JP2003284343A - 高調波抑制回路、電動機駆動システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 多相交流電源において、電源の電源力率を改
善し、高調波規制を満たすレベルまで高調波電流を抑制
することが可能な高調波抑制回路を提供する。 【解決手段】 交流電源に接続され、交流電源よりの交
流を直流に整流する整流器と、交流電源と整流器との間
の各電源ラインに接続されたリアクトルと、整流器の直
流電圧の出力端子間に接続され、直流電圧を平滑化する
平滑コンデンサと、リアクトルと整流器とを接続する各
電源ラインにその一端がそれぞれ接続され、他端が交流
電源の中性点を形成するように共通接続された複数のコ
ンデンサと、を備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、多相電源の入力電
流波形を改善し、高調波抑制と電源力率改善を行える高
調波抑制回路及び電動機駆動システムに関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】コンデンサ入力型整流回路は、構成が簡
単で構造コストの面でも有利な為幅広く応用されている
が、入力電流に含まれる高調波成分が多く、電源力率も
低く電源系統に悪影響を与えるという問題があった。ま
た、空調機分野に応用した場合、国内高調波規制のクラ
スＡ（２００４年〜）をクリアすることができないとい
った問題があった。その解決策として、種々の技術が提
案されているが、回路構成が複雑であったり、ＰＷＭ
（パルス幅変調）制御等の複雑な制御が必要で、製造コ
ストが高くなるという問題があった。

【０００３】その中で、単相電源の安価な力率改善技術
として、平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論
文集９５「正弦波コンバータ」に紹介された手段があ
る。この構成を図１８に示す。図１８は従来の回路ブロ
ック図である。この技術では、ダイオード整流器３ａ〜
３ｄの交流入力端子間に、互いに直列接続したコンデン
サ２ａ、２ｂを接続し、整流器の直流出力端子間にはリ
アクトルを介して、互いに直列接続した２個のスイッチ
素子６ａ、６ｂを接続し、前記スイッチ素子には逆並列
にダイオード７ａ、７ｂを接続する。また、前記コンデ
ンサ２ａ、２ｂの相互接続点と前記スイッチ素子６ａ、
６ｂとの相互接続点とを接続して構成されている。

【０００４】この回路の動作には、電源電圧が正の半周
期の間について４つのモードがあり、スイッチングに合
わせて下記の各モードが繰り返される。 ・モード１（スイッチ素子６ａオン、６ｂオフ） スイッチ素子６ａがオンすると、コンデンサ２ａ、リア
クトル４ａを通る経路で電流が流れ、エネルギーがリア
クトル４ａに蓄積される。 ・モード２（スイッチ素子６ａオフ、６ｂオン） スイッチ素子６ａをオフすると、リアクトル４ａに蓄積
されたエネルギーが、平滑コンデンサ５、スイッチ素子
６ｂの逆並列ダイオード７ｂ、コンデンサ２ａを通る経
路にて放出される。また、スイッチ素子６ａ、６ｂは交
互にオン／オフしているので、スイッチ素子６ａ、６ｂ
の相互接続点とコンデンサ２ａ、２ｂの相互接続点とを
結ぶ経路には、リアクトル４ａのエネルギー放出による
電流とリアクトル４ｂへのエネルギー蓄積による電流と
の代数和の電流が流れる。

【０００５】・モード３（スイッチ素子６ａオフ、６ｂ
オン） モード２において、リアクトル４ａに蓄積されたエネル
ギーが放出し終わると、モード３に移り、コンデンサ２
ｂ、スイッチ素子６ｂ、リアクトル４ｂ、ダイオード３
ｄの経路で電流が流れ、エネルギーがリアクトル４ｂに
蓄積される。 ・モード４（スイッチ素子６ａオン、６ｂオフ） スイッチ素子６ｂがオフすると、リアクトル４ｂに蓄積
されたエネルギーが、コンデンサ２ｂ、スイッチ素子６
ａの逆並列ダイオード７ａ、平滑コンデンサ５を通る経
路にて放出される。また、スイッチ素子６ａ、６ｂは交
互にオン／オフしているので、リアクトル４ｂのエネル
ギー放出と同時に、モード１に戻り、リアクトル４ａへ
のエネルギー蓄積が始まる。以上の動作が繰り返され
る。

【０００６】電源電圧が負の半周期になると、ダイオー
ド３ｂと３ｃがそれぞれ、ダイオード３ａ、３ｄに代わ
ってオンするように設定されているので、電源電圧が負
の半周期になっても回路動作は前記モード１〜４を繰り
返す。

【０００７】以上のように、平成５年電気学会産業応用
部門全国大会講演論文集９５「正弦波コンバータ」によ
れば、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を加え
るだけで、その制御も電流値等の検出やＰＷＭ制御（パ
ルス幅変調制御）のような複雑な制御を必要としない
為、簡易且つ安価な構成で、単相電源の力率を改善する
ことができるとしている。

【０００８】また、上記技術の多相電源への応用とし
て、特開平７−３０３３７６号公報がある。この方式で
の構成を図１９に示す。図１９は従来の回路ブロック図
である。図において、ＰＳは三相交流電源、Ｄ１〜Ｄ６
はブリッジ接続され交流を直流に整流する整流部を構成
するダイオード、Ｃ_ＤＣは前記整流部により整流された
直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ３は前
記三相交流電源ＰＳと前記整流部Ｄ１〜Ｄ６との各電源
ラインに挿入されたリアクトルである。

【０００９】また、ＴＸ１及びＴＸ２は、互いに直列接
続され、前記整流部の直流側端子間に配置されて短絡部
を形成するスイッチ素子である。Ｃ１〜Ｃ３は、前記三
相交流電源ＰＳと前記リアクトルＬ１〜Ｌ３との間の各
電源ラインに一端がそれぞれ接続され、他端を共通接続
して構成した共振用コンデンサであり、その共通接続点
は、前記短絡部を形成する半導体スイッチング素子ＴＸ
１及びＴＸ２の相互接続点に接続されて、高調波抑制回
路を構成している。

【００１０】この高調波抑制回路の動作は、先に述べた
平成５年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５
「正弦波コンバータ」と基本的に同様であり、スイッチ
素子ＴＸ１及びＴＸ２を、一定のオン／オフ比で、しか
も交流電源の周波数よりも遥かに高い周波数で交互にオ
ン／オフさせ、スイッチ素子停止時の不通流区間に強制
的に電流を流し、入力電流を歪み分の少ない正弦波に近
づけるものである。この技術によれば、多相電源におい
ても、コンデンサ入力型整流回路に、若干の素子を加え
るだけで、その制御も電流値等の検出やＰＷＭ制御（パ
ルス幅変調制御）のような複雑な制御を必要としない
為、簡易且つ安価な構成で、入力電流が１〜２（Ａ）と
比較的小さい領域において、入力電流の波形及び力率を
改善できるとしている。

【００１１】更に、特開平７−３０３３７６号公報を入
力電流の大きい領域にまで拡大する技術として、特開平
８−１９６０７７号公報がある。この構成を図２０に示
す。図２０は従来の回路ブロック図である。なお、前記
内容と重複する部分については、同一符号を付し、その
説明を省略する。図において、ＣＸ１〜ＣＸ３は、交流
電源の各電源ライン間に接続された環状接続コンデンサ
で、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３よりも大きな容量のも
のを用いている。

【００１２】環状接続コンデンサＣＸ１〜ＣＸ３は、供
給電源の安定化を図り、入力電流の大きい領域において
も、電源電圧歪みが起き難いようする働きをもたせるた
め共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３よりも大きな容量のもの
を用いている。これにより、多相電源で入力電流の大き
い領域においても、コンデンサ入力型整流回路に、若干
の素子を加えるだけで、複雑な制御を必要としない高調
波抑制回路を実現できるとしている。

【００１３】特開平７−３０３３７６号公報、特開平８
−１９６０７７号公報等は、交流電源周波数よりも遥か
に高い周波数で短絡素子を動作する技術であるが、電源
半周期に１回もしくは複数回のみのスイッチングで、電
源力率を改善し、高調波規制を満たすことができる技術
として、特開平１０−１７４４４２号公報等がある。こ
れは、図２１に示したものがある。

【００１４】図２１は従来の回路ブロック図である。図
２１は、交流電源を直流に整流する整流器と、前記整流
器の直流側に配置され互いに直列接続された平滑コンデ
ンサと、交流電源と前記整流器との間の各相に接続され
たリアクトルと、各相のリアクトルと整流器との接続点
にその一端が接続され他端が交流電源の中性点を形成す
るよう共通接続されたスイッチ素子と、前記平滑コンデ
ンサ同士の直列接続点と前記スイッチ素子の共通接続点
とを結線して構成したものである。

【００１５】この構成においては、各相に設けられたス
イッチ素子の短絡動作は、電源半周期に１回程度であ
る。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、平成５
年電気学会産業応用部門全国大会講演論文集９５「正弦
波コンバータ」、特開平７−３０３３７６号公報、及び
特開平８−１９６０７７号公報に示す技術はいずれも、
短絡部を形成するスイッチ素子を電源周波数よりも遥か
に高い周波数で動作させる為、このスイッチング動作に
伴い多くの電磁ノイズを発生してしまう。その為、新た
にノイズ対策部品を追加する必要があり、高調波抑制回
路の複雑化、コストアップ、効率悪化を引き起こしてし
まうという課題があった。

【００１７】また、特開平１０−１７４４４２号公報で
は、スイッチング動作に伴う電磁ノイズを抑制しノイズ
対策部品を削除できるよう、電源半周期に１回程度のス
イッチング動作としているが、交流電源の各相にスイッ
チ素子を接続しなければならず、相数をＮとしたとき、
Ｎ相電源ではＮ個のスイッチ素子が必要となり、高調波
抑制回路のコストアップ、複雑化を引き起こしてしまう
という課題があった。

