れなくなってから開閉素子をオフすることができる。
すなわち、ゼロ電流スイッチングを実現することができ
るので、開閉素子のオフタイミングでのノイズ発生量を
理論上ゼロにすることができる。さらには、各開閉素子
が交流電圧の１周期あたり１回しか動作しないため、発
熱量が著しく減少する。したがって、発熱による開閉素
子の劣化または破損を抑制することができるので、信頼
性の高い整流回路が得られる。

【０１８５】つまり、開閉素子のオンタイミングだけの
制御であるため、制御が容易であり、また低コストな制
御用半導体で実現可能である。また、２個の開閉素子を
交互に使用するため、発熱を分散させることができるの
で、放熱対策部品の低コスト化および小型化が図れる。
また、発熱による劣化を防止でき、高周波でスイッチン
グさせるよりは高効率で発熱が少ない。また、万一開閉
素子が短絡故障しても、コンデンサがあるため製品の破
損には至らないので、信頼性が高い。さらに、コンデン
サと放電手段により出力電圧を制御することが可能とな
る。

【０１８６】つぎの発明によれば、電源短絡手段のコン
デンサに蓄積された電荷は、ダイオードを介して整流手
段の出力側に放電される。したがって、短絡電流によっ
てコンデンサに蓄積された電荷が負荷側に供給されるの
で、負荷に供給される直流電圧を変化させることができ
る。また、開閉素子内部の寄生ダイオードを利用するこ
とができればコストアップすることなく構成可能であ
り、開閉素子内に１パッケージ構成とすることができる
ので、部品点数が減少し、加工費の低減および作業性の
向上という効果が得られる。

【０１８７】つぎの発明によれば、電荷放電手段は一対
の倍電圧コンデンサを有する。ダイオードは、開閉素子
がオン状態のときに、倍電圧コンデンサから電荷が逆流
するのを防止する。したがって、整流回路に入力された
交流電圧のおおよそ２倍の直流出力が得られる。また、
倍電圧に対応できるので広範囲の可変を必要とする負荷
にも接続することができる。さらに、一対のダイオード
の追加により開閉素子の上下短絡がなくなり、信頼性が
向上する。

【０１８８】つぎの発明によれば、トランジスタのオン
／オフの切り替えによって、電源短絡手段のコンデンサ
が充放電される。したがって、トランジスタのオンタイ
ミングを制御するだけで整流回路の力率を向上させるこ
とができる。また、トランジスタが自己消弧素子である
ため、通流中の強制オフができるので、過電圧出力によ
る負荷の破損を防止でき、信頼性が向上する。さらに、
負荷の変化にも対応することができる。

【０１８９】つぎの発明によれば、制御回路によって、
各開閉素子のオン／オフが切り替えられる。したがっ
て、開閉素子のオンタイミングを精度よく制御すること
ができるので、整流回路の力率を向上させることができ
る。また、開閉素子を交互に動作させるので、余分な電
力消費を抑制できる。

【０１９０】つぎの発明によれば、各開閉素子は、制御
回路により、交流電圧のゼロクロス点から遅延したタイ
ミングでオンされる。そのため、交流電圧の極性が反転
した後、充電されていた電源短絡手段のコンデンサが放
電を開始する。その放電により、開閉素子をオンさせる
前でも整流回路に電流が流れるので、整流回路の力率が
向上し、開閉素子のオン動作による損失を発生させずに
入力電流を流すことができるので効率も高くすることが
できる。また、オンタイミングを制御することによっ
て、最適な力率に制御することができる。また、電荷の
直流側放電を制御することによって、電荷の有効利用に
よる高効率化および出力電圧の制御が可能となる。さら
に、負荷の変化にも対応することができる。

【０１９１】つぎの発明によれば、リレーをオンさせる
と半波整流回路が得られる。リレーをオフさせると全波
整流回路が得られる。したがって、整流回路に入力され
る交流電圧の電圧値に応じてリレーのオン／オフを制御
することによって、異なる交流電圧に対応することが可
能となる。また、負荷量に応じてリレーのオン／オフを
制御することによって、負荷の効率が低下するのを防ぐ
ことが可能となる。また、全波整流と半波整流を切り替
えることができるので、回路の平準化による低コスト化
を図ることができる。

