JPH07274512A

JPH07274512A - 直流電源装置、周波数変換装置および空気調和装置

Info

Publication number: JPH07274512A
Application number: JP6506494A
Authority: JP
Inventors: Naoyoshi Uesugi; 杉通可植
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-04-01
Filing date: 1994-04-01
Publication date: 1995-10-20

Abstract

(57)【要約】【目的】自他の回路に悪影響を及ぼさず、効率的に高
調波を抑制しうる小型に構成できる直流電源装置を提供
する。【構成】全波整流型整流器（２０）の直流出力端子間
にリアクトル（３１）およびコンデンサ（３２）を直列
接続し、さらにコンデンサ（３２）に逆並列にダイオー
ド（３３）を接続してなる第１の並列回路（３０）を接
続し、この並列回路（３０）の負荷側に主電流回路に直
列にリアクトル（４１）およびダイオード（４２）を直
列接続してなる直列回路（４０）を接続し、この直列回
路（４０）の負荷側に負荷（６０）に並列にコンデンサ
（５１）からなる第２の並列回路（５０）を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ダイオードからなる単
相全波整流型整流器を備えた直流電源装置、およびそれ
を備えた周波数変換装置および空気調和装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一方では直流を電源として動作する直流
電子機器が多用される傾向にあり、他方では制御技術の
発展と相俟って直流電源装置およびインバータ装置を介
して周波数制御され、あるいはインバータ装置および交
流電動機を介して速度制御される交流機器が多用される
傾向にある。このような趨勢を反映して、最近は、良好
な高周波抑制手段を備えたノイズレスの直流電源装置に
対する要望が厳しくなってきた。

【０００３】この種の要望に沿うものとして、従来、次
のようなフィルタ方式が提案されている。（１）昇圧チョッパ方式のスイッチング回路により整
流ブリッジ回路の電流を交流電圧の全波整流波形に高速
で追従させ、スイッチングによる高周波のリップル電流
を低域フィルタで除去する、いわゆるアクティブフィル
タ方式。（２）主電流回路に直列にリアクトルを挿入すると共
に小容量のコンデンサを分路に接続し、それにより通電
角を拡げるとともに位相の遅れを補償するＬＣ方式。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上述の（１）のアクテ
ィブフィルタ方式は、特に大電力の用途においては以下
に示す１〜３のような不都合がある。１．高速で大電流に応じた電流容量の制御整流素子、
整流ダイオード、およびリアクトルが必要なため、素子
のサイズや、信頼性、コストなどの点で問題が多い。２．組み込みサイズが大きく、スイッチング電流が大
きいため、発生するスイッチングノイズが自他の回路に
悪影響を及ぼす。３．最大電流に応じて電流リップル量が設定されるた
め、低負荷ではリップル含有量が高くなり、入力電流波
形が歪む。また、使用するＬＣの定数も大きいものが必
要になる。

【０００５】また、上述の（２）のＬＣ方式には次のよ
うな不都合がある。１．各半波ごとの電流の立上がりが急峻になるため、
高次の高調波ノイズがかえって増加する。２．総合的に高調波低減効果が小さく、目標とするレ
ベルに到達できない場合が多い。

【０００６】したがって本発明は、上述の欠点のないフ
ィルタ手段を備えた直流電源装置を提供することを目的
とする。より詳細に述べるならば、本発明は、小型に構
成でき、自他の回路に悪影響を及ぼすことがなく、効率
的に高調波を抑制しうる直流電源装置を提供することを
目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、ダイ
オードからなる単相全波整流型整流器と、リアクトルお
よびコンデンサをを直列接続し、さらにコンデンサに、
整流器の出力電圧極性に対し逆向きの極性でダイオード
を並列に接続してなり、整流器の直流出力端子間に接続
された第１の並列回路と、リアクトルおよびダイオード
を直列接続してなり第１の並列回路の負荷側に直流主電
流回路に直列に接続される直列回路と、コンデンサから
なり直列回路の負荷側に負荷に並列に接続される第２の
並列回路とを備えた直流電源装置を要旨とするものであ
る。

