CN111316553B - 整流器及整流天线装置 - Google Patents

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Abstract

整流器(100)将从输入端子(5)输入的高频功率转换为直流功率并从输出端子(6)输出。整流器(100)包括将高频功率转换为直流功率的整流部(1)以及阻抗可变部(4)，该阻抗可变部(4)的一端连接至整流部(1)与输出端子(6)的连接点，另一端施加有基准电压，该阻抗可变部(4)的阻抗相对于直流功率的电压的绝对值具有负相关地进行变化。在直流功率的电压的绝对值比整流部(1)所具有的整流元件的反向耐压以下的预先确定的值要大的情况下，从整流部(1)观察到的阻抗可变部(4)的阻抗是可视为短路的值。

Description

整流器及整流天线装置
技术领域
本发明涉及将高频功率转换为直流功率的整流器及整流天线装置。
背景技术
作为将高频功率转换为直流功率的整流器，存在如下整流器：即、在具有整流元件的整流部的输出侧的一对线路设有恒压二极管(齐纳二极管)，从而吸收一对线路所产生的电压的浪涌(例如，参照专利文献1)。在该整流器中，恒压二极管的反向耐压被设定为整流元件的反向耐压以下。由此，能将施加于整流元件的电压抑制为整流元件的反向耐压以下。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2015－192484号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
在照射到整流天线的微波的功率密度随时间变动的情况下，大功率被输入至整流器，整流器有可能发生故障。整流器发生故障的主要原因是整流元件的反向耐压以上的反向电压被施加至整流元件。
专利文献1所公开的整流器中，整流元件输出的直流电压与恒压二极管的反向电压值相等。施加于整流元件的电压是直流电压与高频电压振幅的电压之和，因此，在将恒压二极管的反向电压设定为与整流元件的反向耐压相同的值的情况下，施加于整流元件的反向电压有可能超过反向耐压而导致整流器发生故障，整流器的可靠性较低。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种可靠性较高的整流器及整流天线装置。
解决技术问题所采用的技术方案
为了达到上述目的，本发明所涉及的整流器是将从输入端子输入的高频功率转换为直流功率并从输出端子输出的整流器。整流器包括整流部和阻抗可变部。整流部具有整流元件，将高频功率转换为直流功率并输出至输出端子。阻抗可变部的一端连接至整流部与输出端子的连接点，另一端施加有基准电压。阻抗可变部的阻抗相对于直流功率的电压的绝对值具有负相关地进行变化。在直流功率的电压的绝对值比整流元件的反向耐压的绝对值以下的确定值要大的情况下，阻抗可变部的阻抗是从整流部观察时可视为短路的值。
发明效果
根据本发明所涉及的整流器，由于在直流功率的电压的绝对值比整流元件的反向耐压的绝对值以下的确定值要大的情况下，阻抗可变部的阻抗是从整流部观察时可视为短路的值，因而抑制了超过反向耐压的反向电压被施加至整流元件的情况。其结果是，能提供可靠性较高的整流器及整流天线装置。
附图说明
图1是示出本发明实施方式1所涉及的整流天线装置的结构的框图。
图2是示出实施方式1所涉及的整流器的电路结构的示例的图。
图3是示出实施方式1所涉及的整流器中的电流的流动的图。
图4是示出实施方式1所涉及的整流器中的电流的流动的图。
图5是示出实施方式1所涉及的FET开关的状态与栅极-源极间电压Vgs之间的关系图。
图6是示出实施方式1所涉及的整流器中的电流的流动的图。
图7是示出实施方式1所涉及的整流器中的电流的流动的图。
图8是示出本发明实施方式2所涉及的整流器的电路结构的示例的图。
图9是示出本发明实施方式3所涉及的整流器的电路结构的示例的图。
图10是实施方式3所涉及的二极管的状态与电压Vdc之间的关系图。
图11是示出实施方式3所涉及的整流器中的FET开关的栅极-源极间电压Vgs与电压Vdc之间的关系的图。
图12是示出实施方式3所涉及的整流器的变形例的结构的框图。
图13是示出本发明实施方式4所涉及的整流器的电路结构的示例的图。
图14是示出实施方式4所涉及的整流器中的FET开关的栅极-源极间电压Vgs与电压Vdc之间的关系的图。
图15是示出实施方式4所涉及的整流器的电路结构的变形例的图。
图16是示出本发明实施方式5所涉及的整流器的电路结构的示例的图。
图17是示出实施方式5所涉及的整流器的电路结构的变形例的图。
图18是示出本发明实施方式6所涉及的整流器的电路结构的示例的图。
图19是示出实施方式6所涉及的整流器的电路结构的第1变形例的图。
图20是示出实施方式6所涉及的整流器的电路结构的第2变形例的图。
图21是示出实施方式6所涉及的整流器的电路结构的第3变形例的图。
图22是示出实施方式7所涉及的整流器的电路结构的示例的图。
图23是示出实施方式7所涉及的热敏电阻的电阻值与温度之间的关系的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明实施方式所涉及的整流器详细地进行说明。另外，图中对相同或等同的部分标注相同的标号。
实施方式1.