【０１９２】つぎの発明によれば、リレーは交流電圧の
電圧値に応じてオン／オフされる。したがって、交流電
圧が低いときにはリレーをオンさせることによって整流
回路を半波整流回路として用いることできる。また、交
流電圧が高いときにはリレーをオフさせることによって
整流回路を全波整流回路として用いることできる。ま
た、ユーザの入力電圧接続ミスに対しても回路破損を回
避することができるので、信頼性が向上する。

【０１９３】つぎの発明によれば、リレーは負荷量に応
じてオン／オフされる。したがって、負荷量が重い場合
にはリレーをオンさせることによって整流回路を半波整
流回路として用いることできる。また、負荷量が軽い場
合にはリレーをオフさせることによって整流回路を全波
整流回路として用いることできる。このように負荷量に
応じた切り替えによって、モータ負荷の効率低下を防止
することができる。

【０１９４】つぎの発明によれば、コンデンサが２個あ
るため、各コンデンサは交流電圧の１周期あたり１回充
放電される。コンデンサが１個しかない場合には、コン
デンサは交流電圧の半周期に１回充放電される。したが
って、コンデンサの充放電の回数が半分になるため、コ
ンデンサの寿命が延びる。また、各開閉素子がトランジ
スタで構成される場合、２個のトランジスタのエミッタ
が同電位であるため、新たなゲートドライブ用電源が不
要であるという効果が得られる。

【０１９５】つぎの発明によれば、整流手段は、リアク
トルを介して印加された交流電圧を整流する。電源短絡
手段は、交流電圧の半周期ごとに動作するスイッチ素子
およびコンデンサを備えており、交流電圧により流れる
電流をそのコンデンサの充放電によって制御する。した
がって、リアクトルから発生する騒音が低減するという
効果が得られる。また、従来よりもスイッチ素子のオン
／オフの切り替え頻度が下がることによって、そのオン
／オフ動作に伴う損失が大幅に低減するので、回路の効
率が向上する。

【０１９６】また、開閉素子のオフタイミングを精度よ
く制御する必要がない。したがって、スイッチ素子のオ
ンタイミングを制御するだけで整流回路の力率を最高力
率にすることができるので、簡単な制御処理でもって力
率を向上させることができる。また、コンデンサの充放
電によって、交流電源から入力される電流を制御するこ
とができるため、その入力電流に含まれる電源高調波電
流を低減させることができる。さらに、双方向スイッチ
素子を用いたことにより、部品点数の減少という効果が
得られる。

【０１９７】つぎの発明によれば、コンデンサに蓄積さ
れた電荷は電荷放電手段により整流手段の出力側に放電
される。したがって、短絡電流によってコンデンサに蓄
積された電荷が負荷側に供給されるので、負荷に供給さ
れる直流電圧を変化させることができる。また、電荷の
直流側放電を制御することによって、電荷の有効利用に
よる高効率化および出力電圧の制御が可能となる。さら
に、負荷の変化にも対応することができる。さらに、自
己消弧型の素子を用いれば、ゼロ電流スイッチングにな
らなくても、強制的にスイッチ素子をオフさせることが
できるので、負荷の変化が大きくてもそれに対応して負
荷への供給電圧を変化させることができる。この場合、
ゼロ電流スイッチングでなくても、負荷量が小さいた
め、ノイズ発生量は少ない。

【０１９８】また、本発明にかかる圧縮機駆動装置によ
れば、整流回路の電源短絡手段がコンデンサの充放電に
よって、交流電圧により流れる電流を制御するため、整
流回路の力率が改善される。したがって、ノイズが低減
するとともにモータ負荷の出力が高まるので、高効率で
外部に及ぼすノイズの影響が少ない電気製品が得られ
る。また、騒音が低減するので屋内製品への展開が可能
である。ノイズおよび騒音の低減により、それらの対策
部品を減らすことができるので、電気製品の小型化およ
び低コスト化が図れる。