【００１８】本発明は、上記のような課題を解消するた
めになされたもので、高調波規制を満たすレベルまで高
調波電流を抑制することが可能な高調波抑制回路を提供
することを目的とする。また、コンデンサ入力型整流回
路に、若干の素子を追加するだけで、しかも、高周波ス
イッチング制御を必要としない安価且つ簡易な構成で、
多相電源の電源高調波を抑制可能な高調波抑制回路を提
供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係わ
る高調波抑制回路は、前記交流電源よりの交流を直流に
整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との間の
各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流器の
直流電圧の出力端子間に接続され、前記直流電圧を平滑
化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器
とを接続する各電源ラインにその一端がそれぞれ接続さ
れ、他端が前記交流電源の中性点を形成するように共通
接続された複数のコンデンサと、を備えたものである。

【００２０】本発明の請求項２に係わる高調波抑制回路
は、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直
流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との
間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流
器の直流電圧の出力端子間に接続され、前記直流電圧を
平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整
流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、
他端が前記交流電源の中性点を形成するように共通接続
された複数のコンデンサと、を備え、前記交流電源と前
記リアクトルと前記複数のコンデンサとから構成される
回路を流れる電流の共振半周期が、前記交流電源の隣り
合う相のゼロクロス点間の時間よりも長くなるよう構成
したものである。

【００２１】本発明の請求項３に係わる高調波抑制回路
は、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交流を直
流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流器との
間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前記整流
器の直流電圧の出力端子間に接続され直流電圧を平滑化
する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整流器と
を接続する各電源ラインにその一端が接続され、他端が
交流電源の中性点を形成するように共通接続された複数
のコンデンサと、前記整流器よりも直流側の端子間に接
続され、オンすることにより一方向に電流を流す上側短
絡素子および下側短絡素子とを直列接続した短絡部と、
前記短絡部のオン・オフ動作を制御するスイッチ制御手
段と、前記複数のコンデンサの共通接続点にその一端が
接続され、他端が前記短絡部を構成する上側短絡素子及
と下側短絡素子との相互接続点間に接続されたコンデン
サと、を備えたものである。

【００２２】本発明の請求項４に係わる高調波抑制回路
は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの合
成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの合成容量の
切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたも
のである。

【００２３】本発明の請求項５に係わる高調波抑制回路
は、前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信号に応じて
前記複数のコンデンサの合成容量を切り換えるように制
御するようにしたものである。

【００２４】本発明の請求項６に係わる高調波抑制回路
は、前記コンデンサ容量制御手段は、前記負荷信号を入
力信号とし、前記入力信号が所定値よりも大きい場合に
は前記複数のコンデンサの合成容量が大きくなるように
制御し、前記入力信号が所定値よりも小さい場合には前
記複数のコンデンサの合成用量が小さくなるよう制御す
るようにしたものである。

【００２５】本発明の請求項７に係わる高調波抑制回路
は、前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆｓのＮ相の
交流電源に接続され、前記リアクトルのインダクタンス
値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサの合成容量
をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π^２・Ｎ^２・ｆｓ^２・
Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合成容量Ｃを
構成するようにしたものである。

【００２６】本発明の請求項８に係わる高調波抑制回路
は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの共
通接続点と前記短絡部との間に接続されたコンデンサの
容量を可変可能に構成し、前記コンデンサの容量の切り
換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたもので
ある。

【００２７】本発明の請求項９に係わる高調波抑制回路
は、前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓでＮ相の交流
電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短絡素子及び
下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍の周波数
で、交互にオン・オフするものである。

【００２８】本発明の請求項１０に係わる高調波抑制回
路は、前記スイッチ制御手段は、負荷信号として、入力
電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直流出力電
圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器より直流
側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは負荷電流
に応じて予め設定された所定時間に基づいて、前記短絡
部のオン、オフ動作を行わさせるように制御するように
したものである。

【００２９】本発明の請求項１１に係わる高調波抑制回
路は、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の高調
波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機と
し、前記コンデンサ容量制御手段或いは前記スイッチ制
御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指令
値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温
度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれか
としたものである。

【００３０】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１は本発明の実
施の形態１を表す回路ブロック図である。ここで、図に
おいて、１は交流電源であり、三相以上の多相電源なら
何相でも構わない。以下は、交流電源１が三相の場合に
ついて説明する。

【００３１】２は複数のダイオード２ｕｐ、２ｖｐ、２
ｗｐ、２ｕｎ、２ｖｎ、２ｗｎをブリッジ接続して構成
し交流電源１の交流を直流に整流する整流器、３は交流
電源１と整流器２との間の各電源ライン（U相、V相、W
相）にそれぞれ挿入されたリアクトルであり、３ｕ、３
ｖ、３ｗはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接続されてい
る。４は整流器２の直流出力端子間に接続され直流電圧
を平滑化する平滑コンデンサ、５はリアクトル３と整流
器２との相互接続点にその一端が接続され他端が交流電
源１の中性点を形成するように共通接続された複数のコ
ンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗより成る共振用コンデンサで
あり、整流器２、リアクトル３、平滑コンデンサ４、共
振用コンデンサ５により高調波抑制回路７０を構成し、
高調波抑制回路７０の交流入力端に交流電源１、直流出
力端に負荷２０が接続される。

【００３２】なお、平滑コンデンサ４は、負荷２０への
電力供給を行った場合に電荷不足とならない程度の容量
を保有している。また、負荷２０は、一定速で運転され
るモータ負荷や多段速で運転されるモータ負荷や可変速
で運転されるモータ負荷等で構成され、冷凍・空調装置
や圧縮機などに使用される。

【００３３】次に動作について説明する。まず、最初に
共振用コンデンサ５がない場合について、図２、図３を
参照しつつ説明する。図２は、本実施の形態を表す高調
波抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を
説明するための回路ブロック図である。図２において、
図１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。
図２において、交流電源１の３相を上から順にＵ相、Ｖ
相、Ｗ相とし、Ｕ相の相電圧位相が０度の時からの動作
説明を行う。また、図２中のｔ_ａ〜ｔ_ｇは時間経過を表
し、ｔ_ａ→ｔ_ｇの順に時間が経過していることを表す。

【００３４】ここで、図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、
（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）は、それぞれ時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｂ、
ｔ_ｂ〜ｔ_ｃ、ｔ_ｃ〜ｔ_ｄ、ｔ_ｄ〜ｔ_ｅ、ｔ_ｅ〜ｔ_ｆ、ｔ
_ｆ〜ｔ _ｇにおける実際に電流が流れている回路部分
（相）を表しており、電流の流れている相を太い実線で
表している。

【００３５】図３は相電圧と各相の電流の関係を表した
図であり、縦軸は上から順に（ａ）相電圧、（ｂ）線間
電圧、（ｃ）Ｕ相電流、（ｄ）Ｖ相電流、（ｅ）Ｗ相電
流を表しており、交流電源１より出て行く方向の流れ方
向（図２（ａ）中に示した矢印の向き）に電流が流れる
場合を正の方向とし、交流電源１に戻ってくる方向に電
流が流れる方向を負の方向とする。図３において、横軸
は時間経過を表し、図３中のｔ_ａ〜ｔ_ｇは、図２中のｔ
_ａ〜ｔ_ｇに対応している。

【００３６】コンデンサ入力型三相交流整流回路では線
間電圧が直流母線電圧Ｖｄｃより大きくなる区間にのみ
電流が流れる。従って、時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｂでは、ＶＷ間の
線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負側で大きくな
っており、その向きが負であるため電流の流れる向きは
負となり、入力電流はＷ相からＶ相へ向って流れる。
（このとき、Ｕ相には電流が流れず不通流区間とな
る。）

【００３７】次に、時刻ｔ_ｂ〜ｔ_ｃでは、ＵＶ間の線間
電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより大きくなり、その向
きは正である為、Ｕ相からＶ相へ向って入力電流が流れ
る。また、この付近でＶＷ間の線間電圧の大きさは直流
母線電圧Ｖｄｃより小さくなるが、リアクトル３の慣性
の作用により、時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｂにおいてＷ相からＶ相へ
向って流れていた電流が流れ続ける。故に、時刻ｔ_ｂ〜
ｔ_ｃでは、入力電流はＵ相及びＷ相からＶ相へ流れる。

【００３８】時刻が経過し、リアクトル３の慣性により
流れ続けていた電流が完全に遮断される（時刻ｔ_ｃ）
と、時刻ｔ_ｃ〜ｔ_ｄへと移行し、この状態ではＵＶ間の
線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより高くなり、その
向きが正であるため、Ｕ相からＶ相に向かってＵＶ間の
みに入力電流が流れる。（このとき、Ｗ相には電流が流
れず不通流区間となる。）

【００３９】以上は時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｄまでの電圧位相角で
約π／４までの状態での説明であるが、時刻ｔ_ｄ以降も
同様に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃ及びリアクトル
３の慣性作用により、図２（ｄ）〜（ｆ）のように電流
は流れる。

【００４０】すなわち、（ｄ）の状態（時刻ｔ_ｄ〜
ｔ_ｅ）では、ＷＵの線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃ
より高くなり、その向きは負であるため、電流はＵ相か
らＷ相に流れるが、（ｃ）の状態でＵ相からＶ相へＵＶ
間を流れれていた電流も、リアクトル３の慣性により流
れつづける。したがって、時刻ｔ_ｄ〜ｔ_ｅでは、Ｕ相か
らＶ相およびＷ相へ電流が流れる。

【００４１】（ｅ）の状態（時刻ｔ_ｅ〜ｔ_ｆ）では、
（ｄ）の状態と同じく、ＷＵの線間電圧のみが直流母線
電圧Ｖｄｃより高くなり、その向きは負であるため、電
流はＵ相からＷ相に流れつづけるが、（ｄ）の状態で流
れていたＵＶ間の電流はリアクトル３の慣性の影響が遮
断されるため、（ｅ）の状態では電流は、Ｕ相からＷ相
にのみ流れる。（このとき、Ｖ相には電流が流れず不通
流区間となる。）