用于微波无线功率的传输的整流天线装置10如图1所示，包括天线7和整流器100。天线7接收高频，并发送至整流器100。本发明实施方式1所涉及的整流器100进行将从天线7经由输入端子5被输入的高频功率转换为直流功率的RF(Radio Frequency：射频)-DC(Direct Current：直流)转换，并将直流功率从输出端子6输出。整流器100包括：整流部1，该整流部1将高频功率转换为直流功率并输出到输出端子6；输入滤波器2；输出滤波器3；以及阻抗可变部4，该阻抗可变部4的阻抗相对于直流功率的电压的绝对值具有负相关地进行变化。
输入滤波器2设置于输入端子5与整流部1之间的电路，进行使高次谐波分量递减的高次谐波处理，并切断直流分量。整流部1具有整流元件，将经由输入滤波器2从输入端子5被输入的高频功率转换为直流功率。整流元件是具有使电流仅在一个方向上流动的作用的元件，例如由二极管构成。输出滤波器3设置于整流部1与输出端子6之间的电路，进行使因整流部1中的处理而产生的高次谐波分量递减的高次谐波处理，并对直流功率进行滤波。
阻抗可变部4的一端连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点，另一端施加有基准电压。作为一个示例，以阻抗可变部4的另一端接地的情况为例来进行说明。阻抗可变部4的阻抗相对于直流功率的电压的绝对值具有负相关地进行变化。详细而言，在直流功率的电压的绝对值比整流元件的反向耐压的绝对值以下的确定值要大的情况下，阻抗可变部4的阻抗是从整流部1观察时可视为短路的值。此外，在直流功率的电压的绝对值在上述预先确定的值以下的情况下，阻抗可变部4的阻抗是从整流部1观察时可视为开路的值。
对整流器100的结构的详细情况进行说明。如图2所示，输入滤波器2包括线路长度为基波的1/4波长的传输线路21、线路长度为二次谐波的1/4波长的开路短截线22、线路长度为三次谐波的1/4波长的开路短截线23以及直流块用电容元件24。另外，基波是整流天线装置10所接收的电波内、预先确定的频率分量。二次谐波是基波的频率的2倍的频率分量，三次谐波是具有基波频率的3倍的频率的频率分量。直流块用电容元件24的一端起到作为输入滤波器2的输入端的功能，与输入端子5相连接。传输线路21的一端起到作为输入滤波器2的输出端的功能，与整流部1相连接。直流块用电容元件24的另一端连接至传输线路21的另一端、以及开路短截线22与开路短截线23的连接点，其中，该传输线路21的另一端位于与整流部1相连接的传输线路21的一端的相反侧。
整流部1具有由二极管构成的整流元件11。整流元件11配置在整流部1输出正的直流电压的方向上。即，整流元件11的阳极接地，整流元件11的阴极连接至输入滤波器2的输出端和输出滤波器3的输入端。
输出滤波器3包括线路长度为基波的1/4波长的传输线路31、线路长度为基波的1/4波长的开路短截线32、线路长度为二次谐波的1/4波长的开路短截线33以及对直流进行滤波的滤波电容元件34。传输线路31的一端起到作为输出滤波器3的输入端的功能，与整流部1相连接。滤波电容元件34的一端接地。传输线路31的另一端连接至开路短截线32与开路短截线33的连接点、以及位于被接地的一端的相反侧的滤波电容元件34的另一端。整流器100具备图2所示的输入滤波器2和输出滤波器3，由此能使整流元件11进行F级动作，能得到较高的RF-DC转换效率。
阻抗可变部4具有开关元件，该开关元件利用施加于控制端子的控制信号来切换电路的导通和非导通。以阻抗可变部4具有FET(Field Effective Transistor：场效应晶体管)开关40的情况为例来进行说明。FET开关40是由增强型FET构成的开关。FET开关40的源极端子接地，漏极端子和栅极端子连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点。换言之，漏极端子和栅极端子实质上为同电压，一起连接至输出端子6。FET开关40的栅极端子相当于上述开关元件的控制端子。
在整流器100中，在与输出端子6相连接的负载为恒定的情况下，随着所输入的高频功率变大，从输出端子6输出的直流功率的电压Vdc变高，直流电流变大。另一方面，在所输入的高频功率为恒定的情况下，随着与整流元件11串联连接的输出侧的电路阻抗变低，直流电流变大，电压Vdc变低，施加于整流元件11的高频电压振幅Vamp变小。
在输入至整流器100的高频功率的电压较低、且阻抗可变部4的直流阻抗是从整流部1观察时可视为开路的值的情况下，如图3中粗实线所示那样，从整流部1通过输出滤波器3而流过输出端子6的直流电流并未泄漏至阻抗可变部4。因此，可得到与未设有阻抗可变部4的情况等同的整流器100的RF-DC转换效率。
