WO2014184830A1

WO2014184830A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2014184830A1
Application number: PCT/JP2013/003149
Authority: WO
Inventors: 藤田　悟
Original assignee: 富士電機株式会社
Priority date: 2013-05-17
Filing date: 2013-05-17
Publication date: 2014-11-20
Also published as: JP5874835B2; JPWO2014184830A1

Abstract

　各スイッチング周期において、出力電圧指令に対応する電圧を出力端子に出力する電力変換装置であって、（２ｎ＋１）個（ｎは２以上の整数）の出力端子を有する直流電源と、この直流電源の中間電位端子に一端が接続される交流電源と、（２ｎ＋１）個入力端子と一つの出力端子とを有し、直流電源に接続されるハーフブリッジ回路と、交流電源の他端とハーフブリッジ回路の出力端子との間に接続される双方向スイッチと、を備え、（２ｎ＋１）レベルの直流電圧および交流電源の電圧の中から、出力電圧指令以上であってかつ出力電圧指令に最も近い電圧（第１の電圧）と、（２ｎ＋１）レベルの直流電圧および交流電源の電圧のうち、出力電圧指令以下であってかつ出力電圧指令に最も近い電圧（第２の電圧）とを選択し、スイッチング周期内で、第１の電圧と第２の電圧とを交互に出力する。

Description

電力変換装置

　本発明は、（２ｎ＋１）レベルの直流電圧と交流電圧とを選択的に出力することができる電力変換装置に関する。

　図１１は、５レベルの電圧を出力することができる電力変換装置の回路構成を説明するための図である。このような電力変換装置は、特許文献１に開示されている。この電力変換装置は、５レベルの電圧を出力する直流電源１と、複数のスイッチング素子と複数のクランプダイオードとからなる５レベルのハーフブリッジ回路２で構成されている。

　直流電源１は、図示しない交流電源を用いて生成される。ハーフブリッジ回路２は、直流電源１の電圧を用いて、出力端子Ｕに５レベルの電圧を出力する。出力端子Ｕに出力される５レベルの電圧は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４およびＱｘ１～Ｑｘ４を選択的にオンオフさせることにより得られる。図１２は、このハーフブリッジ回路２から出力される電圧と、スイッチング素子のオンオフ状態を示している。

　例えば、出力端子Ｕに＋２Ｅ［Ｖ］の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路２は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４をオンにし、スイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ４をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路２の入力端子Ａ２からスイッチング素子Ｑｕ４，Ｑｕ３，Ｑｕ２，Ｑｕ１を介して、出力端子Ｕに直流電源１の端子Ｐ２の電圧（＋２Ｅ［Ｖ］）が出力される。次に、出力端子Ｕに＋１Ｅ［Ｖ］の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路２は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ３およびスイッチング素子Ｑｘ１をオンにし、スイッチング素子Ｑｕ４およびスイッチング素子Ｑｘ２～Ｑｘ４をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路２の入力端子Ａ１からダイオードＤｕ３およびスイッチング素子Ｑｕ３，Ｑｕ２，Ｑｕ１を介して、出力端子Ｕに直流電源１の端子Ｐ１の電圧（＋１Ｅ［Ｖ］）が出力される。

　また、出力端子Ｕに０［Ｖ］の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路２は、スイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２，Ｑｘ１，Ｑｘ２をオンにし、スイッチング素子Ｑｕ３，Ｑｕ４，Ｑｘ３，Ｑｘ４をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路２の入力端子ＣからダイオードＤｕ２およびスイッチング素子Ｑｕ２，Ｑｕ１を介して、出力端子Ｕに直流電源１の出力端子Ｏの電圧（０［Ｖ］）が出力される。または、ハーフブリッジ回路２の入力端子ＣからダイオードＤｘ２およびスイッチング素子Ｑｘ２，Ｑｘ１を介して、出力端子Ｕに直流電源１の出力端子Ｏの電圧（０［Ｖ］）が出力される。