【０１９９】つぎの発明によれば、コンデンサに蓄積さ
れた電荷は電荷放電手段により整流手段の出力側に放電
される。したがって、短絡電流によってコンデンサに蓄
積された電荷が負荷側に供給されるので、負荷に供給さ
れる直流電圧を変化させることができる。また、電荷の
直流側放電を制御することによって、電荷の有効利用に
よる高効率化および出力電圧の制御が可能となる。

【０２００】また、本発明にかかる整流回路によれば、
リアクトルと、前記リアクトルを介して印加された交流
電圧を整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の
間で互いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記
整流手段の入力端子に接続されたスイッチング手段と、
前記スイッチング手段と前記一対のコンデンサどうしの
接続点との間に接続された共振コンデンサと、前記スイ
ッチング手段を前記交流電圧の半周期に１回ずつスイッ
チングさせる制御手段と、を具備し、スイッチング手段
がオンしたことにより流れる電流は共振コンデンサを介
して流れるため、共振コンデンサの充電が進むのに伴っ
て流れにくくなる。したがって、相電流が滑らかにな
り、リアクトルにおいて発生する磁束の急峻な変化が抑
制されるので、巻線や鉄心における振動を低減させるこ
とができ、リアクトル音の発生を抑制することができ
る。

【０２０１】この発明において、前記制御手段が、前記
共振コンデンサの充電時間よりも長い時間前記スイッチ
ング手段をオン状態に保つ構成となっていれば、共振コ
ンデンサの充電完了後にスイッチング手段をオフさせる
ことによって、ゼロ電流スイッチングとなるため、ター
ンオフ時のスイッチング損失を低減することができる。
したがって、回路効率が向上し、省エネルギー化を図る
ことが可能となる。また、スイッチング手段のターンオ
フに関する制御が不要となるので、制御処理が非常に少
なくなる。

【０２０２】また、本発明にかかる整流回路によれば、
リアクトルと、前記リアクトルを介して印加された交流
電圧を整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の
間で互いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記
整流手段の入力端子と前記一対のコンデンサどうしの接
続点との間に接続されたスイッチング手段と、前記スイ
ッチング手段を前記交流電圧の半周期に２回以上スイッ
チングさせる制御手段と、を具備するため、スイッチン
グ手段を電源半周期に１回動作させる場合と同等の高調
波抑制能力を確保しつつリアクトルのインダクタンス値
を小さくすることができる。したがって、共振コンデン
サがなくても、共振コンデンサにより騒音を抑制するの
と同等の効果が得られる。

【０２０３】これらの発明において、前記制御手段が、
前記交流電圧の各半周期においてゼロクロス点から所定
の時間遅延したタイミングで前記スイッチング手段のオ
ン動作を開始させる構成となっていれば、オープンルー
プにて入力電流を制御することができる。

【０２０４】また、本発明にかかる整流回路によれば、
リアクトルと、前記リアクトルを介して印加された交流
電圧を整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の
間で互いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記
整流手段の入力端子に接続された第１のスイッチング手
段と、前記第１のスイッチング手段と前記一対のコンデ
ンサどうしの接続点との間に接続された共振コンデンサ
と、前記共振コンデンサに並列に接続された第２のスイ
ッチング手段と、前記整流手段の出力端子間に接続され
る負荷の負荷量に応じて、前記第２のスイッチング手段
をオフにして前記第１のスイッチング手段を前記交流電
圧の半周期に１回ずつスイッチングさせるか、または前
記第２のスイッチング手段をオンにして前記第１のスイ
ッチング手段を前記交流電圧の半周期に２回以上スイッ
チングさせる制御手段と、を具備するため、第２のスイ
ッチング手段がオフ状態のとき、第１のスイッチング手
段がオンしたことにより流れる電流は共振コンデンサを
介して流れる。そのため、共振コンデンサの充電が進む
のに伴って電流が流れにくくなり、相電流が滑らかにな
るので、リアクトルにおいて発生する磁束の急峻な変化
が抑制される。したがって、巻線や鉄心における振動を
低減させることができ、リアクトル音の発生を抑制する
ことができる。一方、第２のスイッチング手段がオン状
態のとき、第１のスイッチング手段を電源半周期に１回
動作させる場合と同等の高調波抑制能力を確保しつつリ
アクトルのインダクタンス値を小さくすることができ
る。したがって、共振コンデンサが無効であっても、共
振コンデンサにより騒音を抑制するのと同等の効果が得
られる。