【０００８】請求項２の発明は、整流器の交流入力電流
回路にリアクトルが直列に接続されている請求項１に記
載の直流電源装置を要旨とするものである。

【０００９】請求項３の発明は、整流器の直流出力端子
と第１の並列回路との間に、整流器の直流出力電流回路
に直列にリアクトルが接続されている請求項１に記載の
直流電源装置を要旨とするものである。

【００１０】請求項４の発明は、第１の並列回路におけ
るコンデンサとして電解コンデンサが備えられている請
求項いし３のいずれかに記載の直流電源装置を要旨とす
るものである。

【００１１】請求項５の発明は、請求項１ないし４のい
ずれかに記載の直流電源装置の出力側にインバータ装置
が接続されている周波数変換装置を要旨とするものであ
る。

【００１２】請求項６の発明は、請求項５に記載のイン
バータ装置の負荷として、空気調和機における冷凍サイ
クルの圧縮機を駆動する交流電動機が接続されている空
気調和装置を要旨とするものである。

【００１３】

【作用】請求項１の発明においては、整流器の直流出力
電流回路に直列にリアクトルおよびダイオードを直列接
続してなる直列回路を接続し、整流器の直流出力端子間
にリアクトルおよびコンデンサを直列接続し、さらにコ
ンデンサに対し逆並列にダイオードを接続してなる第１
の並列回路を接続し、さらに直列回路の負荷側に負荷に
並列にコンデンサを接続するものとする。この回路構成
によれば、リアクトル入力型の、負荷に並列のコンデン
サを有する整流回路の電流の遅れと電流ピークを第１の
並列回路の充放電電流により補償し改善することができ
る。補償電流の調整によって入力電流の低次の高調波成
分を大幅に低減することができる。また、第１の並列回
路のコンデンサに逆並列に接続されたダイオードがその
コンデンサに対する逆電圧防止用として作用し、そのコ
ンデンサのリップル電圧を大きく設定しても逆電圧が加
わるおそれがなくなり、安価で大容量のものが容易に得
られる電解コンデンサの使用が可能になる。

【００１４】請求項２または請求項３の発明に従い整流
器の入力側または出力側にリアクトルを直列に接続する
ことにより、高周波低減効果が一層高められ、広い負荷
範囲への適用が可能になる。

【００１５】請求項４の発明においては、第１の並列回
路におけるコンデンサとして電解コンデンサが備えられ
ることによって所定の性能を有する直流電源装置を安価
に構成することができる。

【００１６】請求項５の発明においては、請求項１ない
し４のいずれかに記載の直流電源装置の出力側にインバ
ータ装置を接続することにより、電源系統に悪影響を与
えたりすることのない周波数変換装置を構成することが
できる。

【００１７】請求項６の発明においては、インバータ装
置の負荷として空気調和機における冷凍サイクルの圧縮
機を駆動する交流電動機を接続することにより、いわゆ
るインバータ・エアコン（インバータ装置を介して可変
速運転される空気調和機）を電源系統に悪影響を与えた
りすることなく運転することができる。

【００１８】

【実施例】請求項１の発明による直流電源装置の実施例
を図１に示す。

【００１９】図１に示す直流電源装置は、例えば周波数
５０Ｈｚの交流電源１０から、抵抗１２およびインダク
タンス１３からなる電源ラインインピーダンス１１を介
して単相交流電力が入力される単相全波整流型整流器２
０を備えている。整流器２０はブリッジ結線の４組のダ
イオードからなっている。整流器２０の出力側には、第
１の並列回路３０、直列回路４０および第２の並列回路
５０をπ型に接続してなるフィルタ回路が接続され、そ
の出力側に負荷６０が接続される。第１の並列回路３０
はリアクトル３１およびコンデンサ３２を直列接続し、
さらにコンデンサ３２に対し整流器２０の出力電圧極性
に対し逆向きの極性でダイオード３３を並列に接続した
ものであり、整流器２０の直流出力端子間に直接に接続
されている。直列回路４０はリアクトル４１および順方
向極性のダイオード４２を直列接続してなり、整流器２
０の直流出力主電流回路に直列に接続されている。第２
の並列回路５０はコンデンサ５１からなり、直列回路４
０の負荷側に負荷６０に並列に接続される。負荷６０は
例えばインバータ装置およびそれに縦続接続される交流
電動機でありうる。