　また、出力端子Ｕに－１Ｅ［Ｖ］の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路２は、スイッチング素子Ｑｕ１およびスイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ３をオンにし、スイッチング素子Ｑｕ２～Ｑｕ４およびＱｘ４をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路２の入力端子Ｂ１からスイッチング素子Ｑｘ３，Ｑｘ２，Ｑｘ１を介して、出力端子Ｕに直流電源１の端子Ｎ１の電圧（－１Ｅ［Ｖ］）が出力される。次に、出力端子Ｕに－２Ｅ［Ｖ］の電圧を出力するとき、ハーフブリッジ回路２は、スイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ４をオンにし、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４をオフにする。このようにすると、ハーフブリッジ回路２の入力端子Ｂ２からスイッチング素子Ｑｘ４，Ｑｘ３，Ｑｘ２，Ｑｘ１を介して、出力端子Ｕに直流電源１の端子Ｎ２の電圧（－２Ｅ［Ｖ］）が出力される。

特開２０１０－２４６２６７号公報

　ハーフブリッジ回路２が出力端子に＋２Ｅ［Ｖ］の電圧を出力するとき、出力電流は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４の４個の素子を流れる。また、ハーフブリッジ回路２が出力端子に＋１Ｅ［Ｖ］の電圧を出力するとき、出力電流は、ダイオードＤｕ３およびスイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ３の４個の素子を流れる。いずれの場合も、スイッチング素子もしくはダイオードに電流が流れることにより、４素子で導通損失が発生する。

　また、ハーフブリッジ回路２が出力端子に－１Ｅ［Ｖ］の電圧を出力するとき、出力電流は、スイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ３およびダイオードＤｘ１の４個の素子を流れる。また、ハーフブリッジ回路２が出力端子に－２Ｅ［Ｖ］の電圧を出力するとき、出力電流は、スイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ４の４個の素子を流れる。いずれの場合も、スイッチング素子もしくはダイオードに電流が流れることにより、４素子で導通損失が発生する。

　また、ハーフブリッジ回路２が出力端子に０［Ｖ］の電圧を出力するとき、出力電流は、ダイオードＤｕ２およびスイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２の３個の素子、もしくは、ダイオードＤｘ２およびスイッチング素子Ｑｘ１，Ｑｘ２の３個の素子を流れる。いずれの場合も、スイッチング素子もしくはダイオードに電流が流れることにより、３素子で導通損失が発生する。

　このように、ハーフブリッジ回路２が５レベルの電圧を組み合わせて、交流電圧を出力するとき、３素子もしくは４素子で導通損失が発生する。このように、多くの素子で導通損失が発生すると、電力変換装置の効率が低下するという問題がある。
　本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、導通損失を発生させる素子の数を低減することにより、導通損失を低減することである。

　上記目的を達成するため、本発明の形態の一側面は、（２ｎ＋１）レベル（ｎは２以上の整数）の直流電圧を出力するための（２ｎ＋１）個の出力端子を有する直流電源と、この直流電源の中間電位端子に一端が接続される交流電源と、（２ｎ＋１）個の入力端子と一つの出力端子とを有し、直流電源から出力される（２ｎ＋１）レベルの直流電圧を、対応する（２ｎ＋１）個の入力端子に入力するハーフブリッジ回路と、交流電源の他端とハーフブリッジ回路の出力端子との間に接続される双方向スイッチと、を備える電力変換装置である。
　双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが好ましい。

　そして、この電力変換装置は、あらかじめ定められたスイッチング周期ごとに、（２ｎ＋１）レベルの直流電圧および交流電源の電圧の中から、出力電圧指令に基づいて選択した第１の電圧と第２の電圧とを交互に出力する。
　第１の電圧は、（２ｎ＋１）レベルの直流電圧および交流電源の電圧のうち、出力電圧指令以上であって、かつ出力電圧指令に最も近い電圧である。第２の電圧は、（２ｎ＋１）レベルの直流電圧および交流電源の電圧のうち、出力電圧指令以下であって、かつ出力電圧指令に最も近い電圧である。

　本発明を適用した電力変換装置は、スイッチング周期ごとに、出力電圧指令に基づいて選択した第１の電圧と第２の電圧とを交互に出力する。これにより、この電力変換装置は、出力電圧指令に対応する交流電圧を出力することができる。また、この電力変換装置は、双方向スイッチを介して交流電源の電圧を出力することができる。したがって、この電力変換装置は、導通損失を発生させる素子の数を低減させることが可能となる。これにより、この電力変換装置は、導通損失を低減することができる。