【０２０５】この発明において、前記制御手段が、前記
第２のスイッチング手段がオフのとき、前記共振コンデ
ンサの充電時間よりも長い時間前記第１のスイッチング
手段をオン状態に保つ構成となっていれば、共振コンデ
ンサの充電完了後に第１のスイッチング手段をオフさせ
ることによって、ゼロ電流スイッチングとなる。したが
って、ターンオフ時のスイッチング損失を低減すること
ができるので、回路効率が向上し、省エネルギー化を図
ることが可能となる。また、第１のスイッチング手段の
ターンオフに関する制御が不要となるので、制御処理が
非常に少なくなる。

【０２０６】また、本発明にかかる整流回路によれば、
リアクトルと、前記リアクトルを介して印加された交流
電圧を整流する整流手段と、前記整流手段の出力端子の
間で互いに直列に接続された一対のコンデンサと、前記
整流手段の入力端子に接続された第１のスイッチング手
段と、前記第１のスイッチング手段と前記一対のコンデ
ンサどうしの接続点との間に接続された第１の共振コン
デンサと、前記第１の共振コンデンサに並列に接続され
た第２の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサ
の両電極間で、前記第２の共振コンデンサに直列に接続
された第２のスイッチング手段と、前記第１のスイッチ
ング手段を前記交流電圧の半周期に１回ずつスイッチン
グさせるとともに、前記整流手段の出力端子間に接続さ
れる負荷の負荷量に応じて、前記第２のスイッチング手
段のオン／オフを切り替える制御手段と、を具備するた
め、負荷量に応じてＬＣ共振のコンデンサ容量を変える
ことができるので、軽負荷時の負荷量に適切なコンデン
サ容量と、重負荷時の負荷量に適切なコンデンサ容量と
が異なる場合でも、容量の切り替えによって適切に電流
制御をおこなうことが可能となる。したがって、広範囲
の負荷量に対して共振コンデンサによるリアクトル音の
抑制効果が得られる。

【０２０７】この発明において、前記制御手段が、前記
第２のスイッチング手段がオフのとき、前記第１の共振
コンデンサの充電時間よりも長い時間前記第１のスイッ
チング手段をオン状態に保つか、または前記第２のスイ
ッチング手段がオンのとき、前記第１の共振コンデンサ
および前記第２の共振コンデンサのうち、より充電時間
が長い共振コンデンサの充電時間よりも長い時間前記第
１のスイッチング手段をオン状態に保つ構成となってい
れば、共振コンデンサの充電完了後に第１のスイッチン
グ手段をオフさせることによって、ゼロ電流スイッチン
グとなる、したがって、ターンオフ時のスイッチング損
失を低減することができるので、回路効率が向上し、省
エネルギー化を図ることが可能となる。また、第１のス
イッチング手段のターンオフに関する制御が不要となる
ので、制御処理が非常に少なくなる。

【０２０８】この発明において、前記制御手段が、前記
交流電圧の各半周期においてゼロクロス点から所定の時
間遅延したタイミングで前記第１のスイッチング手段の
オン動作を開始させる構成となっていれば、オープンル
ープにて入力電流を制御することができる。

【０２０９】また、この発明にかかる圧縮機駆動装置
は、上記の整流回路を備えたことにより、上記各整流回
路の効果を享受できる。

【０２１０】以上の各発明において、前記整流手段は３
相ダイオード全波整流回路であり、３相交流電源に接続
される構成となっていてもよい。この場合、３相の整流
回路を構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１にかかる整流回路の原
理を示す図である。