【００４２】また、（ｆ）の状態（時刻ｔ_ｆ〜ｔ_ｇ）で
は、ＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃよりも
大きくなり、その向きが正であるため、電流はＶ相から
Ｗ相へ流れるが、（ｅ）の状態でＵ相からＷ相へＵＷ間
を流れれていた電流も、リアクトル３の慣性により流れ
つづける。したがって、時刻ｔ_ｆ〜ｔ_ｇでは、Ｕ相およ
びＶ相からＷ相へ電流が流れる。

【００４３】以上の各時刻での電流の流れる状態は図２
（ａ）〜（ｆ）にて表されており、各相（Ｕ相、Ｖ相、
Ｗ相）を流れる入力電流は図３（ｃ）〜（ｅ）で表され
る。したがって、図２、図３で表されたように、共振用
コンデンサ５を有さない、整流器２、リアクトル３、平
滑コンデンサ４よりなる一般的なコンデンサ入力型整流
回路回路では、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ともに電流の
流れない時間が存在し、不通流区間が生じる。

【００４４】なお、直流母線電圧Ｖｄｃは、負荷の状態
に応じて変動するものであり、負荷が重い場合には低
く、負荷が軽い場合には高くなる。従って、入力電流波
形や各相の電流不通流区間は、図３に示すものに限られ
るものではなく、負荷状態によって異なる。

【００４５】ここで、本実施の形態では、図１に示した
ように、コンデンサ入力型整流回路の交流側でリアクト
ル３と整流器２との間に共振用コンデンサ５を付加して
あり、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用
により、図２、図３で説明したようなコンデンサ入力型
整流回路の各相に発生する不通流区間にも電流を流すこ
とができ、高調波の発生を抑制でき、また、電源力率を
改善することができる。

【００４６】次に、共振用コンデンサ５を有する場合の
コンデンサ入力型整流回路の動作について図４、図５を
参照しつつ説明する。図４は本実施の形態を表す高調波
抑制回路の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説
明するための回路ブロック図である。図４において、図
１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図
４は、図２と同様、交流電源１の３相を上から順にＵ
相、Ｖ相、Ｗ相とし、Ｕ相の相電圧位相が０度の時から
の動作説明を行う。また、図４中のｔ_０〜ｔ_１０は時間
経過を表し、ｔ_０→ｔ_１０の順に時間が経過しているこ
とを表す。

【００４７】ここで、図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、
（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、
（ｊ）は、それぞれ時刻ｔ_０〜ｔ_１、ｔ_１〜ｔ_２、ｔ_２
〜ｔ_３、ｔ_３〜ｔ_４、ｔ_４〜ｔ_５、ｔ_５〜ｔ_６、ｔ_６〜
ｔ_７、ｔ_７〜ｔ_８、ｔ_８〜ｔ_９、ｔ_９〜ｔ_１０における
実際に電流が流れている回路部分（相）を表しており、
電流の流れている相を太い実線で表している。

【００４８】図５は、相電圧と各相の電流の関係を表し
た図であり、縦軸は上から順に（ａ）相電圧、（ｂ）線
間電圧、（ｃ）Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕ
を流れる電流、（ｄ）Ｖ相に接続された共振用コンデン
サ５ｖを流れる電流、（ｅ）Ｗ相に接続された共振用コ
ンデンサ５ｗを流れる電流を表しており、交流電源１よ
り出て行く方向の流れ方向（図４（ａ）、（ｆ）中に示
した矢印の向き）に電流が流れる場合を正の方向とし、
交流電源１に戻ってくる方向に電流が流れる方向を負の
方向とする。図５において、横軸は時間経過を表し、図
５中のｔ_０〜ｔ _１０は、図４中のｔ_０〜ｔ_１０に対応し
ている。

【００４９】まず、Ｕ相電圧が零から正方向へ増えてい
く（ａ）の区間（時刻ｔ_０〜ｔ_１）では、図２、図３に
おける時刻ｔ_ａ〜ｔ_ｂの動作説明で述べたようにＶＷ間
の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負側で大きく
なっており、その向きが負であるため電流の流れる向き
は負となり、整流器２を通過する電流（整流電流）はＷ
相からＶ相へ向って流れる。

【００５０】本実施の形態のように、共振用コンデンサ
５を有する図１のような回路の場合には、Ｗ相からＶ相
へ向う上記整流電流に加え、交流電源１のＵ相からリア
クトル３を介して共振用コンデンサ５ｕに電流が流れ
る。この共振用コンデンサ５ｕを流れる電流は、Ｖ相に
接続された共振用コンデンサ５ｖを介してＶ相より電源
１側へ流れ、さらにＷ相に接続された共振用コンデンサ
５ｗを介してＷ相を流れる整流電流と合わさって流れ、
Ｖ相より電源１側に戻る。

【００５１】このコンデンサ５を流れる電流通流区間
は、図５（ｄ）〜（ｆ）に示すような電流が各相に流
れ、その周期はリアクトル３のインダクタンス値と共振
用コンデンサ５の容量とで決まる共振半周期となる時刻
ｔ_１まで続く。従って、時刻ｔ_０〜ｔ_１では、整流器２
を介す電流と共に共振用コンデンサ５を介す電流の両方
により図５（ｃ）で示したような入力電流が各相（Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相）に流れるため、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相）では電流不通流区間が生じない。

【００５２】次に、共振用コンデンサ５が飽和する（共
振半周期となる）時刻ｔ_１になると、図４（ｂ）の状態
（時刻ｔ_１〜ｔ_２）になり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示さ
れるように、共振用コンデンサ５へ流れる電流が遮断さ
れ、入力電流は、コンデンサ入力型整流回路と同様、整
流器２を介してＷ相からＶ相へと流れる電流のみとな
り、入力電流は、図５（ｃ）に示されるように流れる。
そして、この電流は次第に、線間電圧と直流母線電圧Ｖ
ｄｃとの関係上、Ｕ相からＶ相へと流れるようになる
（時刻ｔ_２〜ｔ_３）。図４（ｃ）の状態（時刻ｔ_２〜ｔ
_３）では、ＵＶ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃ
より大きく（図５（ｂ））なり、その向きは正である
為、Ｕ相からＶ相へ向って電流が流れ、この区間では図
５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には
電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）の
ようになる。

【００５３】更に時刻が経過して、これまで正の向きに
流れていたＷ相電流が零となる時刻ｔ_３（図５（ｃ））
では、リアクトル３と共振用コンデンサ５との相互作用
により、Ｗ相に負の電流を流す作用が働き、Ｗ相に接続
された共振用コンデンサ５ｗには負の向きに電流が流れ
る（図４（ｄ））。この電流は、Ｕ相に接続された共振
用コンデンサ５ｕを介して電源側から供給され、また、
Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを介して整流器
２側から供給されて、Ｗ相に接続された共振用コンデン
サ５ｗを介して電源１に戻る為、共振用コンデンサ５の
Ｕ相５ｕ、Ｖ相５ｖ、Ｗ相５ｗにはそれぞれ図５（ｄ）
〜（ｆ）に示すように、正、正、負の向きに、リアクト
ル３と共振用コンデンサ５とで決まる共振半周期となる
時刻ｔ_４まで電流が流れる。

【００５４】従って、時刻ｔ_３〜ｔ_４では、整流器２を
介して流れる電流と共に共振用コンデンサ５を介して流
れる電流が発生するので、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に
電流が流れ、各相には電流の流れない電流不通流区間が
生じない。

【００５５】次に、共振用コンデンサ５が飽和する（共
振半周期となる）時刻ｔ_４になると、図４（ｅ）の状態
（時刻ｔ_４〜ｔ_５）になり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示さ
れるように、共振用コンデンサ５へ流れる電流が遮断さ
れ、入力電流は、コンデンサ入力型整流回路と同様、整
流器２を介してＵ相からＶ相へと流れる電流のみとな
り、入力電流は、図５（ｃ）に示されるように流れる。
このとき、この区間では図５（ｄ）〜（ｆ）に示すよう
に共振用コンデンサ５には電流が流れず放電され、各相
の入力電流は図５（ｃ）のようになる。この入力電流は
次第に、線間電圧と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係上、Ｕ
相からＷ相へと流れるようになる（時刻ｔ _５〜ｔ_６）。

【００５６】図４（ｆ）の状態（時刻ｔ_５〜ｔ_６）で
は、ＷＵ間の線間電圧のみが直流母線電圧Ｖｄｃより負
側へ大きく（図５（ｂ））なり、その向きは負である
為、Ｕ相からＷ相へ向って電流が流れ、この区間でも図
５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５には
電流が流れず放電され、各相の入力電流は図５（ｃ）の
ようになる。

【００５７】この後、負の向きに流れていたＶ相電流が
零となる時刻ｔ_６（図５（ｃ））では、リアクトル３と
共振用コンデンサ５との相互作用により、Ｖ相に正の電
流を流す作用が働き、Ｖ相に接続された共振用コンデン
サ５ｖには正の向きに電流が流れる（図４（ｇ））。こ
の電流は、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを介
して整流器２側へ流れ、また、Ｗ相に接続された共振用
コンデンサ５ｗを介して電源１側へ流れる為、共振用コ
ンデンサ５のＵ相、Ｖ相、Ｗ相には、図５（ｄ）〜
（ｆ）に示すようにそれぞれ、負、正、負の向きに、共
振半周期となる時刻ｔ_７まで電流が流れる。従って、時
刻ｔ_６〜ｔ_７では、整流器２を介して流れる電流と共に
共振用コンデンサ５を介して電流により各相（Ｕ相、Ｖ
相、Ｗ相）に電流が流れるので、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相）ともに電流不通流区間が生じない。