本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明するための図である。双方向スイッチの実施形態を説明するための図である。制御回路５を説明するための図である。制御モードと図１に示す電力変換装置の動作の関係を説明するための図である。図１に示す電力変換装置の出力電圧指令Ｖｏ＊と、交流電源４の電圧Ｖｉの関係を説明するための図である。スイッチング周期Ｔ９０における出力電圧Ｖｏの一例を説明するための図である。制御モード０Ａにおける出力電圧Ｖｏの一例を説明するための図である。本発明に係る電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。本発明に係る電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。本発明に係る電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。従来技術に係る電力変換装置の構成を説明するための図である。制御モードと図１１に示す電力変換装置の動作の関係を説明するための図である。

　以下、本発明の実施形態について、詳細に説明する。図１は、本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明するための図である。図において、１は直流電源、２はハーフブリッジ回路、３は負荷、４は交流電源、Ｓ０は双方向スイッチ、５は制御回路である。この電力変換装置は、５レベルの直流電圧と交流電源４の電圧のうち、いずれかの電圧を選択して出力する。

　直流電源１は、正側直流電源と負側直流電源とを直列に接続して構成されている。正側直流電源と負側直流電源とは、それぞれ２個の単位直流電源を直列接続してなる直流電源である。正側直流電源と負側直流電源との接続点は、直流電源１の中間電位（ゼロ電圧）を出力する中間電位点である。正側直流電源は、単位直流電源Ｐｓｐ１，Ｐｓｐ２が、中間電位点側から順に、直列接続されている。負側直流電源は、単位直流電源Ｐｓｎ１，Ｐｓｎ２が、中間電位点側から順に、直列接続されている。

　正側直流電源と負側直流電源との接続点（中間電位点）は、直流電源１の中間電位（ゼロ電圧）を出力するための出力端子Ｏに接続される。単位直流電源Ｐｓｐ１，Ｐｓｐ２それぞれの正側電位を出力する端子は、順に、直流電源１の出力端子Ｐ１，Ｐ２に接続される。単位直流電源Ｐｓｎ１，Ｐｓｎ２それぞれの負側電位を出力する端子は、順に、直流電源１の出力端子Ｎ１，Ｎ２に接続される。
　各単位直流電源の電圧は、それぞれＥ［Ｖ］である。したがって、直流電源１の出力端子Ｐ２，Ｐ１，Ｏ，Ｎ１，Ｎ２は、順に、＋２Ｅ［Ｖ］，＋１Ｅ［Ｖ］，０［Ｖ］，－１Ｅ［Ｖ］，－２Ｅ［Ｖ］の電圧を出力する。

　ハーフブリッジ回路２は、入力端子Ａ２，Ａ１，Ｃ，Ｂ１，Ｂ２および出力端子Ｕを備える。ハーフブリッジ回路２の各入力端子は、順に、直流電源１の出力端子Ｐ２，Ｐ１，Ｏ，Ｎ１，Ｎ２に接続される。したがって、ハーフブリッジ回路２の入力端子Ａ２，Ａ１，Ｃ，Ｂ１，Ｂ２には、順に、＋２Ｅ［Ｖ］，＋１Ｅ［Ｖ］，０［Ｖ］，－１Ｅ［Ｖ］，－２Ｅ［Ｖ］の電圧が入力される。