在输入至整流器100的高频功率较大、电压Vdc较高因而阻抗可变部4的直流阻抗是从整流部1观察时可视为短路的值的情况下，如图4中粗实线所示那样，从整流部1通过输出滤波器3而流过输出端子6的直流电流的一部分泄漏至阻抗可变部4。从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗是连接至输出端子6的未图示的负载与阻抗可变部4的并联阻抗。即，与未设有阻抗可变部4的情况相比，从整流部1观察到的输出侧的电路的阻抗变低。在所输入的高频功率为恒定的情况下，若从整流部1观察到的输出侧的电路的阻抗变低，则电压Vdc变低，施加于整流元件11的高频电压振幅Vamp变小。即，与未设有阻抗可变部4的情况相比，能抑制施加于整流元件11的反向电压变得过大的情况。
对整流器100的动作进行说明。若高频功率从天线7输入至整流器100的输入端子5，则由输入滤波器2使高次谐波分量递减，并将切断直流分量后的高频功率输入至整流部1。整流部1所具有的整流元件11每半个周期重复导通与截止，由此，整流部1的输出中包含高阶的高次谐波，此外，在与整流元件11的极性相对应的方向上产生直流电压(偏移)。整流部1的输出由输出滤波器3进行滤波，并从输出端子6输出直流功率。阻抗可变部4的阻抗相对于从输出端子6输出的直流功率的电压Vdc的绝对值具有负相关地进行变化。整流部1输出的直流电压为正电压，因此，阻抗可变部4的阻抗相对于电压Vdc具有负相关地变化。
对阻抗可变部4的阻抗的变化进行说明。FET开关400的栅极端子施加有电压Vdc。图5示出FET开关40的状态与栅极-源极间电压Vgs之间的关系图。纵轴是FET开关40的状态，横轴是栅极-源极间电压Vgs。FET开关元件40的栅极-源极间电压Vgs与电压Vdc相同，因此Vgs＝Vdc成立。将FET开关40的漏极-源极间的导通与非导通切换时的栅极-源极间电压Vgs设为阈值电压VFET_th。另外，阈值电压VFET_th设定为整流元件11的反向耐压以下的值。在电压Vdc≤阈值电压VFET_th的情况下，FET开关40的漏极-源极间为非导通，因此，阻抗可变部4的阻抗是可视为开路的值。在图6中用粗实线示出此时的直流电流的流动。如图6所示，直流电流不泄漏至FET开关40的漏极-源极间。此外，输出滤波器3的直流阻抗足够小，因此，从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗可视为与输出端子6相连接的负载。直流电流不泄漏至FET开关40的漏极-源极间，因此，可得到与未设有阻抗可变部4的情况等同的整流器100的RF-DC转换效率。
另一方面，如图5所示，在所输入的高频功率较高因而电压Vdc＞阈值电压VFET_th的情况下，FET开关40的漏极-源极间导通，阻抗可变部4的阻抗是可视为短路的值、例如小于10Ω的值。即，从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗是连接至输出端子6的负载与阻抗可变部4的并联阻抗。在图7中用粗实线示出此时的直流电流的流动。如图7所示，直流电流的一部分泄漏至FET开关40的漏极-源极间。从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗比图6所示的情况要低。若从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗变低，则电压Vdc下降，施加于整流元件11的高频电压振幅变小。
若FET开关40的漏极-源极间导通，则电压Vdc下降。其结果是，若电压Vdc≤阈值VFET_th，则FET开关40的漏极-源极间为非导通。在FET开关40的漏极-源极间为非导通的情况下，从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗比图7所示的情况要高。若从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗变高，则电压Vdc变高。若FET开关40的漏极-源极间为非导通、电压Vdc上升的结果是，若电压Vdc＞阈值电压VFET_th，则漏极-源极间再次导通。如上所述，漏极-源极间的导通与非导通进行切换，由此，电压Vdc收敛为阈值电压VFET_th。阈值电压VFET_th设定为整流元件11的反向耐压以下的值，因此，电压Vdc所收敛的值在整流元件11的反向耐压以下。因此，施加于整流元件11的反向电压在整流元件11的反向耐压以下。
如以上所说明的那样，本发明实施方式1所涉及的整流器100通过设置阻抗可变部4，从而能将施加于整流元件11的反向电压设为整流元件11的反向耐压以下。换言之，能使输入到整流器100的高频功率变大。
实施方式2.