【００５８】時刻ｔ_７となり共振用コンデンサ５が飽和
して（共振半周期となって）、共振用コンデンサ５への
電流が遮断されると、入力電流は、整流器２を介してＵ
相からＷ相へと流れる電流のみの状態（図４（ｈ））と
なり、図５（ｄ）〜（ｆ）に示されるように、共振用コ
ンデンサ５へ流れる電流が遮断され、入力電流は、コン
デンサ入力型整流回路と同様、整流器２を介してＵ相か
らＷ相へと流れる電流のみとなり、入力電流は、図５
（ｃ）に示されるように流れる。このとき、この区間で
は図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデンサ５
には電流が流れず放電されている状態であり、各相の入
力電流は図５（ｃ）のようになる。

【００５９】この入力電流は次第に、線間電圧と直流母
線電圧Ｖｄｃとの関係上、Ｖ相からＷ相へと流れるよう
になる（時刻ｔ_８〜ｔ_９）。図４（ｉ）の状態（時刻ｔ
_８〜ｔ_９）では、ＶＷ間の線間電圧のみが直流母線電圧
Ｖｄｃより正側へ大きく（図５（ｂ））なり、その向き
は正である為、Ｖ相からＷ相へ向って電流が流れ、この
区間でも図５（ｄ）〜（ｆ）に示すように共振用コンデ
ンサ５には電流が流れず放電され、各相の入力電流は図
５（ｃ）のようになる。

【００６０】この後、正の向きに流れていたＵ相電流が
零となる時刻ｔ_９（図５（ｃ））では、リアクトル３と
共振用コンデンサ５との相互作用により、Ｕ相に負の電
流を流す作用が働き、Ｕ相に接続された共振用コンデン
サ５ｕには負の向きに電流が流れる（図４（ｊ））。こ
の電流は、Ｖ相に接続された共振用コンデンサ５ｖを介
して電源１側から流れ、また、Ｗ相に接続された共振用
コンデンサ５ｗを介して整流器２側から流れる為、共振
用コンデンサ５のＵ相、Ｖ相、Ｗ相には、図５（ｄ）〜
（ｆ）に示すようにそれぞれ、負、正、正の向きに、共
振半周期となる時刻ｔ_１０まで電流が流れる。従って、
時刻ｔ_９〜ｔ_１０では、整流器２を介して流れる電流と
共に共振用コンデンサ５を介して電流により各相（Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相）に電流が流れるので、各相（Ｕ相、Ｖ
相、Ｗ相）ともに電流不通流区間が生じない。

【００６１】これまでの説明はＵ相電圧の位相が約π／
２まででＵ相電流が正の範囲内での動作説明であるが、
これ以降は、Ｕ相電流が負となる領域へと状態は移行す
るので、上記時刻ｔ_０〜ｔ_１０での動作状態の説明にお
ける電流の向きと逆方向（Ｕ相→Ｖ相に電流が流れてい
る場合の逆方向とはＶ相→Ｕ相に電流が流れることを表
す。）に電流が流れるよう回路が動作し、たとえば、時
刻ｔ_１０〜ｔ_１１（図示せず）では時刻ｔ_０〜ｔ_１での
動作状態と逆方向に、また、時刻ｔ_１１〜ｔ_{１ ２}（図示
せず）では時刻ｔ_１〜ｔ_２での動作状態と逆方向に電流
が流れるようになるが、時刻ｔ_１０以降の回路動作説明
の詳細は省略する。

【００６２】なお、共振用コンデンサ５を介して流れる
電流は、必ずしも交流電源１の各相電圧ゼロクロス点か
ら流れ始めるという訳ではなく、交流電源１の中性点を
構成する共振用コンデンサ５の共通接続点の電位と交流
電源１の各相の電位との相関関係により、共振用コンデ
ンサ５の容量Ｃが大きいほど、共振用コンデンサ５を介
して流れる電流は相電圧ゼロクロス点よりも多少早いタ
イミングから流れ始めることもある。

【００６３】以上にて説明したような一連の回路動作に
より、入力電流波形は図５（ｃ）の如くなり、一般的な
コンデンサ入力型整流回路では不通流となる区間にも電
流を流すことができ、入力電流に含まれる高調波成分を
抑制すると共に電源力率を改善することができる。

【００６４】なお、以上の場合は、リアクトル３のイン
ダクタンス値及び共振用コンデンサ５の容量で決まる共
振半周期ｔ_１、ｔ_４、ｔ_７はそれぞれ、ｔ_０〜ｔ_２間、
ｔ_３〜ｔ_５間、ｔ_６〜ｔ_８間（各相電流が零となる時刻
ｔ_Ｚより小さい時間範囲内）に存在している場合である
が、何もこれに限るものではなく、図６（ｂ）或いは図
６（ｃ）に示したように、共振半周期ｔ_１、ｔ_４、ｔ_７
がそれぞれ、各相電流が零となる時刻ｔ_Ｚ以上となるよ
うにリアクトル３のインダクタンス値及び共振用コンデ
ンサ５の容量を設定しても良い。

【００６５】図６は、Ｕ相電圧の電源半周期における各
相電流と共振用コンデンサ５ｕを流れる電流との関係を
説明するための図であり、図５（ｄ）にて表されたＵ相
共振用コンデンサ５ｕを流れる電流と共振半周期との相
関関係を説明するための図である。図６（ａ）は共振半
周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚより小さく
なるよう設定した場合、図６（ｂ）は共振半周期Ｔ_ＬＣ
を相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚと等しくなるよう設定
した場合、図６（ｃ）は共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロ
クロス点間時間Ｔ_ｚより大きくなるよう設定した場合で
ある。

【００６６】図４、図５にて動作説明した場合が、図６
（ａ）の場合であり、この場合には、図２、図３で説明
した共振用コンデンサ５を有さない場合に比べると、電
流不通流区間はかなり少なくなり、高調波成分を抑制で
き、電源力率を改善できるが、共振用コンデンサ５に電
流が流れない区間（ｔ_１〜ｔ_３、ｔ_４〜ｔ_６、ｔ_７〜ｔ
_９）が存在する。

【００６７】しかし、リアクトル３のインダクタンス値
と共振用コンデンサ５の容量とで決まる共振半周期Ｔ
_ＬＣを相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚと等しくなるよう
設定（図６（ｂ））したり、共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧
ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚより大きくなるよう設定（図６
（ｃ））したりすれば、図６（ａ）の場合では共振用コ
ンデンサ５に電流が流れない区間（ｔ_１〜ｔ_３、ｔ_４〜
ｔ_６、ｔ_７〜ｔ_９）にも電流を流すことができるように
なるため、図６（ａ）の場合よりも、さらに高調波成分
を抑制することができる。

【００６８】図６において、横軸は時間を表し、縦軸は
電流の大きさを表す。ここで、交流電源１、リアクトル
３、共振用コンデンサ５から成る回路を流れる電流の電
流経路を考えた場合、この電流は、リアクトル３及び共
振用コンデンサ５をそれぞれ２度通る為、これらを２個
ずつ直列接続して成る回路と等価と考えることができ
る。従って、共振半周期Ｔ_ＬＣは、リアクトル３のイン
ダクタンス値をＬ、共振用コンデンサ５の容量をＣとす
ると、下記数式１で表される。

【００６９】

【数１】

【００７０】従って、リアクトル３のインダクタンス値
Ｌと共振用コンデンサ５の容量Ｃとの組み合せ次第で、
図６（ａ）〜図６（ｃ）の状態を任意に設定することが
でき、共振半周期Ｔ_ＬＣが大きくなるようリアクトル３
のインダクタンスＬ、あるいは共振用コンデンサ５の容
量Ｃを大きくすることで、共振用コンデンサ５を介して
流れる電流の通電時間範囲を大きくすることができ、各
相を流れる入力電流の不通流区間を狭くすることがで
き、高調波成分を抑制でき、電源力率の改善を達成する
ことができる。

【００７１】図７は、図６（ｃ）にて示したように、共
振半周期Ｔ_ＬＣが相電圧ゼロクロス点間時間Ｔ_ｚよりも
大きくなるように設定した場合に、リアクトル３のＵ相
を流れる入力電流（即ち図５（ｃ）のＵ相に相当する電
流）と、Ｕ相に接続された共振用コンデンサ５ｕを流れ
る電流（即ち図５（ｄ）で表される電流）との関係を説
明するための図である。図において、横軸は時間を表
し、縦軸は電流の大きさを表している。

【００７２】このように共振半周期Ｔ_ＬＣが相電圧ゼロ
クロス点間時間Ｔ_ｚよりも大きくなるように設定した場
合（図６（ｃ）、図７）や共振半周期Ｔ_ＬＣが相電圧ゼ
ロクロス点間時間Ｔ_ｚと等しくなるように設定した場合
（図６（ｂ））では、図4、図５にて説明した共振用コ
ンデンサ５を介す電流が流れない区間（ｔ_１〜ｔ_３、ｔ
_４〜ｔ_６、ｔ_７〜ｔ_９）でも、共振用コンデンサ５を介
して電流が流れ続け、整流器２を介して流れる電流と共
振用コンデンサ５を介して流れる電流とが重ね合わされ
るため、入力電流の波形歪みは非常に小さくなる。それ
故、図７の如く、共振半周期Ｔ_ＬＣを相電圧ゼロクロス
点間時間Ｔ_ｚ以上とすることで、所望の高調波抑制能力
を容易に得ることができ、装置の簡素化、低コスト化を
図ることができる。

【００７３】即ち、三相以上の多相交流電源１の相数を
Ｎ、周波数をｆｓとすると、相電圧のゼロクロス点間時
間Ｔ_Ｚは数式２で表せる。

【００７４】

【数２】

【００７５】また、共振半周期Ｔ_ＬＣが相電圧ゼロクロ
ス点間時間Ｔ_ｚ以上である場合には、数式３のように表
せる。

【００７６】

【数３】

【００７７】したがって、数式１〜数式３より、数式４
が得られる。

【００７８】

【数４】

【００７９】この数式４を満たすようリアクトル３及び
共振用コンデンサ５を選定すれば、高調波抑制能力を高
くすることができる。なお、共振半周期Ｔ_ＬＣが大きい
ほど、直流母線電圧Ｖｄｃは高くなる。