　ハーフブリッジ回路２は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４，Ｑｘ１～Ｑｘ４およびダイオードＤｕ１，Ｄｕ２，Ｄｘ１，Ｄｘ２で構成されている。スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４，Ｑｘ１～Ｑｘ４には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑｕ４，Ｑｕ３，Ｑｕ２，Ｑｕ１，Ｑｘ１，Ｑｘ２，Ｑｘ３，Ｑｘ４は、ハーフブリッジ回路２の入力端子Ａ２とＢ２との間に、順に直列接続されている。そして、スイッチング素子Ｑｕ４とＱｕ３の接続点と、スイッチング素子Ｑｘ１とＱｘ２の接続点との間に、ダイオードＤｕ３とＤｘ１とが、順に直列接続されている。また、スイッチング素子Ｑｕ３とＱｕ２の接続点と、スイッチング素子Ｑｘ２とＱｘ３の接続点との間に、ダイオードＤｕ２とＤｘ２とが、順に直列接続されている。さらに、スイッチング素子Ｑｕ２とＱｕ１の接続点と、スイッチング素子Ｑｘ３とＱｘ４の接続点との間に、ダイオードＤｕ１とＤｘ３とが、順に直列接続されている。
　そして、ダイオードＤｕ３とＤｘ１の接続点は、入力端子Ａ１に接続されている。ダイオードＤｕ２とＤｘ２の接続点は、入力端子Ｃに接続されている。ダイオードＤｕ１とＤｘ３の接続点は、入力端子Ｂ１に接続されている。また、スイッチング素子Ｑｕ１とＱｘ１の接続点は、出力端子Ｕに接続されている。

　交流電源４は、双方向スイッチＳ０を介して、直流電源１の出力端子Ｏとハーフブリッジ回路２の出力端子Ｕとの間に接続される。交流電源４は、直流電源１の出力端子Ｏの電位を基準に、交流電圧Ｖｉを出力する。交流電圧Ｖｉは、直流電源１の正側最大電圧＋２Ｅ［Ｖ］と負側最大電圧－２Ｅ［Ｖ］との間で変化する正弦波電圧である。

　負荷３は、直流電源１の出力端子Ｏとハーフブリッジ回路２の出力端子Ｕとの間に接続される。したがって、負荷３には、直流電源１から出力される５レベルの直流電圧と交流電源４の電圧Ｖｉのうち、いずれかの電圧が印加される。

　直流電源１の各単位直流電源の電圧は、電圧検出器６－１，６－２，７－１，７－２で検出されて、制御回路５に入力される。また、交流電源４の電圧Ｖｉは、電圧検出器８で検出されて、制御回路５に入力される。

　ここで、ハーフブリッジ回路２を構成するスイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate Bipolar Transistor）である。しかし、スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限られず、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など、交流電源４の周波数に対して十分に高い周波数でオンオフ動作ができる半導体素子であれば良い。
　また、双方向スイッチＳ０は、ＩＧＢＴを逆並列に接続して構成されており、双方向の導通を制御することができるスイッチである。この双方向スイッチの構成は図２（ａ）に示されている。しかし、双方向スイッチＳ０は図２（ａ）に示す構成に限られず、図２（ｂ）～図２（ｄ）に示す構成からなる回路など、双方向の導通を制御することができるスイッチであればよい。図２（ｂ）は、ＩＧＢＴとダイオードとを直列接続した２組の回路を逆並列に接続した回路である。図２（ｃ）は、ＩＧＢＴにダイオードを逆並列に接続した２組の回路を逆直列に接続して構成した回路である。図２（ｄ）は、図２（ｃ）の回路において、ＩＧＢＴをＭＯＳＦＥＴに置き換えて構成した回路である。

　各スイッチング素子には、１Ｅ［Ｖ］の電圧が印加される。したがって、各スイッチング素子は、１Ｅ［Ｖ］以上の耐圧を有する半導体素子であれば良い。双方向スイッチＳ０には、最大で、直流電源１の正側直流電源または負側直流電源の電圧２Ｅ［Ｖ］と交流電源４の電圧Ｖｉ［Ｖ］とを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチＳ０は、各スイッチング素子よりも高い耐電圧を有する必要がある。双方向スイッチＳ０は、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンを材料とする半導体よりも耐圧が高いという特徴を有する。

　制御回路５は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４，Ｑｘ１～Ｑｘ４それぞれをオンオフさせるための制御信号Ｇｕ１～Ｇｕ４，Ｇｘ１～Ｇｘ４を生成する。また、制御回路５は、双方向スイッチＳ０をオンオフさせるための制御信号Ｇｓ０を生成する。双方向スイッチＳ０は、前述のとおり、２つのスイッチング素子で構成されている。したがって、双方向スイッチＳ０の制御信号Ｇｓ０は、２つの制御信号からなる。