【００２０】図１の直流電源装置において整流器２０と
負荷６０との間に接続されているのはフィルタ回路と言
われるものである。このフィルタ回路において、整流器
２０の負極性の直流出力端子（すなわちアノード側）の
電位を基準電位（０Ｖ）として、第１の並列回路３０と
直列回路４０との接続点の電位すなわち整流器３０の直
流出力電圧をＶａ、リアクトル４１とダイオード４２の
接続点の電圧をＶｄ、ダイオード４２の負荷側すなわち
コンデンサ５１の電圧をＶｏ、リアクトル３１とコンデ
ンサ３２の接続点の電圧すなわちコンデンサ３２の電圧
をＶｐ、整流器２０への交流入力電圧をＶｉ、整流器２
０の直流出力電流すなわちフィルタ回路への入力電流を
Ｉａ、第１の並列回路３０の充電電流をＩｐ、直列回路
４０の電流をＩｍとする。各電流の極性は、整流器２０
の正極から出て負極へと向かう方向をそれぞれ正とす
る。

【００２１】さて、図１の装置の動作を図５を参照しな
がら概略的に説明すれば次の通りである。交流電源１０
の各半波期間内に、第１の並列回路３０のコンデンサ３
２から見て、整流器２０側からの充電と、直列回路４０
側への放電とを１サイクルとする１回の充放電が行われ
る。ここで、第１の並列回路３０におけるリアクトル３
１のインダクタンスＬ31およびコンデンサ３２のキャパ
シタンスＣ32を適切に調整することにより、コンデンサ
３２の電圧ＶｐがゼロＶ近くまで放電すれば、充電電流
（−Ｉｐ）すなわちフィルタ回路への入力電流Ｉａの立
上がりを早くすることができる。

【００２２】一方、並列回路５０には、コンデンサ５１
の充電電圧Ｖｏを直列回路４０からの入力電圧Ｖｄが超
えた（Ｖｄ＞Ｖｏ）時点から充電電流が流れ始め、途中
からは既に述べた並列回路３０の放電電流（−Ｉｐ）が
充電電流として合流する。このようにして、並列回路３
０への流入電流Ｉｐおよび直列回路４０の電流Ｉｍの和
（Ｉｐ＋Ｉｍ）に相当するフィルタ回路への入力電流Ｉ
ａとして、コンデンサ５１の充電サイクルでは、並列回
路５０の充電電流と並列回路３０の立上がり電流との和
に相当する電流が流れ、コンデンサ５１の放電サイクル
では、並列回路３０の充電電流から並列回路５０の放電
電流を差し引いた電流が流れる。

【００２３】結果として、並列回路３０を備えていない
従来の「チョークインプット型」のフィルタ回路におけ
る電流の遅れと電流ピークを並列回路３０の充放電電流
により補償・改善することができる。その場合、補償量
の調整によりフィルタ回路への入力電流Ｉａの低次の高
調波成分を大幅に低減することができる。

【００２４】次に、図５に示す交流電圧半波期間の各部
の電圧・電流波形を参照しながら、第１の並列回路３０
および直列回路４０の電流・電圧の挙動について詳細に
説明する。なお、後記の表１を参照するときの便宜のた
めに番号を付して順に説明する。まず直列回路４０の挙
動について説明する。（１）交流半波期間初期のＶａ＜Ｖｏの状態では直列
回路４０に正方向の電流は流れ得ず、ダイオード４２に
より負方向の電流も阻止されるので、Ｉｍ＝０である。（２）電圧Ｖａが上昇し、Ｖａ＞Ｖｏの状態になる
と、Ｖａ−Ｖｄ＞０になり、この差電圧を駆動源として
直列回路４０に電流Ｉｍが流れ始め、かつ、その値は漸
増する。（３）電圧Ｖａがピークを過ぎて上昇から低下に転
じ、再度、Ｖａ＝Ｖｏとなった時点で電流Ｉｍは最大と
なる。これ以降、Ｖａ＜Ｖｏとなってからも、リアクト
ル４１（の蓄積エネルギー）を駆動源とし、減少しなが
らＩｍ＝０となるまで電流Ｉｍは流れ続ける。（４）電流Ｉｍが減少しながら、Ｉｍ＝−Ｉｐとなっ
た時点で整流器２０からの電流供給はゼロ（Ｉａ＝０）
となり、電圧Ｖａの減少勾配が変化する。（５）Ｉｍ＝０となった時点でダイオード４２の作用
によりＩｍ＜０となるのを阻止され、電流Ｉｍの電流変
化がなくなり、Ｖａ＝Ｖｄとなって初期状態に戻る。