【００８０】ここで、数式４の右辺は、交流電源１の仕
様により定まる値であり変更困難な場合は、左辺のリア
クトル３のインダクタンス値Ｌ、共振用コンデンサ５の
容量Ｃの値を数式４を満足するように適宜設定するよう
にすればよい。回路を設計する場合は、リアクトル３の
インダクタンス値Ｌを大きく可変させることは困難な場
合が多いので、交流電源１の仕様が定まった後に、リア
クトル３のインダクタンスＬを設定可能な範囲内で大ま
かに設定し、数式４より導出される下記数式５を満たす
よう共振用コンデンサ５の容量Ｃを決定するようにすれ
ばよい。

【００８１】

【数５】

【００８２】その後、リアクトル３のインダクタンス値
Ｌ及び共振用コンデンサ５の容量Ｃを微調整して回路定
数を絞り込んでいくという過程を踏むことで、高い高調
波抑制能力を有する高調波抑制回路を得ることができ
る。

【００８３】なお、数式５の関係を図に表示すると図８
のようになる。図８はリアクトル３のインダクタンス値
Ｌと共振用コンデンサ５の容量Ｃの関係を表した図であ
る。図において、横軸はリアクトル３のインダクタンス
Ｌ、縦軸は共振用コンデンサ５の容量Ｃを表している。
図８中の曲線上側の斜線部分の領域は数式５を満たす範
囲を表しており、図８中の斜線領域に収まるようリアク
トル３及び共振用コンデンサ５を選定することで高い高
調波抑制能力を提供できる。

【００８４】但し、実際には、配線などのインピーダン
ス等の影響がある為、共振用コンデンサ５の容量Ｃは、
数式５で計算した値よりも若干小さめに設定しても高い
高調波抑制特性を示す。

【００８５】以上説明したように本実施の形態では、整
流器２よりも交流側の各電源ライン（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相）に接続されたリアクトル３と、一端が整流器２とリ
アクトル３との接続点に接続され他端が交流電源１の中
性点を形成するよう共通接続された共振用コンデンサ５
と、を設けることで、一般的なコンデンサ入力型の三相
交流整流回路では不通流となる区間にも電流を流すこと
ができ、安価で且つ簡易な構成でしかも複雑な制御を必
要としない高調波抑制回路を実現することができる。

【００８６】実施の形態２．図９は、本発明の実施の形
態２を示す回路ブロック図である。図において、図１と
同等部分には同一の符号を付して説明は省略する。図に
おいて、６は双方向に電流を流すことができる双方向ス
イッチング素子であり、６ｕ、６ｖ、６ｗが各相に接続
されている。

【００８７】ここで、双方向スイッチング素子６（６
ｕ、６ｖ、６ｗ）の構成を図１０にて説明する。図１０
は、双方向性スイッチング素子６の構成を説明するため
の図である。双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、
６ｗ）は、例えば、図１０（ａ）に示す如く、ＩＧＢＴ
又はバイポーラトランジスタ又はＭＯＳＦＥＴ等の片方
向通電性の短絡素子２１とダイオードブリッジ２２を組
み合せたもの、或いは、図１０（ｂ）に示す如く、複数
個の片方向通電性の短絡素子２１およびダイオード２３
を互いに逆並列接続して構成したもの、或いは、リレー
又はトライアック等の双方向通電性のスイッチング素子
で構成すれば良い。

【００８８】７は合成容量可変用コンデンサであり、７
ｕ、７ｖ、７ｗが各相に接続されている。８は入力電流
検出手段、９は入力電流検出手段８からの電流信号と予
め設定された設定値に基づき双方向スイッチング素子６
のオン・オフを制御するコンデンサ容量制御手段であ
る。

【００８９】実施の形態１における共振用コンデンサ５
の各相のコンデンサ５ｕ、５ｖ、５ｗの合成容量Ｃを可
変できるように、本実施の形態では、図９に示すように
コンデンサ５（５ｕ、５ｖ、５ｗ）に対して双方向スイ
ッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と合成容量可変用
コンデンサ７（７ｕ、７ｖ、７ｗ）を直列接続した回路
を並列に接続して共振用コンデンサ５０を構成するよう
にしている。

【００９０】本実施の形態では、上述のように実施の形
態１に対して、共振用コンデンサ5の合成容量を可変で
きるように共振用コンデンサ５、双方向スイッチング素
子６、合成容量可変用コンデンサ７から構成される共振
用コンデンサ５０を用いた点であり、その効果として
は、負荷状態に応じて直流出力電圧を段階的に切り換え
ることが可能となり、入力電流の大きさが変化しても充
分に高調波抑制を行え、また、力率を改善することがで
きる。また、負荷２０が多段速のモータの負荷や、可変
速のモータの負荷などの場合には、力率改善、高調波抑
制、負荷２０の動作補償といった面で実施の形態１より
も改善効果が大きい。

【００９１】即ち、本実施の形態の如く、共振用コンデ
ンサ５０の合成容量を変化できるように構成し、入力電
流検出手段８からの電流信号に基づいて、電流信号が予
め設定された設定値よりも大きい場合には、双方向スイ
ッチング素子６をオンして合成容量を大きくし、電流信
号が予め設定された設定値よりも小さい場合には、双方
向スイッチング素子６をオフして合成容量を小さくする
ようにコンデンサ容量制御手段９にて双方向スイッチン
グ素子６のオン、オフを制御する。これにより、負荷状
態が変化して入力電流の大きさが変化した場合でも、高
調波抑制能力を充分に発揮することができ、大きな高調
波抑制効果を得ることができる。また、直流出力電圧も
負荷が必要とする電圧に近づくよう切り換える制御を行
なうことが可能となる。

【００９２】なお、コンデンサ容量制御手段９は、入力
電流検出手段８からの電流信号に基づいて双方向スイッ
チング素子６のオン、オフを制御するとしたが、別に入
力電流検出手段８からの電流信号に基づかなくても制御
可能である。例えば、図には示していないが、平滑コン
デンサ４の端子間電圧を検出する直流出力電圧検出手段
や平滑コンデンサ４へ入出力する電流を検出する平滑コ
ンデンサ電流検出手段や負荷を制御する負荷制御手段に
より検出される負荷２０の消費電力や負荷２０の電流や
モータ負荷の場合にはモータ回転数等に基づいて双方向
スイッチング素子６を制御するようしても同等の効果が
得られる。

【００９３】また、本実施の形態では、共振用コンデン
サ５０の合成容量を可変できるよう、双方向スイッチン
グ素子６と合成容量可変用コンデンサ７を直列接続して
成る回路をコンデンサ５と並列に接続して構成するよう
にしたが、何もこれに限るものではなく、共振用コンデ
ンサ５の合成容量を可変できるものなら何でも良い。図
１１は本発明の実施の形態２を示す別の回路ブロック図
である。図１１において、図１〜図１０と同等部分は同
一の符号を付して説明は省略する。図１１において、５
１は共振用コンデンサである。本実施の形態では、図１
１に示す如く、双方向スイッチング素子６と合成容量可
変用コンデンサ７を並列接続して成る回路をコンデンサ
５と直列に接続して構成している。

【００９４】この場合も、入力電流検出手段８からの電
流信号が予め設定された設定値よりも大きい場合には、
双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）をオン
して合成容量を大きくし、入力電流検出手段８からの電
流信号が予め設定された設定値よりも小さい場合には、
双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）をオフ
して合成容量を小さくするようにコンデンサ容量制御手
段９にて双方向スイッチング素子６のオン、オフを制御
するようにしているので、図９の場合と同様に大きな力
率改善効果が得られる。

【００９５】本実施の形態では、図９や図１１に示した
ように、実施の形態１における共振用コンデンサ５の各
相のコンデンサ合成容量を２段階に可変できるような構
成について説明したが、図１２や図１３に示すような回
路構成にしてもよい。図１２、図１３は本発明の実施の
形態２を示す別の回路ブロック図である。図１２、図１
３において、図１〜図１１と同等部分は同一の符号を付
して説明を省略する。

【００９６】図１２において、５２は共振用コンデンサ
である。図１２においては、双方向スイッチング素子６
と合成容量可変用コンデンサ７を直列接続して成る回路
をコンデンサ５に並列に複数個接続している。又、図１
３において、５３は共振用コンデンサである。図１３に
おいては、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用
コンデンサ７を並列接続して成る回路をコンデンサ５に
直列に複数個接続している。

【００９７】このように構成することで、コンデンサの
容量を多段に可変できるので、図９や図１１の場合より
も更に幅広い負荷領域において対応でき、必要な高調波
抑制能力および力率改善能力および直流母線電圧を得ら
れるようになる。なお、図１２や図１３では、双方向ス
イッチング素子６と合成容量可変用コンデンサ７より成
る回路の接続例として双方向スイッチング素子６と合成
容量可変用コンデンサ７より成る回路２個接続した場合
について示している。

【００９８】実施の形態３．図１４は、本発明の実施の
形態３を示す回路ブロック図である。図において、実施
の形態１や実施の形態２で示した図１〜図１３と同等部
分には同一の符号を付して、その説明を省略する。図に
おいて、１０は整流器２よりも直流側の端子間に接続さ
れ、互いに直列接続された上側短絡素子１０ｐと下側短
絡素子１０ｎとから成る短絡部、１１は共振用コンデン
サ５の共通接続点にその一端が接続され他端が短絡部１
０を構成する上側短絡素子１０ｐ及び下側短絡素子１０
ｎの相互接続点に接続されたコンデンサである。

【００９９】１２は負荷の状態を制御する負荷制御手段
であり、負荷消費電力量、或いは、これに係る変数（例
えば、負荷電流や、負荷がモータ負荷の場合にはモータ
回転数等）の負荷信号を出力する。また、１３は交流電
源１の各線間に接続され、交流電源１の線間電圧ゼロク
ロス点、或いは、線間電圧ピーク点、或いは、線間電圧
の任意点を検出し電源信号として出力する電源電圧検出
手段である。