　この電力変換装置は、双方向スイッチＳ０を介して、交流電源１の電圧Ｖｉを出力端子Ｕに出力することができる点に特徴を有している。以下、この電力変換装置の動作を説明する。
　図３は、制御回路５を説明するための制御ブロック図である。制御回路５は、あらかじめ定められたスイッチング周期ごとに、ハーフブリッジ回路２の各スイッチング素子および双方スイッチＳ０をオンオフ動作させるための制御信号を生成する。各素子の制御信号は、電力変換装置の出力電圧指令Ｖｏ＊と直流電源１の各出力端子から出力される５レベルの直流電圧および交流電源４の電圧Ｖｉとに基づいて生成される。

　出力電圧指令生成手段５１は、出力電圧指令Ｖｏ＊を生成する。出力電圧指令Ｖｏ＊は、出力電圧選択手段５２と制御モード判定手段５３とに、入力される。また、電圧検出器６－１，６－２，７－１，７－２で検出された直流電源１の各単位直流電源の電圧と、電圧検出器８で検出された交流電源４の電圧Ｖｉとが、出力電圧選択手段５２に入力される。出力電圧選択手段５２は、直流電源１の各単位直流電源の電圧から、直流電源１の各出力端子から出力される５レベルの直流電圧を算出する。以下では、直流電源１から出力される５レベルの直流電圧と交流電源４の電圧Ｖｉとからなる電圧群を、第１グループの電圧という。

　出力電圧選択手段５２は、第１グループの電圧と出力電圧指令Ｖｏ＊とに基づいて、第１の電圧Ｖ１と第２の電圧Ｖ２とを選択する。出力電圧選択手段５２は、併せて、第１の電圧Ｖ１と第２の電圧Ｖ２の出力時間ｔ１、ｔ２とを算出する。第１の電圧Ｖ１は、第１グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Ｖｏ＊以上であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧である。第２の電圧Ｖ２は、第１グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Ｖｏ＊以下であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧である。第１の電圧の出力時間ｔ１は、スイッチング周期をＴｓ［ｓ］として、ｔ１＝Ｔｓ×（Ｖｏ＊－Ｖｉ）／（２Ｅ－Ｖｉ）で算出する。第２の電圧の出力時間ｔ２は、ｔ２＝Ｔｓ－ｔ１で算出することができる。ここで、（Ｖｏ＊－Ｖｉ）／（２Ｅ－Ｖｉ）は、パルス幅変調制御における変調率に相当する。

　制御モード判定手段５３は、出力電圧選択手段５２から出力される第１の電圧Ｖ１と第２の電圧Ｖ２とに基づいて、電力変換装置の制御モードδを判定する。制御信号生成手段５４は、制御モード判定手段５３から出力される制御モードδと、出力電圧選択手段５２から出力される第１と第２の電圧Ｖ１，Ｖ２およびこれらの出力時間ｔ１、ｔ２とから、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４，Ｑｘ１～Ｑｘ４および双方向スイッチＳ０をオンオフするための制御信号Ｇｕ１～Ｇｕ４，Ｇｘ１～Ｇｘ４およびＧｓ０を生成する。

　ハーフブリッジ回路２および双方向スイッチＳ０は、制御信号生成手段５４から出力される制御信号に基づいて動作する。この動作により、電力変換装置から、スイッチング周期ごとに、時間幅ｔ１の第１の電圧と時間幅ｔ２の第２の電圧とが交互に出力される。電力変換装置から出力される電圧Ｖｏのスイッチング周期ごとの平均値は、そのスイッチング周期における出力電圧指令Ｖｏ＊に等しい。