【００２５】なお、コンデンサ５１はリアクトル４１の
インダクタンスに対して十分大きなキャパシタンスを持
ち、電圧Ｖｏは電流Ｉｍの平均値（直流出力電流にほぼ
等しい）と電流Ｉｍ（の瞬時値）との差により、わずか
に上下するのみで、ここで説明する動作にはあまり関与
しないのでこれを無視するものとする。

【００２６】次に並列回路３０の挙動について説明す
る。（１）交流半波期間初期においては、前の半波の最後
に流れていた電流Ｉｐがそのまま減少しながら流れ続け
る。電圧Ｖａは前の半波の電流Ｉａ（＝Ｉｐ）とライン
インダクタンスにより負になっている。この間に電流Ｉ
ｐは負から正に変化する（コンデンサ３２が放電から充
電へと変化する）。（２）交流電源電圧Ｖｉが上昇し、Ｖｉ＞Ｖｐになる
のに伴ってＶａ−Ｖｐ＞０になると、この差電圧を駆動
源として電流Ｉｐ（充電電流）が漸増状態に変化する。（３）電流Ｉｐの充電作用により電圧Ｖｐが急激に上
昇して電圧Ｖａに追い付き、再度Ｖｐ＝Ｖａとなった時
点で電流Ｉｐは最大となり、これ以降Ｖａ＜Ｖｐとなっ
てもリアクトル３１を駆動源として電流Ｉｐは減少しな
がら流れ続ける。（４）電流Ｉｐが減少していって、Ｉｐ＝０となった
時点でＶｐ−Ｖａは最大となり、これ以降、Ｖｐ−Ｖａ
を駆動源として電流Ｉｐは負極性（放電極性）に転じそ
の絶対値を増加し続ける。（５）電流Ｉｐがコンデンサ３２の放電極性になる
と、電圧Ｖｐは急激に低下し、再度Ｖｐ＝Ｖａとなった
ところで電流Ｉｐの絶対値は負の最大値となり、リアク
トル３１およびコンデンサ３２を駆動源として電流Ｉｐ
はその絶対値を減少させながら流れ続ける。（６）Ｉｍ＝−Ｉｐになると整流器２０の出力電流Ｉ
ａ（＝Ｉｍ＋Ｉｐ）もゼロとなる。整流器２０の作用に
より電流Ｉａは負極性になり得ないので、Ｉａ＝０、Ｉ
ｍ＝−Ｉｐのまま電流Ｉｍ，Ｉｐは同時にゼロとなる。
Ｉａ＝０の期間、電圧Ｖａは電源電圧Ｖｉに関係なく、
リアクトル３１，４１の分圧作用により電圧ＶｐとＶｄ
の中間の電圧値をとる（ｄＩｍ／ｄｔ＝−ｄＩｐ／ｄ
ｔ）。（７）Ｉｍ＝Ｉｐ＝０になった後、ダイオード４２の
作用によりＩｍ＜０にはならない。一方、電圧Ｖｐはほ
ぼゼロＶに近い最小値となっており、差電圧Ｖａ−Ｖｐ
を駆動源として電流ＩｐはＩｐ＝Ｉａ＞０に転じ、かつ
電圧Ｖｐも上昇に転ずる。（８）電圧Ｖａ低下かつ電圧Ｖｐ上昇により、再度Ｖ
ａ＝Ｖｐとなり、リアクトル３１を駆動源としてＶａ＜
Ｖｐとなり、電流Ｉｐが減少する。この状態でＶａ＝０
となり、半波期間が終了し初期状態に戻る。