【０１００】１４は負荷制御手段１２からの負荷信号や
電源電圧検出手段１３からの電源信号に基づいて短絡部
１０のオン、オフ動作を制御するスイッチ制御手段であ
り、電源信号を基準点として、基準点から負荷制御手段
１２より出力される負荷信号に応じて予め設定された第
１の所定時間（遅延時間）後、短絡部１０の各素子のオ
ン動作を行わせ、負荷信号に応じて予め設定された第２
の所定時間（オフ時間）後、短絡部１０の各素子のオフ
動作を行わせるように短絡部１０へ制御信号を出力する
ものである。

【０１０１】ここで、短絡部１０の上側短絡素子１０ｐ
がオンされた場合、整流器２、上側短絡素子１０ｐ、コ
ンデンサ１１、共振用コンデンサ５より成る回路が構成
され、共振用コンデンサ５が放電し電流が流れる。この
共振用コンデンサ５が放出した電荷を補うように交流電
源１、リアクトル３、共振用コンデンサ５の回路にて電
流が流れる。また、下側短絡素子１０ｎがオンされた場
合は、共振用コンデンサ５、コンデンサ１１、下側短絡
素子１０ｎ、整流器２より成る回路が構成され、共振用
コンデンサ５の放電が行われ、この電荷を補充するよ
う、交流電源１、リアクトル３、共振用コンデンサ５の
回路にて電流が流れる。

【０１０２】従って、短絡部１０のオン動作に伴って、
強制的にリアクトル３に電流を流すことができるため、
各相とも電流の流れない時間を無くすことができ、ま
た、入力電流波形を任意の波形に制御でき、さらに正弦
波状に近づけることもできるので、電源高調波を抑制す
ることができ、また、電源力率を改善することができ
る。

【０１０３】短絡部１０のオン動作に伴って、共振用コ
ンデンサ５、整流器２、短絡部１０、コンデンサ１１よ
り成る回路にて流れる電流は、コンデンサ１１の充電特
性に従って流れるものであり、コンデンサ１１が飽和し
た時、或いは、共振用コンデンサ５が放電できなくなっ
た時は、電流は流れることができず、電流は遮断され
る。

【０１０４】ここで、コンデンサ１１を使用しない回
路、或いは、コンデンサ１１の容量が共振用コンデンサ
５の容量より極端に大きい回路では、短絡部１０を介し
て共振用コンデンサ５を短絡した場合と等価であり、こ
れらの場合には、非常に急峻な電流が短絡部１０を流れ
てしまう。その為、大電流による各素子破損や、寿命が
劣化し信頼性が低下する恐れがある。これを防止しよう
とすると定格電流の大きな素子を選定しなければなら
ず、コストアップや装置の大型化の要因となり、低コス
トで小型の装置を得ることができない。従って、本実施
の形態のように、コンデンサ１１を設け、コンデンサ１
１の容量を共振用コンデンサ５の容量の１０倍程度まで
とすることで、短絡部１０の各素子のスイッチングに伴
って流れる電流を緩和でき、高調波抑制回路の信頼性向
上、装置の小型化、低コスト化を実現することができ
る。

【０１０５】スイッチ制御手段１４は、交流電源１が周
波数ｆｓのＮ相交流電源（Ｎ≧３）の場合には、上側短
絡素子１０ｐ及び下側短絡素子１０ｎが交互にオン動作
を行うように制御する。また、スイッチング周波数ｆｃ
がそれぞれ、数式６となるように、制御信号を生成し短
絡部１０へ出力する。但し、ｎは整数である。

【数６】

【０１０６】ここで、スイッチング周波数ｆｃが、数式
６を満たさないような周波数でスイッチング動作を行わ
せると、各相間でスイッチングのアンバランスが生じ、
逆に高調波の発生を助長させたり、力率悪化の要因とな
るので、本実施の形態では、スイッチング周波数ｆｃ
が、数式６を満たすようにしている。

【０１０７】また、スイッチ制御手段１４は、負荷信号
に応じて予め設定された第２の所定時間（オフ時間）
後、或いは、次の相電圧ゼロクロスタイミングが来る直
前に、短絡部１０のオフ動作を行なうように制御する。

【０１０８】以上のように、スイッチ制御手段１４によ
り短絡部１０の各素子のオン・オフ動作を制御すること
で、各相電圧に対して均一にバランスよくスイッチング
動作を行え、少ないスイッチング動作で、入力電流に含
まれる高調波成分を抑制することができる。

【０１０９】本実施の形態では、実施の形態１に対し
て、整流器２の直流出力端子間に互いに直列接続された
短絡素子より成る短絡部１０を設け、その相互接続点と
共振用コンデンサ５の共通接続点とをコンデンサ１１を
介して結線し、基準となる電源信号から負荷信号に応じ
て予め設定された第１の所定時間（遅延時間）後、短絡
部１０の各素子を上下段交互に、それぞれの周波数がＮ
×ｆｓの整数倍で動作させている。

【０１１０】したがって、実施の形態１において、共振
用コンデンサ５の容量Ｃが数式５を満たすような力率改
善能力の非常に高い設計を行なわなくても、少ない部品
追加と簡易なスイッチ制御にて、幅広い負荷領域におい
て、高調波規制を満たすことができ、必要な力率改善能
力、直流母線電圧を提供する高調波抑制回路を実現でき
る。また、負荷２０が多段速のモータ負荷や、可変速の
モータ負荷等の場合には、高調波抑制、力率改善、負荷
２０の動作補償といった面で実施の形態１よりも効果が
大きい。

【０１１１】なお、短絡部１０の各素子の動作遅延時間
は、負荷制御手段１２からの負荷信号に応じて予め設定
されるとしたが、何も負荷信号に限るものではなく、こ
れに係るものであれば何でも良く、例えば、図には示さ
ないが、平滑コンデンサ４の端子間電圧を検出する直流
出力電圧検出手段、平滑コンデンサ４へ入出力する電流
を検出する平滑コンデンサ電流検出手段、入力電流を検
出する入力電流検出手段などでもよく、平滑コンデンサ
４の端子間電圧や平滑コンデンサ４へ入出力する電流や
入力電流に基づいて短絡部１０の各素子のオン、オフ動
作を制御するようしても同等の効果が得られる。

【０１１２】また、本実施の形態では、負荷制御手段１
２を高調波抑制回路７０の内部に設けるようにしたが、
高調波抑制回路７０の外部に設ける構成にしてもよく、
高調波抑制回路７０の外部からの負荷信号に応じてスイ
ッチ制御を行っても同等の効果が得られる。

【０１１３】実施の形態４．図１５は、本発明の実施の
形態４を示す回路ブロック図である。同図において、実
施の形態１〜実施の形態３と同等部分には同一符号を付
してその説明を省略する。図において、１５は双方向に
電流を流すことができる双方向スイッチング素子であ
り、先に述べた双方向スイッチング素子６と同等のもの
である。また、１６は合成容量可変用コンデンサであ
る。

【０１１４】本実施の形態では、共振用コンデンサ５０
と短絡部１０との間に挿入されたコンデンサ１１の合成
容量を可変できるように、双方向スイッチング素子１５
および合成容量可変用コンデンサ１６を直列接続して成
る回路をコンデンサ１１と並列に接続して構成してい
る。また、共振用コンデンサ５０は、図９と同様にコン
デンサ５（５ｕ、５ｖ、５ｗ）に対して双方向スイッチ
ング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と合成容量可変用コン
デンサ７（７ｕ、７ｖ、７ｗ）を直列接続した回路を並
列に接続して構成されている。このように構成して、負
荷検出手段１２からの負荷信号に応じて、コンデンサ合
成容量を可変することで、更に幅広い負荷の範囲におい
て、実施の形態３よりも高調波抑制回路の高調波抑制能
力を十分に発揮することができ、大きな高調波抑制効果
を得ることができる。

【０１１５】図１５において、共振用コンデンサ５及び
コンデンサ１１の合成容量を可変とする為、互いに直列
接続された双方向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６
ｗ）とコンデンサ７（７ｕ、７ｖ７ｗ）を、コンデンサ
５ｕ〜５ｗと並列に接続し、互いに直列接続された双方
向スイッチング素子１５とコンデンサ１６をコンデンサ
１１と並列に接続して構成したが、何もこれに限るもの
ではなく、コンデンサ容量を変えられる手段であれば何
でも良く、ここでは図示しないが、例えば、実施の形態
２の図１１で示したように、互いに並列接続された双方
向スイッチング素子６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）とコンデン
サ７（７ｕ、７ｖ７ｗ）をコンデンサ５（５ｕ〜５ｗ）
と直列に接続し、互いに並列接続された双方向スイッチ
ング素子１５とコンデンサ１６をコンデンサ１１と直列
に接続して構成しても良い。

【０１１６】また、図１５では、共振用コンデンサ５と
コンデンサ１１の両方に、双方向スイッチング素子とコ
ンデンサより成る回路を同じ個数だけ接続した例を示し
たが、共振用コンデンサ５とコンデンサ１１とで別々の
個数の双方向スイッチング素子とコンデンサより成る回
路で構成しても良く、また、どちらか一方のみの合成容
量を可変できるように構成しても良い。

【０１１７】また、コンデンサ容量制御手段９は、負荷
を制御する負荷制御手段１２からの負荷信号に基づいて
コンデンサ容量を切り換えるようしたが、別に負荷信号
でなくてもよく、これに係る信号なら何でも良く、例え
ば、図には示さないが、平滑コンデンサ４の端子間電圧
を検出する直流出力電圧検出手段、平滑コンデンサ４へ
入出力する電流を検出する平滑コンデンサ電流検出手
段、入力電流を検出する入力電流検出手段などを設け、
平滑コンデンサ４の端子間電圧や平滑コンデンサ４へ入
出力する電流や入力電流などに基づいてコンデンサ合成
容量を可変に切り換えるようしても同等の効果が得られ
る。