搭载有整流器的装置并不限于整流天线装置10。此外，整流天线装置10的电路结构并不限于实施方式1的结构。整流器的电路结构是电压Vdc上升时从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗变低、且电压Vdc下降时从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗变高的任意电路。对电路的一个示例进行说明。图8所示的整流器101所具备的阻抗可变部4在整流器100所具备的阻抗可变部4的结构的基础上，还包括具有电阻41和电阻42的分压电路。
电阻41的一端连接至整流部1与输出端子6的连接点，另一端连接至FET开关40的栅极端子。详细而言，电阻41的一端连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点。电阻42的一端连接至FET开关40的栅极端子，另一端接地。即，FET开关40的栅极端子经由电阻41被连接至输出端子6，电阻41与FET开关40的栅极端子的连接点经由电阻42被接地。FET开关40的栅极电压Vgs如下述式(1)所示，是电压Vdc的电阻分压值。
Vgs＝Vdc·R42/(R41+R42) (1)
在整流器101中，通过改变电阻41和电阻42的电阻值，从而能改变FET开关40的栅极-源极间的电压Vgs。即使FET开关40的阈值电压VFET_th相同，在电阻41和电阻42的电阻值不同的情况下，阻抗可变部4的阻抗从开路切换为短路时的电压Vdc的值也不同。即，能改变FET开关40的栅极源极间的导通与非导通切换的定时，而不改变FET开关40的阈值电压。其结果是，无需根据整流元件11的反向耐压来改变FET开关40的阈值电压，对于各种整流元件11，通过改变电阻41和电阻42的电阻值，从而能构成合适的整流器100。此外，通过使电阻41和电阻42相对于与输出端子6相连接的负载足够大，从而能抑制电阻41和电阻42中的功耗。
如以上所说明的那样，本发明实施方式2所涉及的整流器101通过设置阻抗可变部4，从而能将施加于整流元件11的反向电压设为整流元件11的反向耐压以下。此外，能改变FET开关40的栅极-源极间的导通与非导通切换的定时，而不改变FET开关40的阈值电压。
实施方式3.
如上所述，整流器能搭载于任意装置，而不仅限于整流天线装置10。此外，整流器的电路结构并不限于实施方式1、2的示例。图9所示的整流器102所具备的阻抗可变部4在整流器100所具备的阻抗可变部4的结构的基础上，还具有下拉电路，该下拉电路将与直流功率的电压Vdc相对应的接地电压或负电压施加于开关元件的控制端子。详细而言，整流器102所具备的阻抗可变部4还包括实施方式2所涉及的整流器101所具备的阻抗可变部4所具有的电阻42、以及二极管43。二极管43的阳极连接至整流部1与输出端子6的连接点，阴极连接至电阻42与FET开关40的栅极端子的连接点。即，FET开关40的栅极端子经由二极管43被连接至输出端子6，二极管43与FET开关40的栅极端子的连接点经由电阻42被接地。
对整流器102的动作进行说明。图10示出二极管43的状态与电压Vdc之间的关系图。若将整流器102的二极管43的阈值电压设为Vdi_th1，则当电压Vdc≤阈值电压Vdi_th1时，二极管43截止，因此，阻抗可变部4的阻抗是可视为开路的值。当电压Vdc＞阈值电压Vdi_th1时，二极管43导通，因此，阻抗可变部4的阻抗是可视为短路的值。
图11示出FET开关40的栅极-源极间的电压Vgs与电压Vdc之间的关系图。输入至整流器102的高频功率较小、电压Vdc较低，因此，在电压Vdc≤阈值电压Vdi_th1的情况下，二极管43截止。因此，FET开关40的栅极-源极间的电压Vgs被电阻42下拉，为0V。此时，FET开关40的漏极-源极间为非导通，因而直流电流不泄漏至漏极-源极间，可得到与未设有阻抗可变部4的情况等同的RF-DC转换效率。实施方式2所涉及的整流器101中，即使漏极-源极间为非导通，正电压也被施加到栅极-源极间，与此相对地，在实施方式3所涉及的整流器102中，在电压Vdc≤阈值电压Vdi_th1的范围内，栅极-源极间的电压Vgs＝0。因此，与实施方式2所涉及的整流器102相比，更加抑制了直流电流向漏极-源极间的泄漏，并抑制了RF-DC转换效率的下降。
输入至整流器102的高频功率较大、电压Vdc较高，因此，在电压Vdc＞阈值电压Vdi_th1的情况下，二极管43导通。因此，Vdc-Vdi_th1被施加至FET开关40的栅极端子。在FET开关40的栅极-源极间电压Vgs为FET开关40的阈值电压VFET_th以下的情况下，即、当Vdc-Vdi_th1≤VFET_th时，FET开关40的漏极-源极间为非导通，因此，直流电流不泄漏至漏极-源极间，可得到与未设有阻抗可变部4的情况等同的整流器100的RF-DC转换效率。
在FET开关40的栅极-源极间电压Vgs比FET开关40的阈值电压VFET_th要大的情况下，即、当Vdc-Vdi_th1＞VFET_th时，FET开关40的漏极-源极间为导通。该情况下，从整流元件11观察到的输出侧的电路的直流阻抗是连接至输出端子6的负载与FET开关40的漏极-源极间阻抗的并联阻抗。FET开关元件40的漏极-源极间的阻抗是小于10Ω的值。若从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗变低，则电压Vdc、和施加于整流元件11的高频电压振幅变小。与实施方式1同样地，通过漏极-源极间的导通与非导通的切换，从而电压Vdc收敛为VFET_th+Vdi_th1。确定VFET_th及Vdi_th1，以使得VFET_th+Vdi_th1为整流元件11的反向耐压以下的值。
如图12所示，整流器102可以具备串联连接的至少1个二极管431，以代替二极管43。串联连接的至少1个二极管431的正方向是从连接至整流部1与输出端子6的连接点的一端朝向连接至FET开关40的栅极端子的另一端的方向。二极管431的阈值电压的合计相当于图11的二极管43的阈值电压Vdi_th1。因此，通过改变二极管431的个数，从而能改变阈值电压Vdi_th1。
如以上所说明的那样，根据本发明实施方式3所涉及的整流器102，通过设置阻抗可变部4，从而能将施加于整流元件11的反向电压设为整流元件11的反向耐压以下。此外，在电压Vdc≤阈值电压Vdi_th1的范围内，栅极-源极间电压Vgs＝0，因此抑制了整流器102的RF-DC转换效率的下降。
实施方式4.