【００２７】図１の装置において、第１の並列回路３０
のコンデンサ３２にダイオード３３を逆並列に接続する
ことにより、コンデンサ３２に逆電圧が加わるおそれが
なくなり、そのためリップル電圧を大きく設定しても、
コンデンサ３２として大容量のものが容易に得られる電
解コンデンサを使用することができるという利点があ
る。

【００２８】次の半波以降も整流器２０の出力側に設け
られている並列回路３０，５０および直列回路４０から
なるフィルタ回路は全く同一の動作を繰り返す。そこで
変わるのは、整流器２０の入力側の電圧および電流の極
性だけである。この電流の極性変化と電源インダクタン
ス１３により、半波期間の初期（下記表１の“１”の期
間）、Ｖａ＜０となる。

【００２９】以上述べた電流Ｉｍ（直列回路４０の電
流），Ｉｐ（第１の並列回路３０の電流），Ｉａ（整流
器２０の出力電流＝フィルタ回路の入力電流）の１周期
間の挙動を図６に示し、また電流状態を増加（↑）、減
少（↓）、およびほぼ同一値継続（→）として、上記括
弧書きの番号別に区分して表にまとめたものを表１に示
す。

【００３０】

【表１】以上のように、電流Ｉａは、（回路３０の電流）→（回
路４０の電流＋回路３０の電流）→（回路４０の電流−
回路３０の電流）の順序で変化して流れる。

【００３１】かくして、並列回路３０のコンデンサ３２
の放電が深いため電流の立上がりが早く、入力電流の通
電角が拡がり、しかも電流波形が小（１回路）→大（２
回路の和）→小（２回路の差）で変化するので正弦波に
近く、高調波電流の少ない、入力力率の高い直流電源装
置を構成することができる。

【００３２】並列回路３０のリアクトル３１およびコン
デンサ３２、直列回路４０のリアクトル４１、および並
列回路５０のリアクトル５１の各値を設定するにあたっ
ては、（ａ）定格負荷時に、第１の並列回路３０から
の給電に頼ることなく、直列回路４０のリアクトル４１
を駆動源として通電し、その電流が半波期間の約８９％
時点以降まで流れ続け、（ｂ）第１の並列回路３０の
リアクトル３１のインダクタンスＬ31およびコンデンサ
３２のキャパシタンスＣ32の積（Ｌ31・Ｃ32）に対応し
て生ずる固有振動の周期が交流入力電圧Ｖｉの半波時間
の約６４〜９２％の範囲にあり、また、（ｃ）第１の
並列回路３０の電流Ｉｐの正のピーク値が直列回路４０
に流れる電流Ｉｍのピーク値の約４０〜７０％の範囲に
ある、ようにすることにより、上述の請求項１に記載の
発明のより大きな改善効果を達成することができる。

【００３３】まず条件（ａ）であるが、この条件を満た
すことにより電流Ｉａの通電角を拡げることができる。
半サイクル期間の後半の電流Ｉａの主体は直列回路４０
の電流Ｉｍと第１の並列回路３０の電流Ｉｐとの差によ
るものであり、電流Ｉｍが中断すると電流Ｉａも中断す
る。電流Ｉａの通電角がこの範囲の通電角よりも短くな
ると、目標とする効果を達成することができなくなる。

【００３４】次に条件（ｂ）の理由であるが、これは、
チャ−ジポンプのサイクルを電源の半サイクル期間内に
収めるためである。並列回路３０の電流Ｉｐの正のピー
クと負のピークが半サイクル期間の１／３と２／３の間
にくるような、すなわち固有振動の周期が半波時間の２
／３となるような、定数設定を出発点とする。周期が短
くなるとが固有振動に伴う高調波電流が発生しやすくな
るが、周期が長い場合は直列回路４０の電流Ｉｍとの相
互作用により半サイクル期間内に強制同期されるため問
題は少なく、長めに設定した方が目標とする効果を得や
すい。