【図２】 本発明の実施の形態１にかかる整流回路の構
成を示す回路ブロック図である。

【図３】 図２に示した整流回路の電流経路を説明する
ための図である。

【図４】 図２に示した整流回路の電流経路を説明する
ための図である。

【図５】 図２に示した整流回路の電流経路を説明する
ための図である。

【図６】 図２に示した整流回路の電流経路を説明する
ための図である。

【図７】 図２に示した整流回路の電流経路を説明する
ための図である。

【図８】 図２に示した整流回路の電流経路を説明する
ための図である。

【図９】 図２に示した整流回路の入力電流を示す波形
図である。

【図１０】 図９に示した入力電流の波形の一部を拡大
して示す図である。

【図１１】 実施の形態１にかかる整流回路の他の構成
を示す回路ブロック図である。

【図１２】 本発明の実施の形態２にかかる整流回路の
構成を示す回路ブロック図である。

【図１３】 実施の形態２にかかる整流回路の他の構成
を示す回路ブロック図である。

【図１４】 図１３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図１５】 図１３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図１６】 図１３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図１７】 図１３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図１８】 図１３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図１９】 図１３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２０】 本発明の実施の形態３にかかる整流回路の
構成を示す回路ブロック図である。

【図２１】 図２０に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２２】 図２０に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２３】 図２０に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２４】 図２０に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２５】 図２０に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２６】 図２０に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２７】 図２０に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２８】 図２０に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図２９】 本発明の実施の形態４にかかる整流回路の
構成を示す回路ブロック図である。

【図３０】 図２９に示したスイッチ素子の実施例を示
す回路図である。

【図３１】 実施の形態４にかかる整流回路の他の構成
を示す回路ブロック図である。

【図３２】 本発明の実施の形態５にかかる圧縮機駆動
装置の構成を示す回路ブロック図である。

【図３３】 本発明の実施の形態６にかかる整流回路の
構成を示す回路ブロック図である。

【図３４】 本発明の実施の形態６にかかる整流回路の
機能構成を示す機能ブロック図である。

【図３５】 図３３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図３６】 図３３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図３７】 図３３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図３８】 図３３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図３９】 図３３に示した整流回路の電流経路を説明
するための図である。