如上所述，整流器能搭载于任意装置，而不仅限于整流天线装置10。此外，整流器的电路结构并不限于实施方式1-3的示例。下拉电路是将与电压Vdc相对应的接地电压或负电压施加于阻抗可变部4所具有的开关元件的控制端子的任意电路。图13所示的实施方式4所涉及的整流器103所具备的阻抗可变部4在图9所示的整流器102所具备的阻抗可变部4的结构的基础上，还具备电阻44和电阻45。由电阻42、44、45和二极管43构成下拉电路。
电阻44的一端连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点。电阻44的另一端连接至FET开关40的源极端子。即，源极端子经由电阻44被连接至输出端子6，因此，电阻44在FET开关40的漏极端子与源极端子之间并联连接。电阻45的一端接地，另一端连接至FET开关40的源极端子。即，电阻44与FET开关40的源极端子的连接点经由电阻45接地。
对整流器103的动作进行说明。图14示出FET开关40的栅极-源极间电压Vgs与电压Vdc之间的关系图。图14的Vdi_th2是整流器103的二极管43的阈值电压。在整流器103中，在电压Vdc≤Vdi_th2·{(R44+R45)/R44}的范围内，FET开关40的栅极-源极间电压Vgs为负值。另外，在上述式中，R44表示电阻44的电阻值，R45表示电阻45的电阻值。
若将整流器103的二极管43的阈值电压设为Vdi_th2，则当电压Vdc≤Vdi_th2时，二极管43截止。此时，FET开关40的栅极-源极间电压Vgs为Vgs＝-Vdc·R45/(R44+R45)，即负值。FET开关40的漏极-源极间为非导通，因而直流功率不泄漏至漏极-源极间，可得到与未设有阻抗可变部4的情况等同的整流器100的RF-DC转换效率。
当电压Vdc＞阈值电压Vdi_th2时，二极管43导通。此时，FET开关40的栅极-源极间电压为Vgs＝{Vdc·R44/(R44+R45)}-Vdi_th2。在FET开关40的栅极-源极间电压Vgs为FET开关40的阈值电压VFET_th以下的情况下，即、当{Vdc·R44/(R44+R45)}-Vdi_th2≤VFET_th时，FET开关40的漏极-源极间为非导通。因此，直流电流不泄漏至漏极-源极间，可得到与未设有阻抗可变部4的情况等同的RF-DC转换效率。
在FET开关40的栅极-源极间电压Vgs大于FET开关40的阈值电压VFET_th的情况下，即、当{Vdc·R44/(R44+R45)}-Vdi_th2＞VFET_th时，FET开关40的漏极-源极间为导通。该情况下，从整流元件11观察到的输出侧的电路的直流阻抗是连接至输出端子6的负载与FET开关40的漏极-源极间阻抗的并联阻抗。若从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗变低，则电压Vdc、和施加于整流元件11的高频电压振幅变小。与实施方式1-3同样地，通过漏极-源极间的导通与非导通的切换，从而电压Vdc收敛为(Vdi_th2+VFET_th)·(R44+R45)/R44。预先确定Vdi_th2、VFET_th、R44、R45的值，以使得(Vdi_th2+VFET_th)·(R44+R45)/R44在整流元件11的反向耐压以下。
如图15所示，整流器103可以具备串联连接的至少1个二极管431，以代替二极管43。串联连接的至少1个二极管431的正方向是从连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点的一端朝向连接至FET开关40的栅极端子的另一端的方向。二极管431的阈值电压的合计相当于图13的二极管43的阈值电压Vdi_th2。因此，通过改变二极管431的个数，从而能改变阈值电压Vdi_th2。
如以上所说明的那样，根据本发明实施方式4所涉及的整流器103，通过设置阻抗可变部4，从而能将施加于整流元件11的反向电压设为整流元件11的反向耐压以下。此外，在电压Vdc≤Vdi_th2·{(R44+R45)/R44}的范围内，FET开关40的栅极-源极间的电压Vgs为负电压，因此，抑制了整流器103的RF-DC转换效率的下降。
实施方式5.