【０１１８】なお、本実施の形態では、図１５に示す如
く、実施の形態３における共振用コンデンサ５或いはコ
ンデンサ１１のコンデンサ合成容量を双方向スイッチン
グ素子６や１５のオン、オフにて２段階に可変できるよ
う構成した例について説明したが、図１６に示すように
構成してもよい。図１６は、本実施の形態の別の回路ブ
ロック図である。図において、図１〜図１５と同等部分
には同一の符号を付して説明を省略する。

【０１１９】図１６では、図１５で説明した共振用コン
デンサ５０の代わりに図１２にて説明した共振用コンデ
ンサ５２を使用するようにして、双方向スイッチング素
子６と合成容量可変用コンデンサ７を直列に接続して成
る回路を複数個コンデンサ５と並列に接続している。ま
た、双方向スイッチング素子１５と合成容量可変用コン
デンサ１６を直列に接続して成る回路を、複数個、コン
デンサ１１と並列に接続している。

【０１２０】このように構成することで、更に幅広い負
荷の範囲内において、必要な高調波抑制能力、力率改善
能力、直流母線電圧を得られるようになる。なお、図１
６では、双方向スイッチング素子６と合成容量可変用コ
ンデンサ７より成る回路、及び双方向スイッチング素子
１５と合成容量可変用コンデンサ１６より成る回路を２
個接続した場合を示したが、別に２個である必要はな
く、３個以上でもよい。接続個数を多くすればするほど
木目細かな制御が行なえるようになる。

【０１２１】実施の形態５．図１７は、本発明の実施の
形態５を表す回路ブロック図であり、本発明の実施の形
態１〜実施の形態４に説明した高調波抑制回路７０を、
インバータを介して、圧縮機の電動機に接続したもので
ある。図において、実施の形態１〜実施の形態４の図１
〜図１６と同等部分は同一の符号を付して説明を省略す
る。図において、１７は電源回路に接続されたインバー
タ、１８はインバータに接続された電動機、１９はイン
バータ１７を制御するインバータ制御手段である。

【０１２２】図１７の高調波抑制回路７０におけるスイ
ッチ制御手段１４、コンデンサ容量制御手段９は、実施
の形態１〜実施の形態４と同等であり、短絡部１０、共
振用コンデンサ５、コンデンサ１１のコンデンサ合成容
量を可変に制御するものである。

【０１２３】ここで、本実施の形態では、図１４〜図１
６にて示した負荷制御手段１２の代替としてインバータ
制御手段１９を使用するようにしている。したがって、
負荷状態を知るための負荷信号としては、インバータ１
７へ出力する制御指令値を用いている。ここでは、イン
バータ１７は電動機１８を駆動制御する構成を示してお
り、電動機１８の出力は回転数に比例することから、イ
ンバータ１７で制御される電動機１８の回転数から電動
機１８の出力状態が推測できる。よって、高調波抑制回
路の負荷状態をインバータ１７への回転数指令値によっ
て代用できるため、負荷信号としてはインバータ１７へ
の回転数指令値を使用するようにしている。

【０１２４】また、インバータ１７の負荷量を電動機１
８の回転数指令値にて代用しなくてもよく、インバータ
制御手段１９内部の動作指令値である設定値を用いても
高調波抑制回路の負荷状態を推測することが可能であ
る。例えば、設定値としては電動機１８に印加する電圧
指令値でもよく、同等効果を有する。また、電動機１８
の相電流を検出するような構成であれば、設定値として
は相電流値でも良く、負荷状態はインバータ制御手段１
９から容易に得ることができる。

【０１２５】以上のように、高調波抑制回路７０の負荷
がインバータ１７である場合、インバータ１７にて制御
している動作指令値である設定値から負荷状態を推測す
ることができ、この動作指令値に応じて、共振用コンデ
ンサ５、コンデンサ１１の合成容量を切り換え、また、
基準となる電源信号から、予め設定された第１の所定時
間（遅延時間）後に短絡部１０の各素子のオン、オフを
動作させることで、負荷制御手段１２、或いは、これに
係る信号検出手段を設けることなく、負荷状態に応じた
高調波抑制や力率の改善を行なうことができる。

【０１２６】また、電動機１８が冷蔵庫やエアコンなど
の冷凍・空調装置に使用される圧縮機である場合、圧縮
機の負荷トルクは回転数に依存するため、回転数指令値
だけで負荷状態を推測することができるので、この場合
は負荷信号としては回転数指令値を使用しても、インバ
ータ１７の動作指令値である設定値を使用する場合と同
等効果を得られる。

【０１２７】さらに、電動機１８が圧縮機である場合、
吐出温度、吸入温度、熱交換器の温度等でも高調波抑制
回路の負荷状態は検出でき、これらはインバータ制御手
段１９にてサーミスタで検出されている為、これらの値
を負荷信号として用いても、負荷状態を検出できる。ま
た、冷凍サイクル内を循環する冷媒速度や冷凍サイクル
内に充填される冷媒量等を負荷信号として使用しても負
荷状態を検出することができる。したがって、コンデン
サ容量制御或いは短絡部のスイッチング動作を制御する
為に、負荷状態に係る情報を検出するセンサーなどを新
たに設ける必要がなく、高調波抑制回路の低コスト化、
簡素化を実現できる。

【０１２８】なお、本実施の形態では、インバータ制御
手段１９を高調波抑制回路７０の内部に設けるよう構成
して説明したが、何もこれに限るものではなく、インバ
ータ制御手段１９を高調波抑制回路７０の外部に設ける
よう構成しても同等の効果が得られる。

【０１２９】

【発明の効果】以上のように、本発明の請求項１の高調
波抑制回路によれば、交流電源に接続され、前記交流電
源よりの交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源
と前記整流器との間の各電源ラインに接続されたリアク
トルと、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続さ
れ、前記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記
リアクトルと前記整流器とを接続する各電源ラインにそ
の一端がそれぞれ接続され、他端が前記交流電源の中性
点を形成するように共通接続された複数のコンデンサ
と、を備えたので、一般的なコンデンサ入力型交流整流
回路での電流不通流区間を防止でき、コンデンサ入力型
整流回路に若干の素子を追加するだけの安価且つ単純な
回路構成で、多相電源の高調波を抑制できる高調波抑制
回路を実現できる。

【０１３０】また、本発明の請求項２の高調波抑制回路
によれば、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交
流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流
器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前
記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され、前記直流
電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと
前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続
され、他端が前記交流電源の中性点を形成するように共
通接続された複数のコンデンサと、を備え、前記交流電
源と前記リアクトルと前記複数のコンデンサとから構成
される回路を流れる電流の共振半周期が、前記交流電源
の隣り合う相のゼロクロス点間の時間よりも長くなるよ
う構成したので、常にリアクトルを介して交流電源から
共振用コンデンサへ電流が流れ続け、高調波抑制能力を
得ることができる。故に、高調波抑制の為のリアクトル
のインダクタンス値を小さく設計でき、コンデンサ入力
型整流回路に若干の素子を追加するだけの安価且つ単純
な回路構成で、多相電源の高調波を抑制できる高調波抑
制回路装置の小型化、低コスト化を実現できる。

【０１３１】また、本発明の請求項３の高調波抑制回路
によれば、交流電源に接続され、前記交流電源よりの交
流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記整流
器との間の各電源ラインに接続されたリアクトルと、前
記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され直流電圧を
平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと前記整
流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続され、
他端が交流電源の中性点を形成するように共通接続され
た複数のコンデンサと、前記整流器よりも直流側の端子
間に接続され、オンすることにより一方向に電流を流す
上側短絡素子および下側短絡素子とを直列接続した短絡
部と、前記短絡部のオン・オフ動作を制御するスイッチ
制御手段と、前記複数のコンデンサの共通接続点にその
一端が接続され、他端が前記短絡部を構成する上側短絡
素子及と下側短絡素子との相互接続点間に接続されたコ
ンデンサと、を備えたので、強制的にリアクトルへ電流
を流すことができ、入力電流量、或いは負荷電流、負荷
消費電力等の負荷状態が変動する場合にも、入力電流波
形を任意に制御することができるため、幅広い負荷領域
に渡って、高調波を抑制でき、信頼性の高い高調波抑制
回路を提供することができる。

【０１３２】本発明の請求項４に係わる高調波抑制回路
は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの合
成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの合成容量の
切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備えたの
で、負荷の状態に応じて直流出力電圧を段階的に切り替
えることが可能となり、幅広い負荷領域に渡って、信頼
性の高い高調波抑制回路を提供することができる。

【０１３３】本発明の請求項５に係わる高調波抑制回路
は、前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信号に応じて
前記複数のコンデンサの合成容量を切り換えるように制
御するようにしたので、直流出力電圧を段階的に切り換
えることができ、幅広い負荷領域に渡って、信頼性の高
い高調波抑制回路を提供することができる。

【０１３４】本発明の請求項６に係わる高調波抑制回路
は、前記負荷信号を入力信号とし、前記入力信号が所定
値よりも大きい場合には前記複数のコンデンサの合成容
量が大きくなるように制御し、前記入力信号が所定値よ
りも小さい場合には前記複数のコンデンサの合成用量が
小さくなるよう制御するようにしたので、負荷の状態が
変化して入力電流の大きさが変化した場合でも、高調波
抑制能力および力率改善を充分に発揮することができ、
幅広い負荷領域に渡って、負荷状態に適した直流出力電
圧を確保しつつ電源高調波を抑制することができる。

【０１３５】本発明の請求項７に係わる高調波抑制回路
は、前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆｓのＮ相の
交流電源に接続され、前記リアクトルのインダクタンス
値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサの合成容量
をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π^２・Ｎ^２・ｆｓ^２・
Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合成容量Ｃを
構成するようにしたので、常にリアクトルを介して交流
電源から共振用コンデンサへ電流が流れ続け、高い高調
波抑制能力および力率改善能力を得ることができる。故
に、高調波抑制の為のリアクトルのインダクタンス値を
小さく設計でき、装置の小型化、低コスト化を実現でき
る。