【図４０】 図３３に示した整流回路についてＲ相の入
力電圧、各相のスイッチング信号、共振コンデンサに流
れる電流の各波形を示す波形図である。

【図４１】 図３３に示した整流回路を流れる電流の波
形を示す波形図である。

【図４２】 日本国内における３相電源について現在検
討されている規制値の一覧を示す図表である。

【図４３】 実施の形態６において共振コンデンサの有
無による違いを説明するためにスイッチング時の相電流
の要部を拡大して示す模式図である。

【図４４】 本発明の実施の形態６にかかる整流回路を
単相に適用した場合の構成を示す回路ブロック図であ
る。

【図４５】 本発明の実施の形態７にかかる整流回路の
構成を示す回路ブロック図である。

【図４６】 実施の形態７においてスイッチングによる
電流の一例を示す模式図である。

【図４７】 本発明の実施の形態８にかかる整流回路の
構成を示す回路ブロック図である。

【図４８】 本発明の実施の形態９にかかる整流回路の
構成を示す回路ブロック図である。

【図４９】 本発明の実施の形態１０にかかる圧縮機駆
動装置の構成を示す回路ブロック図である。

【図５０】 従来における整流回路の構成を示す回路ブ
ロック図である。

【図５１】 従来における整流回路の他の構成を示す回
路ブロック図である。

【図５２】 従来におけるフルブリッジ型高力率コンバ
ータの構成を示す回路ブロック図である。

【図５３】 従来におけるアクティブフィルタの構成を
示す回路ブロック図である。

【符号の説明】

１１，１２７，１２８，１５０，１５７，１５８ 平滑
コンデンサ、１８，１３３，１３４，１３５，１６３，
１６４ リアクトル、２，１３８，１６８ 交流電源、
３，１３９，１６９ 負荷、４，４ａ，１４２ 整流手
段、５，１４０電源短絡手段、５１，５５，５７，１２
９，１５９，１９０ コンデンサ、５２，５３，５６
開閉素子（トランジスタ）、５４，１８０ リレー、５
８，１３０，１３１，１３２，１６０，１６１ スイッ
チ素子、６，６ａ，１４１ 電荷放電手段、６１，６
２，６３，６４，６７ ダイオード、６５，６６ 倍電
圧コンデンサ、７１ 極性検出部、７２ 制御回路、７
３ リレー切り替え部、７４ 負荷検出部、８ インバ
ータ、９ モータ（圧縮機）、１３７，１７７，１８
７，１９７ 制御手段。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 川岸 賢至 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 坂廼辺 和憲 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 川久保 守 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 BB05 CA01 CA07 CA12 CA13 CB01 CB08 CC01 CC08 DA02 DA04 DB05 DC02 DC05 5H007 AA02 AA08 BB06 CA01 CB04 CB05 CC12 CC14 CC23 DA05 DA06 DB01 DC02 DC05 EA02