如上所述，整流器能搭载于任意装置，而不仅限于整流天线装置10。此外，整流器的电路结构并不限于实施方式1-4的示例。下拉电路是将与电压Vdc相对应的接地电压或负电压施加于阻抗可变部4所具有的开关元件的控制端子的任意电路。图16所示的实施方式5所涉及的整流器104所具备的阻抗可变部4具备二极管46，以代替图15所示的整流器103所具备的阻抗可变部4所具有的阻抗45。二极管46的阴极接地，阳极连接至FET开关40的源极端子。即，源极端子经由电阻44被连接至输出端子6，电阻44与FET开关40的源极端子的连接点经由二极管46被接地。
对整流器104的动作进行说明。将整流器104的二极管46的阈值电压设为Vdi_th3。另外，设二极管46的阈值电压Vdi_th3低于二极管43的阈值电压Vdi_th2。即，Vdi_th3＜Vdi_th2成立。当电压Vdc≤阈值电压Vdi_th3时，二极管46截止，因此，阻抗可变部4的直流阻抗是可视为开路的值。在电压Vdc≥阈值电压Vdi_th3的情况下，二极管46导通，因此，阻抗可变部4的直流阻抗是可视为短路的值。
在二极管46和二极管43截止时，若成为Vdc≤Vdi_th3、Vgs＝-Vdc，则整流器104的FET开关40的栅极-源极间电压Vgs成为负值。当二极管46导通且二极管43截止时，即、Vdi_th3＜Vdc＜Vdi_th2成立的情况下，栅极-源极间的电压Vgs＝-Vdi_th3，且成为负值。当二极管46和二极管43导通时，即、Vdc≥Vdi_th2成立的情况下，栅极-源极间电压Vgs＝Vdc-(Vdi_th2+Vdi_th3)。
与整流器103同样地,在电压Vdc＜栅极-源极间的电压Vdi_th2的范围内FET开关40的栅极-源极间电压Vgs为负值，因此，整流器104能进一步降低直流电流向漏极-源极间的泄漏量，并能减少RF-DC转换效率的下降。
此外，在电压Vdc≤阈值电压Vdi_th3的范围内，整流器104中的FET开关40的栅极-源极间电压Vgs＝-Vdc，比整流器103的栅极-源极间电压Vgs＝-Vdc·R45/(R44+R45)要低。其结果是，与整流器103相比，能进一步降低直流电流向漏极-源极间的泄漏量，并能减少RF-DC转换效率的下降。
如图17所示，整流器104可以具备串联连接的至少1个二极管431，以代替二极管43。串联连接的至少1个二极管431的正方向从连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点的一端朝向连接至FET开关40的栅极端子的另一端的方向。二极管431的阈值电压的合计相当于图16的二极管43的阈值电压Vdi_th2。因此，通过改变二极管431的个数，从而能改变阈值电压Vdi_th2。此外，整流器104可以具备串联连接的至少1个二极管461，以代替二极管46。串联连接的至少1个二极管461的正方向是从与FET开关40的源极端子相连接的一端朝向接地的另一端的方向。二极管461的阈值电压的合计相当于图16的二极管46的阈值电压Vdi_th3。因此，通过改变二极管461的个数，从而能改变阈值电压Vdi_th2。
如以上所说明的那样，根据本发明实施方式5所涉及的整流器104，通过设置阻抗可变部4，从而能将施加于整流元件11的反向电压设为整流元件11的反向耐压以下。此外，在电压Vdc≤阈值电压Vdi_th3的范围内，整流器104中的FET开关40的栅极-源极间的电压Vgs＝-Vdc，因此，整流器104的RF-DC转换效率的下降被抑制。
实施方式6.