【０１３６】本発明の請求項８に係わる高調波抑制回路
は、前記高調波抑制回路は、前記複数のコンデンサの共
通接続点と前記短絡部との間に接続されたコンデンサの
容量を可変に構成し、前記コンデンサの容量の切り換え
を制御するコンデンサ容量制御手段を備えたので、入力
電流波形を、負荷状態に応じて変更でき、幅広い負荷領
域に渡って、大きな高調波抑制効果を得ることができ、
また、信頼性の高い高調波抑制回路を提供することがで
きる。

【０１３７】本発明の請求項９に係わる高調波抑制回路
は、前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓでＮ相の交流
電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短絡素子及び
下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍の周波数
で、交互にオン・オフするので、簡易的なスイッチング
制御にて力率改善を実現することができ、また、各相電
圧に対して均一にバランス良くスイッチングできるた
め、少ないスイッチング動作で入力電流に含まれる高調
波成分も抑制できる。故に、ノイズ対策部品を必要とせ
ず、安価なマイコン（ＣＰＵ）にて高調波抑制回路を実
現することができる。

【０１３８】本発明の請求項１０に係わる高調波抑制回
路は、前記スイッチ制御手段は、負荷信号として、入力
電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直流出力電
圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器より直流
側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは負荷電流
に応じて予め設定された所定時間に基づいて、前記短絡
部のオン、オフ動作を行わさせるように制御するように
したので、負荷状態に適したタイミングでスイッチング
動作を行え、幅広い負荷領域に渡って、高調波抑制能力
および力率改善を充分に発揮することができる。

【０１３９】本発明の請求項１１に係わる電動機駆動シ
ステムは、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の
高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや電動機
とし、前記コンデンサ容量制御手段或いは前記スイッチ
制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回転数指
令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機吐出温
度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のいずれか
としたので、コンデンサ容量制御或いは短絡部のスイッ
チング動作を制御する為に、負荷状態に係る情報を検出
するセンサーなどを新たに設ける必要がなく、高調波抑
制回路の低コスト化、簡素化を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１を表す回路ブロック図
である。

【図２】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路
の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するた
めの回路ブロック図である。

【図３】 本発明の実施の形態１を表す各時間に対する
回路を流れる電流波形を表した図である。

【図４】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路
の各時間ごとの回路動作及び電流の流れ方を説明するた
めの回路ブロック図である。

【図５】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路
の各時間に対する回路を流れる電流波形を表した図であ
る。

【図６】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路
のＵ相電圧の電源半周期における各相電流と共振用コン
デンサを流れる電流との関係を説明するための図であ
る。

【図７】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路
のリアクトルのＵ相を流れる入力電流と、Ｕ相に接続さ
れた共振用コンデンサを流れる電流との関係を説明する
ための図である。

【図８】 本発明の実施の形態１を表す高調波抑制回路
のリアクトルのインダクタンス値と共振用コンデンサの
容量の関係を表した図である。

【図９】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回路
の回路ブロック図である。

【図１０】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回
路の双方向性スイッチング素子の構成を説明するための
図である。

【図１１】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回
路の別の回路ブロック図である。

【図１２】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回
路の別の回路ブロック図である。

【図１３】 本発明の実施の形態２を表す高調波抑制回
路の別の回路ブロック図である。

【図１４】 本発明の実施の形態３を表す高調波抑制回
路の回路ブロック図である。

【図１５】 本発明の実施の形態４を表す高調波抑制回
路の回路ブロック図である。

【図１６】 本発明の実施の形態４を表す高調波抑制回
路の別の回路ブロック図である。

【図１７】 本発明の実施の形態５を表す高調波抑制回
路の回路ブロック図である。

【図１８】 従来の回路ブロック図である。

【図１９】 従来の回路ブロック図である。

【図２０】 従来の回路ブロック図である。

【図２１】 従来の回路ブロック図である。

【符号の説明】

１ 交流電源、２ 整流器、３ リアクトル、４ 平滑
コンデンサ、５、５ｕ、５ｖ、５ｗ 共振用コンデン
サ、６、６ｕ、６ｖ、６ｗ 双方向スイッチング素子、
７、７ｕ、７ｖ、７ｗ 合成容量可変用コンデンサ、８
入力電流検出手段、９ コンデンサ容量制御手段、１
０ 短絡部、１０ｐ 上側短絡素子、１０ｎ 下側短絡
素子、１１ コンデンサ、１２ 負荷制御手段、１３
電源電圧検出手段、１４ スイッチ制御手段、１５ 双
方向スイッチング素子、１６ 合成容量可変用コンデン
サ、１７ インバータ、１８ 電動機、１９ インバー
タ制御手段、２０ 負荷、２１ 短絡素子、２２ ダイ
オードブリッジ、２３ ダイオード、５０、５１、５
２、５３ 共振用コンデンサ、７０ 高調波抑制回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 川久保 守 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 AA06 CA02 CA07 CB01 CC01 DA02 DC02 DC05 HA83 HA84

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に接続され、前記交流電源より
   の交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記
   整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトル
   と、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され、前
   記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアク
   トルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端
   がそれぞれ接続され、他端が前記交流電源の中性点を形
   成するように共通接続された複数のコンデンサと、を備
   えたことを特徴とする高調波抑制回路。
2. 【請求項２】 交流電源に接続され、前記交流電源より
   の交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記
   整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトル
   と、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され、前
   記直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアク
   トルと前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端
   が接続され、他端が前記交流電源の中性点を形成するよ
   うに共通接続された複数のコンデンサと、を備え、前記
   交流電源と前記リアクトルと前記複数のコンデンサとか
   ら構成される回路を流れる電流の共振半周期が、前記交
   流電源の隣り合う相のゼロクロス点間の時間よりも長く
   なるよう構成したことを特徴とする高調波抑制回路。
3. 【請求項３】 交流電源に接続され、前記交流電源より
   の交流を直流に整流する整流器と、前記交流電源と前記
   整流器との間の各電源ラインに接続されたリアクトル
   と、前記整流器の直流電圧の出力端子間に接続され直流
   電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記リアクトルと
   前記整流器とを接続する各電源ラインにその一端が接続
   され、他端が交流電源の中性点を形成するように共通接
   続された複数のコンデンサと、前記整流器よりも直流側
   の端子間に接続され、オンすることにより一方向に電流
   を流す上側短絡素子および下側短絡素子とを直列接続し
   た短絡部と、前記短絡部のオン・オフ動作を制御するス
   イッチ制御手段と、前記複数のコンデンサの共通接続点
   にその一端が接続され、他端が前記短絡部を構成する上
   側短絡素子及と下側短絡素子との相互接続点間に接続さ
   れたコンデンサと、を備えたことを特徴とする高調波抑
   制回路。
4. 【請求項４】 前記高調波抑制回路は、前記複数のコン
   デンサの合成容量を可変とし、前記複数のコンデンサの
   合成容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段
   を備えたことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに
   記載の高調波抑制回路。
5. 【請求項５】 前記コンデンサ容量制御手段は、負荷信
   号に応じて前記複数のコンデンサの合成容量を切り換え
   るように制御するようにしたことを特徴とする請求項４
   に記載の高調波抑制回路。
6. 【請求項６】 前記コンデンサ容量制御手段は、前記負
   荷信号を入力信号とし、前記入力信号が所定値よりも大
   きい場合には前記複数のコンデンサの合成容量が大きく
   なるように制御し、前記入力信号が所定値よりも小さい
   場合には前記複数のコンデンサの合成用量が小さくなる
   よう制御するようにしたことを特徴とする請求項５に記
   載の高調波抑制回路。
7. 【請求項７】 前記高調波抑制回路は、電源周波数がｆ
   ｓのＮ相の交流電源に接続され、前記リアクトルのイン
   ダクタンス値をＬ、円周率をπ、前記複数のコンデンサ
   の合成容量をＣとしたとき、Ｃ≧１／（４・π^２・Ｎ^２
   ・ｆｓ^２・Ｌ）となるように前記複数のコンデンサの合
   成容量Ｃを構成するようにしたことを特徴とする請求項
   １乃至６に記載の高調波抑制回路。
8. 【請求項８】 前記高調波抑制回路は、前記複数のコン
   デンサの共通接続点と前記短絡部との間に接続されたコ
   ンデンサの容量を可変可能に構成し、前記コンデンサの
   容量の切り換えを制御するコンデンサ容量制御手段を備
   えたことを特徴とする請求項３乃至７に記載の高調波抑
   制回路。
9. 【請求項９】 前記スイッチ制御手段は、周波数ｆｓで
   Ｎ相の交流電源を接続し、前記短絡部を形成する上側短
   絡素子及び下側短絡素子をそれぞれ、Ｎ×ｆｓの整数倍
   の周波数で、交互にオン・オフすることを特徴とする請
   求項３乃至８に記載の高調波抑制回路。
10. 【請求項１０】 前記スイッチ制御手段は、負荷信号と
    して、入力電流、平滑コンデンサ端子間に出力される直
    流出力電圧、前記平滑コンデンサの入出力電流、整流器
    より直流側を流れる電流、負荷の消費電力量、あるいは
    負荷電流に応じて予め設定された所定時間に基づいて、
    前記短絡部のオン、オフ動作を行わさせるように制御す
    るようにしたことを特徴とする請求項３乃至９に記載の
    高調波抑制回路。
11. 【請求項１１】 請求項１乃至請求項１０のいずれかに
    記載の高調波抑制回路に接続される負荷をインバータや
    電動機とし、前記コンデンサ容量制御手段或いは前記ス
    イッチ制御手段に入力される負荷信号を、電動機への回
    転数指令値、電圧指令、サーミスタで検出される圧縮機
    吐出温度、圧縮機吸入温度あるいは熱交換器の温度のい
    ずれかとしたことを特徴とする電動機駆動システム。