Claims (28)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 リアクトルと、 前記リアクトルを介して印加された交流電圧を整流する
   整流手段と、 コンデンサを有し、前記交流電圧により流れる電流を前
   記コンデンサの充放電によって制御する電源短絡手段
   と、 前記コンデンサに蓄積された電荷を、前記交流電圧の極
   性変化後に、前記整流手段の出力側に放電する電荷放電
   手段と、 を具備することを特徴とする整流回路。
2. 【請求項２】 前記整流手段の出力電圧を平滑する平滑
   コンデンサをさらに具備することを特徴とする請求項１
   に記載の整流回路。
3. 【請求項３】 前記電源短絡手段は、 直列に接続され、かつ前記交流電圧の極性に応じて前記
   交流電圧の半周期ごとに交互にオフ状態からオン状態に
   切り替わる一対の開閉素子と、 前記開閉素子どうしの接続の中点と前記整流手段の一方
   の入力端との間に接続された前記コンデンサと、 を具備し、 前記一対の開閉素子よりなる直列接続体は前記整流手段
   に対して並列に接続されていることを特徴とする請求項
   １または２に記載の整流回路。
4. 【請求項４】 前記電荷放電手段は、前記各開閉素子に
   逆並列接続されたダイオードにより構成されることを特
   徴とする請求項３に記載の整流回路。
5. 【請求項５】 前記電荷放電手段は、 直列に接続され、かつその接続の中点を前記整流手段の
   他方の入力端に接続してなる一対のコンデンサと、 前記一対のコンデンサからの電荷の逆流を防ぐ一対のダ
   イオードと、 をさらに具備し、 前記一対のコンデンサよりなる直列接続体は前記整流手
   段に対して並列に接続されていることを特徴とする請求
   項４に記載の整流回路。
6. 【請求項６】 前記開閉素子は、トランジスタで構成さ
   れていることを特徴とする請求項４または５に記載の整
   流回路。
7. 【請求項７】 前記一対の開閉素子を、前記交流電圧の
   極性に応じて前記交流電圧の半周期ごとに交互にオン状
   態に切り替える制御回路をさらに具備することを特徴と
   する請求項４〜６のいずれか一つに記載の整流回路。
8. 【請求項８】 前記交流電圧の極性およびゼロクロス点
   を検出する極性検出部をさらに具備し、前記制御回路
   は、前記極性検出部により検出された前記交流電圧のゼ
   ロクロス点から、前記電源短絡手段のコンデンサの放電
   が終了するまでの間の任意の時間だけ遅延させたタイミ
   ングで前記一対の開閉素子を交互にオンさせることを特
   徴とする請求項７に記載の整流回路。
9. 【請求項９】 前記電荷放電手段の前記一対のコンデン
   サの接続の中点と前記整流手段の他方の入力端との間に
   接続されたリレーと、 前記リレーのオン／オフを制御するリレー切り替え部
   と、 をさらに具備することを特徴とする請求項５に記載の整
   流回路。
10. 【請求項１０】 前記リレー切り替え部は、前記交流電
    圧の電圧値に応じて前記リレーの切り替え制御を行うこ
    とを特徴とする請求項９に記載の整流回路。
11. 【請求項１１】 前記整流回路の出力電圧が供給される
    負荷の負荷量を検出する負荷検出部をさらに具備し、前
    記リレー切り替え部は、前記負荷検出部により検出され
    た前記負荷の負荷量に応じて前記リレーの切り替え制御
    を行うことを特徴とする請求項９に記載の整流回路。
12. 【請求項１２】 前記電源短絡手段は、 前記整流手段の一方の入力端と前記整流手段の負極側の
    出力端との間に直列に接続された第１のコンデンサおよ
    び第１の開閉素子と、 前記整流手段の他方の入力端と前記整流手段の負極側の
    出力端との間に直列に接続された第２のコンデンサおよ
    び第２の開閉素子と、 を具備し、 前記第１の開閉素子と前記第２の開閉素子とは、前記交
    流電圧の極性に応じて前記交流電圧の半周期ごとに、交
    流電圧のゼロクロス点から、前記各コンデンサの放電が
    終了するまでの間の任意の時間だけ遅延させたタイミン
    グで交互にオフ状態からオン状態に切り替わる構成とな
    っており、 また、前記電荷放電手段は、前記各開閉素子に逆並列接
    続されたダイオードにより構成されることを特徴とする
    請求項１または２に記載の整流回路。
13. 【請求項１３】 リアクトルと、 前記リアクトルを介して印加された交流電圧を整流する
    整流手段と、 コンデンサおよびこのコンデンサに直列に接続され、か
    つ前記交流電圧の半周期ごとに動作する双方向性のスイ
    ッチ素子を有し、前記交流電圧により流れる電流を前記
    コンデンサの充放電によって制御する電源短絡手段と、 を具備することを特徴とする整流回路。
14. 【請求項１４】 前記スイッチ素子がオフ状態のとき
    に、前記コンデンサに蓄積された電荷を前記整流手段の
    出力側に放電する電荷放電手段をさらに具備することを
    特徴とする請求項１３に記載の整流回路。
15. 【請求項１５】 交流電源と、 リアクトルを介して前記交流電源により印加された交流
    電圧を整流する整流手段、前記交流電圧により流れる電
    流をコンデンサの充放電によって制御する電源短絡手段
    を備えた整流回路と、 前記整流回路の出力電圧が印加されるインバータ、およ