如上所述，整流器能搭载于任意装置，而不仅限于整流天线装置10。此外，整流器的电路结构并不限于实施方式1-5的示例。图18所示的实施方式6所涉及的整流器105所具有的阻抗可变部4具有二极管47。二极管47设置在与直流功率的极性相对应的方向上。整流器105中，直流功率的电压为正电压，因此，二极管47的阳极连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点，阴极接地。
对整流器105的动作进行说明。若将整流器105的二极管47的阈值电压设为Vdi_th4，则当电压Vdc≤阈值电压Vdi_th4的情况下，二极管47截止，因此，阻抗可变部4的直流阻抗是可视为开路的值。该情况下，直流电流不泄漏至阻抗可变部4，可得到与未设有阻抗可变部4的情况等同的RF-DC转换效率。在电压Vdc≥阈值电压Vdi_th4的情况下，二极管47导通，因此，阻抗可变部4的直流阻抗是可视为短路的值，例如是小于10Ω的值。此时，直流电流的一部分泄漏至阻抗可变部4。从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗比二极管47截止的情况要低。若从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗变低，则电压Vdc变低，施加于整流元件11的高频电压振幅变小。
若二极管47导通，则电压Vdc下降。其结果是，若电压Vdc≤阈值电压Vdi_th4，则二极管47截止。若二极管47截止，则从整流部1观察到的输出侧的电路的直流阻抗比二极管47导通的情况要高，电压Vdc变高。若电压Vdc变高、电压Vdc＞阈值电压Vdi_th4，则如上述那样二极管47导通。通过重复二极管47的导通和截止，从而电压Vdc收敛为阈值电压Vdi_th4。阈值电压Vdi_th4被确定为整流元件11的反向耐压以下的值。其结果是，施加于整流元件11的反向电压在整流元件11的反向耐压以下。
如图19所示，整流器105可以具备串联连接的至少1个二极管471，以代替二极管47。串联连接的至少1个二极管471的正方向是从连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点的一端朝向接地的另一端的方向。二极管471的阈值电压的合计相当于图18的阈值电压Vdi_th4。因此，通过改变二极管471的个数，从而能改变阈值电压Vdi_th3。
在图20所示的整流器106中，整流部1输出的直流电压的极性与整流器105不同。整流部1具有二极管即整流元件12。整流元件12配置在整流部1输出负的直流电压的方向上。即，整流元件12的阳极连接至输入滤波器2的输出端和输出滤波器3的输入端，整流元件12的阴极接地。阻抗可变部4具有二极管48。二极管48的阳极接地，阴极连接至整流部1与输出端子6的连接点。详细而言，二极管48的阴极连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点。
对整流器106的动作进行说明。若高频功率输入至整流器106，则整流器106从输出端子输出负电压即电压Vdc。高频功率越高，则负电压即电压的绝对值|Vdc|越大。
在电压Vdc的绝对值在二极管48的阈值电压以下的情况下，二极管48截止，因此，阻抗可变部4的阻抗是可视为开路的值。在电压Vdc的绝对值比二极管48的阈值电压要大的情况下，二极管48导通，因此，阻抗可变部4的阻抗是可视为短路的值、例如小于10Ω的值。与整流器105同样地，通过重复二极管48的导通和截止，从而电压Vdc的绝对值收敛为二极管48的阈值电压。二极管48的阈值电压被确定为整流元件11的反向耐压以下。其结果是，施加于整流元件11的反向电压在整流元件11的反向耐压以下。
如图21所示，整流器106可以具备串联连接的至少1个二极管481，以代替二极管48。串联连接的至少1个二极管481的正方向是从接地的另一端朝向连接至输出滤波器3与输出端子6的连接点的一端的方向。二极管481的阈值电压的合计相当于图20的二极管48的阈值电压Vdi_th4。因此，通过改变二极管481的个数，从而能改变阈值电压Vdi_th4。
如以上所说明的那样，根据本发明实施方式6所涉及的整流器105、106，通过设置阻抗可变部4，从而能将施加于整流元件11的反向电压设为整流元件11的反向耐压以下。
实施方式7.
如上所述，整流器能搭载于任意装置，而不仅限于整流天线装置10。此外，整流器的电路结构并不限于实施方式1-6的示例。图22所示的实施方式7所涉及的整流器107所具备的阻抗可变部4具备热敏电阻49，该热敏电阻49是电阻值相对于温度具有负相关地进行变化的电路元件的一个示例。
图23示出热敏电阻49的电阻值与温度之间的关系图。热敏电阻49是具有电阻值相对于温度的上升而下降的特性的元件。即，若电流根据整流器107输出的电压Vdc的增大而变大，则热敏电阻49的电阻值根据因该电流而产生的温度上升而减少。
对整流器107的动作进行说明。当被输入至整流器107的高频功率足够低时，电压Vdc与电流较低，且温度变低。因此，热敏电阻49的阻抗是可视为开路的值。由此，从整流元件11观察到的输出侧的电路的阻抗是与输出端子6相连接的负载。直流电流不泄漏至热敏电阻49，因此，可得到与未设有阻抗可变部4的情况等同的RF-DC转换效率。