【００３５】条件（ｃ）の理由は電流Ｉａを正弦波形に
近づけることにある。並列回路３０の電流Ｉｐのピーク
は正側と負側とでほぼ同じ値をもって、それぞれ半サイ
クルの期間の１／３と２／３のタイミングで発生するの
で、この電流値を加減することにより電流Ｉｐの対称性
を調整し正弦波形に近づけることができる。

【００３６】なお、直列回路４０の電流Ｉｍおよび並列
回路３０の電流Ｉｐの各ピークは必ずしも一致せず、ま
た、視覚的に対称性をよくしても総合的に高調波が減少
するとは限らないので、シミュレーションまたは実動作
試験による微調整が必要である。

【００３７】このような考え方に基づいて定数設定を行
い、２．５ｋＷの直流電源装置の電源高調波を、欧州で
検討されている規制値案に対応させた具体例を以下に説
明する。

【００３８】交流電源：２３０Ｖ，５０Ｈｚ電源ラインインピーダンス：（０．４＋ｊ０．２５）Ω （規制値案に明確な設定はない）規制値案（クラスＡの場合、奇数次のみ）：次数高調波（rms (A)) ピーク値換算３２．３０３．２５３５１．１４１．６１２７０．７７１．０８９９０．４００．５６６１１０．３３０．４６７１３０．２１０．２９７１５０．１５０．２１２１７ (0.15*15/n) (0.212*15/n) ：次に各定数の一具体例について説明する（図５，６参
照）。（１）直流出力電圧２５０Ｖ、定格電流として平均直
流出力電流１０Ａ、半波期間内の直列回路電流の放電時
間を７ｍｓ、許容リップル電圧を１５Ｖとすれば、コン
デンサ５１のキャパシタンスＣ51は、概略、Ｃ51＝１０×７×１０^-3／１５＝４．７×１０^-3（Ｆ）＝４７００（μＦ）となる。（２）Ｃ51＝４７００μＦ、負荷６０の等価抵抗Ｒ60
＝２５Ω、交流電源電圧２３０Ｖ、５０Ｈｚとして、ラ
インインピーダンスを織り込んでシミュレーション。Ｌ41＝６．８ｍＨにて通電終了時点が約９．２５ｍｓ
（条件ａ）電流Ｉｍのピーク値は約２６．５Ａ（３）Ｌ31・Ｃ32で決まる固有振動周期を半波時間の
７５％（７．５ｍｓ）としてシミュレーション。２×π×（Ｌ31・Ｃ32）^1/2＝７．５×１０^-3 （Ｌ31・Ｃ32）＝１．４２５×１０^-6 ここで、Ｌ31／Ｃ32＝２２０、すなわち、Ｌ31＝１７．
７×１０^-3（Ｈ）＝＝１７．７（ｍＨ）、Ｃ32＝８０．
５×１０^-6（Ｆ）＝８０．５（μＦ）とすれば、比率Ｉ
ｐ／Ｉｍは約５１％。

【００３９】図７は、図５，６に示す特性例に対応する
電流Ｉａの高調波特性を示すものである。特性線Ｉｒは
上記欧州規制値案のピーク値換算を示すものであり、特
性線Ｉａは図５，６の電流Ｉａの高調波特性（ピーク値
換算）を示すものである。この図からも、本発明による
電流Ｉａの高調波特性は欧州規制値案を各高調波におい
て十分クリアしていることが分かる。

【００４０】上記の設定方式は、結果として整流器２０
の出力電流Ｉａがほとんど全通電角１８０°になるもの
とすれば、この期間は概ねＶａ＝Ｖｉとなり、並列回路
３０および直列回路４０の間で相互に影響を及ぼし合う
ことはない、という仮定から逆算的に遡ったものであ
る。このようにして得られた定数を基本として、数値の
微調整、素子の追加などを行えば、高調波のさらなる低
減や、可変負荷への対応も可能である。

【００４１】図８は条件（ａ）の第１の並列回路のみに
よる電流通電終了時点をリアクトル４１のインダクタン
スＬ41の変更により半波期間の約８９．５％（〜Ｑ点＝
８．９５ｍｓ）に変更した場合と、約９２．５％に変更
した場合とについて、各電流Ｉａ，Ｉｍ，Ｉｐの推移を
それぞれサフィックスｕおよびｖを付して示したもので
ある。