　図４は、制御モードδと電力変換装置の動作の関係を説明するための図である。この電力変換装置は、図１２に示す制御モード１～５に加えて、制御モード０を有している。制御モード１は、出力端子Ｕに＋２Ｅ[Ｖ]を出力する制御モードである。制御モード１では、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４がオンし、スイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ４および双方向スイッチＳ０がオフする。制御モード２は、出力端子Ｕに＋１Ｅ[Ｖ]を出力する制御モードである。制御モード２では、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ３，Ｑｘ１がオンし、スイッチング素子Ｑｕ４，Ｑｘ２～Ｑｘ４および双方向スイッチＳ０がオフする。制御モード３は、出力端子Ｕに０[Ｖ]を出力する制御モードである。制御モード３では、スイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２，Ｑｘ１，Ｑｘ２がオンし、スイッチング素子Ｑｕ３，Ｑｕ４，Ｑｘ３，Ｑｘ４および双方向スイッチＳ０がオフする。制御モード４は、出力端子Ｕに－１Ｅ[Ｖ]を出力する制御モードである。制御モード４では、スイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｘ１，Ｑｘ２，Ｑｘ３がオンし、スイッチング素子Ｑｕ２～Ｑｕ４，Ｑｘ４および双方向スイッチＳ０がオフする。制御モード５は、出力端子Ｕに－２Ｅ[Ｖ]を出力する制御モードである。制御モード５では、スイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ４がオンし、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４および双方向スイッチＳ０がオフする。制御モード０は、出力端子Ｕに交流電源４の電圧Ｖｉを出力するモードである。制御モード０では、双方向スイッチＳ０がオンし、すべてのスイッチング素子がオフする。

　電力変換装置から出力される電圧Ｖｏと、第１グループの電圧および出力電圧指令Ｖｏ＊との関係の一例を、図５～図７を用いて説明する。図５は、スイッチング周期Ｔ９０における、出力電圧指令Ｖｏ＊と交流電源４の電圧Ｖｉとの関係を示している。スイッチング周期Ｔ９０は、出力電圧指令Ｖｏ＊が正側の最大値となる位相（９０［度］付近の位相）にあるスイッチング周期である。
　出力電圧指令Ｖｏ＊は、交流電源４の電圧Ｖｉに同期し、交流電源４の電圧Ｖｉよりも高い電圧を出力するための正弦波状の電圧指令である。スイッチング周期Ｔ９０において、出力電圧指令Ｖｏ＊と交流電源４の電圧Ｖｉとは、共に、直流電源１の出力端子Ｐ１から出力される電圧＋１Ｅ［Ｖ］と出力端子Ｐ２から出力される電圧＋２Ｅ［Ｖ］との間にある。この場合、スイッチング周期Ｔ９０における出力電圧Ｖｏの詳細は、図６のようになる。

　この場合、制御回路５は、第１グループの電圧のうち出力電圧指令Ｖｏ＊以上であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧＋２Ｅ［Ｖ］を、第１の電圧として選択する。＋２Ｅ［Ｖ］の電圧を出力する制御モードは、制御モード１である。また、制御回路５は、第１グループの電圧のうち出力電圧指令Ｖｏ＊以下であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い交流電源１の電圧Ｖｉを、第２の電圧として選択する。交流電源１の電圧Ｖｉを出力する制御モードは、制御モード０である。そして、制御回路５は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４をｔ１の時間オンさせ、スイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ４および双方向スイッチＳ０をｔ１の時間オフさせるための、各素子の制御信号を生成する。さらに、制御回路５は、双方向スイッチＳ０をｔ２の時間オンさせ、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ４およびスイッチング素子Ｑｘ１～Ｑｘ４をｔ２の時間オフさせるための、各素子の制御信号を生成する。

　すなわち、出力電圧指令Ｖｏ＊と交流電源４の電圧Ｖｉとが、図５に示した関係にある場合、ハーフブリッジ回路２は、スイッチング周期Ｔ９０において、制御モード１と制御モード０の組合せで動作する。ハーフブリッジ回路２が制御モード１と制御モード０の組合せで動作すると、出力端子Ｕには、図６に示すように、第１の電圧Ｖ１と第２の電圧Ｖ２とからなる電圧Ｖｏが出力される。

　上記では、スイッチング周期Ｔ９０を例にとって説明したが、この電力変換装置は、すべてのスイッチング周期において、同様に動作する。その結果、出力端子Ｕには、基本波電圧が出力電圧指令Ｖｏ＊に対応する交流電圧Ｖｏが出力される。