    び該インバータによって駆動されるモータを備えた負荷
    と、 を具備することを特徴とする圧縮機駆動装置。
16. 【請求項１６】 前記整流回路は、前記コンデンサに蓄
    積された電荷を前記整流手段の出力側に放電する電荷放
    電手段を備えていることを特徴とする請求項１５に記載
    の圧縮機駆動装置。
17. 【請求項１７】 リアクトルと、 前記リアクトルを介して印加された交流電圧を整流する
    整流手段と、 前記整流手段の出力端子の間で互いに直列に接続された
    一対のコンデンサと、 前記整流手段の入力端子に接続されたスイッチング手段
    と、 前記スイッチング手段と前記一対のコンデンサどうしの
    接続点との間に接続された共振コンデンサと、 前記スイッチング手段を前記交流電圧の半周期に１回ず
    つスイッチングさせる制御手段と、 を具備することを特徴とする整流回路。
18. 【請求項１８】 前記制御手段は、前記共振コンデンサ
    の充電時間よりも長い時間前記スイッチング手段をオン
    状態に保つことを特徴とする請求項１７に記載の整流回
    路。
19. 【請求項１９】 リアクトルと、 前記リアクトルを介して印加された交流電圧を整流する
    整流手段と、 前記整流手段の出力端子の間で互いに直列に接続された
    一対のコンデンサと、 前記整流手段の入力端子と前記一対のコンデンサどうし
    の接続点との間に接続されたスイッチング手段と、 前記スイッチング手段を前記交流電圧の半周期に２回以
    上スイッチングさせる制御手段と、 を具備することを特徴とする整流回路。
20. 【請求項２０】 前記制御手段は、前記交流電圧の各半
    周期においてゼロクロス点から所定の時間遅延したタイ
    ミングで前記スイッチング手段のオン動作を開始させる
    ことを特徴とする請求項１７〜１９のいずれか一つに記
    載の整流回路。
21. 【請求項２１】 リアクトルと、 前記リアクトルを介して印加された交流電圧を整流する
    整流手段と、 前記整流手段の出力端子の間で互いに直列に接続された
    一対のコンデンサと、 前記整流手段の入力端子に接続された第１のスイッチン
    グ手段と、 前記第１のスイッチング手段と前記一対のコンデンサど
    うしの接続点との間に接続された共振コンデンサと、 前記共振コンデンサに並列に接続された第２のスイッチ
    ング手段と、 前記整流手段の出力端子間に接続される負荷の負荷量に
    応じて、前記第２のスイッチング手段をオフにして前記
    第１のスイッチング手段を前記交流電圧の半周期に１回
    ずつスイッチングさせるか、または前記第２のスイッチ
    ング手段をオンにして前記第１のスイッチング手段を前
    記交流電圧の半周期に２回以上スイッチングさせる制御
    手段と、 を具備することを特徴とする整流回路。
22. 【請求項２２】 前記制御手段は、前記第２のスイッチ
    ング手段がオフのとき、前記共振コンデンサの充電時間
    よりも長い時間前記第１のスイッチング手段をオン状態
    に保つことを特徴とする請求項２１に記載の整流回路。
23. 【請求項２３】 リアクトルと、 前記リアクトルを介して印加された交流電圧を整流する
    整流手段と、 前記整流手段の出力端子の間で互いに直列に接続された
    一対のコンデンサと、 前記整流手段の入力端子に接続された第１のスイッチン
    グ手段と、 前記第１のスイッチング手段と前記一対のコンデンサど
    うしの接続点との間に接続された第１の共振コンデンサ
    と、 前記第１の共振コンデンサに並列に接続された第２の共
    振コンデンサと、 前記第１の共振コンデンサの両電極間で、前記第２の共
    振コンデンサに直列に接続された第２のスイッチング手
    段と、 前記第１のスイッチング手段を前記交流電圧の半周期に
    １回ずつスイッチングさせるとともに、前記整流手段の
    出力端子間に接続される負荷の負荷量に応じて、前記第
    ２のスイッチング手段のオン／オフを切り替える制御手
    段と、 を具備することを特徴とする整流回路。
24. 【請求項２４】 前記制御手段は、前記第２のスイッチ
    ング手段がオフのとき、前記第１の共振コンデンサの充
    電時間よりも長い時間前記第１のスイッチング手段をオ
    ン状態に保つことを特徴とする請求項２３に記載の整流
    回路。
25. 【請求項２５】 前記制御手段は、前記第２のスイッチ
    ング手段がオンのとき、前記第１の共振コンデンサおよ
    び前記第２の共振コンデンサのうち、より充電時間が長
    い共振コンデンサの充電時間よりも長い時間前記第１の
    スイッチング手段をオン状態に保つことを特徴とする請
    求項２３に記載の整流回路。
26. 【請求項２６】 前記制御手段は、前記交流電圧の各半
    周期においてゼロクロス点から所定の時間遅延したタイ
    ミングで前記第１のスイッチング手段のオン動作を開始
    させることを特徴とする請求項２１〜２５のいずれか一
    つに記載の整流回路。
27. 【請求項２７】 前記整流手段は３相ダイオード全波整
    流回路であり、３相交流電源に接続されることを特徴と
    する請求項１７〜２６のいずれか一つに記載の整流回
    路。
28. 【請求項２８】 請求項１７〜２７のいずれか一つに記
    載の整流回路を備えたことを特徴とする圧縮機駆動装
    置。