【００４２】図９は図８の条件における電流Ｉａの高調
波特性を示したものであり、特性線Ｉｒは上記と同様に
欧州規制値案のピーク値換算を示し、特性線Ｉauおよび
Ｉavはそれぞれ図８の対応する電流ＩauおよびＩavの高
調波特性（ピーク値換算）を示すものである。この図か
らも、電流Ｉａの高調波特性は欧州規制値案を各高調波
においてクリアしていることが分かる。

【００４３】図１０は、条件（ｂ）の振動周期を、イン
ダクタンスＬ31およびキャパシタンスＣ32の変更によ
り、約６．４ｍｓ（６４％）、約９．２ｍｓ（９２
％）、およびその中間に設定した場合の電流Ｉａ，Ｉ
ｍ，Ｉｐの推移を、それぞれサフィックスｕ，ｗ，ｖを
付して示したものである。

【００４４】図１１は図１０の条件における電流Ｉａの
高調波特性を示したものであり、サフィックスｕ，ｖ，
ｗの意味は図１０に準じている。この場合も電流Ｉａの
高調波特性は欧州規制値案を各高調波においてクリアし
ていることが分かる。

【００４５】図１２は条件（ｃ）の電流比率Ｉｐ／Ｉｍ
をインダクタンスＬ31およびキャパシタンスＣ32の変更
によりそれぞれ約４０％、約７０％、およびその中間に
変化させた場合の電流Ｉａ，Ｉｍ，Ｉｐの推移を、それ
ぞれサフィックスｕ，ｗ，ｖを付して示したものであ
る。

【００４６】図１３は図１２の条件における電流Ｉａの
高調波特性を示したものであり、サフィックスｕ，ｖ，
ｗの意味は図１２に準じている。この場合も電流Ｉａの
高調波特性は欧州規制値案を各高調波においてクリアし
ていることが分かる。

【００４７】さらに、請求項２に従い、図２に示すよう
に整流器２０の交流入力電流回路にリアクトル１４を直
列に接続し、あるいは請求項３に従い、図３に示すよう
に整流器２０の直流出力端子と第１の並列回路３０との
間に、整流器２０の直流出力電流回路に直列にリアクト
ル１５を接続することにより、高調波低減効果をより向
上させることができ、本発明を広い負荷範囲で良好に適
用することができる。その場合、リアクトルの配置位置
に関し、図２の実施例（整流器２０の交流入力側）にし
ても図３の実施例（整流器２０の直流出力側）にして
も、特性上の大差はないが、いずれにしても交流電圧ゼ
ロ時点での電流（絶対値）が小さい必要がある。効果と
コストを合わせ考慮して有利な対応を行えばよい。

【００４８】なお、電気回路における直列接続素子の相
互位置を入れ替えても回路機能に差異はないので、例え
ば図１のリアクトル４１とダイオード４２を入れ替えた
り、リアクトル３１とコンデンサ３２およびダイオード
３３とを入れ替えたりしてもよい。

【００４９】図４は、請求項５および６に従い、直流電
源装置の負荷としてインバータ装置６１、交流電動機６
２、および空気調和機における冷凍サイクル７０が示さ
れている。ここではインバータ装置６１として、逆並列
ダイオード付きのトランジスタからなるものが図示され
ているが、トランジスタの代わりに他のスイッチング素
子、例えばサイリスタを用いうることはもちろんであ
る。インバータ装置６１の出力周波数は空気調和機の空
調負荷に従い制御回路６３を介して制御される。交流電
動機６２は、コンプレッサモータとして冷凍サイクル７
０中の圧縮機７１に内蔵される場合が多い。冷凍サイク
ル７０は、圧縮機７１、四方弁７２、室外熱交換器７
３、キャピラリ７４および室内熱交換器７５を有する冷
媒循環回路からなっている。室内熱交換器７３には室内
への送風のために室内ファン７６が付設され、室外熱交
換器７５には外気との熱交換のために室外ファン７７が
付設されている。四方弁７２は冷房運転か暖房運転かに
従って切換えられ、圧縮機７１の出力側で冷凍サイクル
７０中の冷媒の循環方向を切換える。直流電源装置およ
びインバータ装置６１は両者で周波数変換装置を構成す
る。請求項１〜３による直流電源装置はインバータ装置
６１および交流電動機６３を介して圧縮機７１を可変速
駆動するための電源装置として、電源に高調波の悪影響
を与えることのない優れた電源装置となりうるものであ
る。