　この電力変換装置では、多くのスイッチング周期で、交流電源４の電圧Ｖｉが、第１の電圧または第２の電圧として選択される。交流電源４の電圧Ｖｉが第１の電圧または第２の電圧として選択されると、スイッチング周期内における出力電圧Ｖｏの変化幅は、単位直流電源の電圧Ｅ［Ｖ］よりも小さくなる。一方、図１１に示したハーフブリッジ回路２のみで動作する電力変換装置の出力電圧の変化幅は、単位直流電源のＥ［Ｖ］に固定される。したがって、本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路２のみで動作する電力変換装置に比べて、出力電圧Ｖｏの波形ひずみを低減することができる。

　また、交流電源４の電圧Ｖｉを出力する制御モードは、図４に示すとおり、制御モード０である。制御モード０では、双方向スイッチＳ０のみがオンし、すべてのスイッチング素子はオフしている。したがって、直流電源１から負荷３に流れる電流よって導通損失を発生させる素子は、双方向スイッチＳ０のみとなる。一方、図１１に示したハーフブリッジ回路２のみで動作する電力変換装置では、常に、３素子もしくは４素子で導通損失が発生する。したがって、制御モード０を有する本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路２のみで動作する電力変換装置に比べて、導通損失を低減することができる。

　次に、図７を参照して、制御モード０Ａの動作を説明する。制御モード０Ａは、交流電源４の電圧Ｖｉが（Ｖｏ＊－ΔＶ）と（Ｖｏ＊＋ΔＶ）の間にあるとき、交流電源１の電圧Ｖｉを出力端子Ｕに出力する制御モードである。ΔＶの値は、例えば、出力電圧指令Ｖｏ＊の定格電圧値の５％に設定する。制御モード０Ａでは、制御モード０と同様、双方向スイッチＳ０がオンし、すべてのスイッチング素子がオフする。

　制御回路５は、スイッチング周期がどの制御モードに該当するかを判断するに際し、まず、スイッチング周期が制御モード０Ａに該当するか否かを判断する。交流電源４の電圧Ｖｉが（Ｖｏ＊－ΔＶ）と（Ｖｏ＊＋ΔＶ）の間にあるとき、そのスイッチング周期は、制御モード０Ａに該当する。このとき、制御回路５は、制御モードを０Ａに設定する。そして、制御モード０Ａのとき、制御回路５は、双方向スイッチＳ０を双方向にオン（導通）させるとともに、すべてのスイッチング素子をオフさせるための制御信号を生成する。
　一方、スイッチング周期が制御モード０Ａの条件を満たさない場合、制御回路５は、スイッチング周期が制御モード０～５のいずれであるかを判断する。そして、制御回路５は、制御モードを０～５のいずれかに設定する。この場合、スイッチング周期においてオンおよびオフする素子は、図４に示すとおりである。

　制御モード０Ａでは、出力電流が流れる素子を双方向スイッチＳ０のみである。この電力変換装置は、制御モード０Ａを設けることにより、双方向スイッチＳ０のみがオンとなるスイッチング周期を大幅に増やすことができる。したがって、この電力変換装置は、制御モード０～５のうちの２つの制御モードを組み合わせてハーフブリッジ回路２を動作させる場合に比べて、素子の導通損失を、さらに低減することができる。なお、電力変換装置が制御モード０Ａで動作する場合、スイッチング素子および双方向スイッチは、スイッチング損失を発生しない。

　交流電圧Ｖｉの正側最大値が単位直流電源Ｐｓｐ２の両端から出力される電圧の間にあり、負側最大値が単位直流電源Ｐｓｎ２の両端から出力される電圧の間にある場合に、上述した電力変換装置の効果がより有効に発揮される。

　上述した実施形態は図１に示したハーフブリッジ回路２から負荷３に相電圧Ｖｏを出力する電力変換装置であるが、このハーフブリッジ回路２を２組用いて単相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。また、図１に示した電力変換装置を複数組用いて三相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。この場合、一部の構成要素を共通の構成要素として、電力変換装置を構成してもよい。