随着输入至整流器107的高频功率变大，电压Vdc变高，电流随着电压Vdc的上升而增大。热敏电阻49的电阻值随着因电流的增大而产生的温度上升而减少。从整流部1观察到的输出侧的电路的阻抗成为连接至输出端子6的负载与热敏电阻49的电阻值的并联阻抗。即，与高频功率较低的情况相比较，从整流部1观察到的输出侧的电路的阻抗变低。若从整流部1观察到的输出侧的电路的阻抗变低，则电压Vdc、和施加于整流元件11的高频电压振幅变小。因此，即使被输入的高频功率变大，也能抑制施加于整流元件11的反向电压。
如以上所说明的那样，根据本发明实施方式7所涉及的整流器107，通过设置阻抗可变部4，从而能将施加于整流元件11的反向电压设为整流元件11的反向耐压以下。
本发明并不限于上述实施方式。输入滤波器2和输出滤波器3还可以具备线路长度为偶数阶高次谐波的1/4波长的开路短截线、以及线路长度为奇数阶高次谐波的1/4波长的开路短截线中的任一方。
阻抗可变部4所具有的开关元件并不限于FET开关40，也可以是根据施加于控制端子的控制信号来切换电路的导通和非导通的任意开关元件、例如双极型晶体管。上述实施方式中，FET开关40在VFET_th下瞬时切换FET开关40的漏极-源极间的导通与非导通，但也可以使用阻抗相对于电压的变化量的斜率较为缓和的开关元件。该情况下，过渡响应中的电压和电流的过冲得到抑制。
实施方式2所涉及的整流器101所具有的分压电路的分压比可以任意地确定。此外，分压电路可以按电阻分割、电容分割等任意方法来进行分压。
本发明在不脱离本发明的广义思想与范围的情况下，可实现各种实施方式和变形。另外，上述实施方式用于对本发明进行说明，而不对本发明的范围进行限定。即，本发明的范围由权利要求的范围来表示，而不由实施方式来表示。并且，在权利要求的范围内及与其同等发明意义的范围内实施的各种变形也视为在本发明的范围内。
本申请基于2017年11月15日提出申请的日本专利申请特愿2017-219950号。本说明书中参照并引入日本专利申请特愿2017-219950号的说明书、专利权利要求书及全部附图。
标号说明
1 整流部，
2 输入滤波器，
3 输出滤波器，
4 阻抗可变部，
5 输入端子，
6 输出端子，
7 天线，
10 整流天线装置，
11、12 整流元件，
21 传输线路，
22 开路短截线，
23 开路短截线，
24 直流块用电容元件，
31 传输线路，
32 开路短截线，
33 开路短截线，
34 滤波电容元件，
40 FET开关，
41、42、44、45 电阻，
43、46、47、48、431、461、471、481 二极管，
49 热敏电阻，
100、101、102、103、104、105、106、107 整流器。

Claims (7)

1.一种整流器，将从输入端子输入的高频功率转换为直流功率并从输出端子输出，该整流器的特征在于，包括：
整流部，该整流部具有整流元件，将所述高频功率转换为直流功率并输出至所述输出端子；以及
阻抗可变部，该阻抗可变部的一端连接至所述整流部与所述输出端子的连接点，另一端施加有基准电压，所述阻抗可变部的阻抗相对于所述直流功率的电压的绝对值具有负相关地进行变化，
在所述直流功率的电压的绝对值比所述整流元件的反向耐压的绝对值以下的确定值要大的情况下，所述阻抗可变部的阻抗是从整流部观察时可视为短路的值，在所述直流功率的电压的绝对值小于所述确定值的情况下，所述阻抗可变部的阻抗是从所述整流部观察时可视为开路的值，
所述阻抗可变部根据所述直流功率的电压的绝对值来切换从所述整流部观察到的短路和开路，由此所述直流功率的电压收敛为所述确定值。
2.如权利要求1所述的整流器，其特征在于，
所述阻抗可变部具有开关元件，该开关元件利用施加于控制端子的控制信号来切换电路的导通和非导通。
3.如权利要求2所述的整流器，其特征在于，
所述阻抗可变部还具备分压电路，该分压电路对所述直流功率的电压进行分压并施加于所述控制端子。
4.如权利要求2或3所述的整流器，其特征在于，
所述阻抗可变部还具有下拉电路，该下拉电路将与所述直流功率的电压相对应的接地电压或负电压施加于所述控制端子。
5.如权利要求1所述的整流器，其特征在于，
所述阻抗可变部具有串联连接的至少1个二极管，所述串联连接的至少1个二极管的一端连接至所述整流部与所述输出端子的连接点，所述串联连接的至少1个二极管的另一端施加有基准电压，
在所述直流功率的电压为正电压的情况下，从连接至所述整流部与所述输出端子的连接点的所述一端朝向施加有所述基准电压的所述另一端的方向是所述串联连接的至少1个二极管的正方向，
在所述直流功率的电压为负电压的情况下，从连接至所述整流部与所述输出端子的连接点的所述一端朝向施加有所述基准电压的所述另一端的方向是所述串联连接的至少1个二极管的反方向。
6.如权利要求1所述的整流器，其特征在于，
所述阻抗可变部具有电阻值相对于温度具有负相关地进行变化的电路元件。
7.一种整流天线装置，其特征在于，包括：
接收高频的天线；以及
将所述高频的功率转换为直流功率的权利要求1至6的任一项所述的整流器。
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