【００５０】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、リ
アクトル入力型の、負荷に並列のコンデンサを有する整
流回路の電流の遅れと電流ピークを第１の並列回路の充
放電電流により補償し改善することができ、従って、自
他の回路に悪影響を及ぼすことがなく、効率的に高調波
を抑制しうる小型の直流電源装置を提供することができ
る。さらに、第１の並列回路のコンデンサに逆並列に接
続されたダイオードがそのコンデンサに対する逆電圧防
止用として作用し、リップル電圧を大きく設定しても逆
電圧が加わるおそれがなくなり、そのコンデンサとして
安価で大容量のものが容易に得られる電解コンデンサの
使用が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１の発明による直流電源装置の一実施例
を示す接続図。

【図２】請求項２の発明による直流電源装置の一実施例
を示す接続図。

【図３】請求項３の発明による直流電源装置の一実施例
を示す接続図。

【図４】請求項４および５による周波数変換装置および
空気調和装置の一実施例を示す接続図。

【図５】図１の装置の動作を説明するための各部電流・
電圧の挙動を半周期分について示す波形図。

【図６】図１の装置における特定の設定例の場合の各部
電流の挙動を示す波形図。

【図７】図６の電流状態に対応する整流器出力電流の高
調波特性図。

【図８】図１の装置において直列回路のリアクトル値調
整による電流通電幅変化の状態を示す各部電流の波形
図。

【図９】図８の各電流状態に対応する整流器出力電流の
高調波特性図。

【図１０】図１の装置において第１の並列回路のリアク
トルおよびコンデンサの値調整による振動周期変化を説
明するための各部電流の波形図。

【図１１】図１０の各電流状態に対応する整流器出力電
流の高調波特性図。

【図１２】図１の装置において第１の並列回路の電流の
正のピーク値と直列回路の電流のピーク値との比率変化
を説明するための各部電流の波形図。

【図１３】図１２の各電流状態に対応する整流器出力電
流の高調波特性図。

【符号の説明】

１０交流電源１１電源ラインインピーダンス２０単相全波整流型整流器３０第１の並列回路３１リアクトル３２コンデンサ３３ダイオード４０直列回路４１リアクトル４２ダイオード５０第２の並列回路５１コンデンサ６０負荷６１インバータ装置６２交流電動機７０冷凍サイクル７１圧縮機

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ダイオードからなる単相全波整流型整流器
と、リアクトルおよびコンデンサをを直列接続し、さら
に前記コンデンサに、前記整流器の出力電圧極性に対し
逆向きの極性でダイオードを並列に接続してなり、前記
整流器の直流出力端子間に接続された第１の並列回路
と、リアクトルおよびダイオードを直列接続してなり前
記第１の並列回路の負荷側に直流主電流回路に直列に接
続される直列回路と、コンデンサからなり前記直列回路
の負荷側に負荷に並列に接続される第２の並列回路とを
備えた直流電源装置。
【請求項２】前記整流器の交流入力電流回路にリアクト
ルが直列に接続されている請求項１に記載の直流電源装
置。
【請求項３】前記整流器の直流出力端子と前記第１の並
列回路との間に、前記整流器の直流出力電流回路に直列
にリアクトルが接続されている請求項１に記載の直流電
源装置。
【請求項４】前記第１の並列回路におけるコンデンサと
して電解コンデンサが備えられている請求項いし３のい
ずれかに記載の直流電源装置。
【請求項５】請求項１ないし４のいずれかに記載の直流
電源装置の出力側にインバータ装置が接続されている周
波数変換装置。
【請求項６】請求項５に記載のインバータ装置の負荷と
して、空気調和機における冷凍サイクルの圧縮機を駆動
する交流電動機が接続されている空気調和装置。