　次に、図８は、（２ｎ＋１）レベル（ｎは２以上の整数）の直流電圧と直流電源４の電圧Ｖｉとを選択的に出力可能な電力変換装置の実施形態を説明するための図である。図８において、１１は直流電源、２１はハーフブリッジ回路である。５１は、ハーフブリッジ回路２１および双方向スイッチＳ０の制御信号を生成するための制御回路である。図８に示した電力変換装置の構成において、図１に示した電力変換装置の構成要素と同じ構成要素には、同じ符号を付している。図１に示した電力変換装置の構成要素と同じ符号を付した構成要素の詳細説明は、省略する。

　直流電源１１は、図１に示した５レベルの電圧を出力する直流電源１を、（２ｎ＋１）レベルの電圧を出力する直流電源に拡張した構成となっている。すなわち、直流電源１１の正側直流電源と負側直流電源とは、それぞれｎ個の単位直流電源を直列接続してなる直流電源である。正側直流電源と負側直流電源の接続点は、直流電源１１の中間電位点である。直流電源１１の中間電位点は、出力端子Ｏに接続されて、ゼロ電圧を出力する。正側直流電源は、単位直流電源Ｐｓｐ１，Ｐｓｐ２，・・・，Ｐｓｐ（ｎ－１），Ｐｓｐ（ｎ）を、中間電位点から順に直列接続して構成されている。負側直流電源は、直流電源Ｐｓｎ１,Ｐｓｎ２，・・・，Ｐｓｎ（ｎ－１），Ｐｓｎ（ｎ）を、中間電位点から順に直列接続して構成されている。各単位直流電源の端子間電圧は、Ｅ［Ｖ］である。

　直流電源１１は、出力端子Ｐ（ｎ），Ｐ（ｎ－１），・・・，Ｐ２，Ｐ１，Ｏ，Ｎ１，Ｎ２，・・・，Ｎ（ｎ－１），Ｎ（ｎ）を備えている。出力端子Ｏは、直流電源１１の中間電圧であるゼロ電圧０［Ｖ］を出力する。出力端子Ｐ１，Ｐ２，・・・，Ｐ（ｎ－１），Ｐ（ｎ）は、順に、＋１Ｅ［Ｖ］，＋２Ｅ［Ｖ］，・・・，＋（ｎ－１）Ｅ［Ｖ］，＋（ｎ）Ｅ［Ｖ］の電圧を出力する。出力端子Ｎ１，Ｎ２，・・・，Ｎ（ｎ－１），Ｎ（ｎ）は、順に、－１Ｅ［Ｖ］，－２Ｅ［Ｖ］，・・・，－（ｎ－１）Ｅ［Ｖ］，－（ｎ）Ｅ［Ｖ］の電圧を出力する。

　ハーフブリッジ回路２１は、図１に示した５レベルの直流電圧を入力するハーフブリッジ回路２を、（２ｎ＋１）レベルの直流電圧を入力するハーフブリッジ回路に拡張した構成となっている。ハーフブリッジ回路２１は、入力端子Ａ（ｎ），Ａ（ｎ－１），・・・，Ａ２，Ａ１，Ｃ，Ｂ１，Ｂ２，・・・，Ｂ（ｎ－１），Ｂ（ｎ）を備える。また、ハーフブリッジ回路２１は、出力端子Ｕを備える。ハーフブリッジ回路２１の回路構成は、図１に示したハーフブリッジ回路２を拡張した回路構成であるので、その詳細説明は、省略する。

　ハーフブリッジ回路２１の各入力端子は、直流電源１１の対応する出力端子Ｐ（ｎ），Ｐ（ｎ－１），・・・，Ｐ２，Ｐ１，Ｏ，Ｎ１，Ｎ２，・・・，Ｎ（ｎ－１），Ｎ（ｎ）に接続される。したがって、ハーフブリッジ回路２１の入力端子Ａ（ｎ），Ａ（ｎ－１），・・・，Ａ２，Ａ１，Ｃ，Ｂ１，Ｂ２，・・・，Ｂ（ｎ－１），Ｂ（ｎ）には、順に、＋（ｎ）Ｅ［Ｖ］，＋（ｎ－１）Ｅ［Ｖ］，・・・，＋２Ｅ［Ｖ］，＋１Ｅ［Ｖ］，０［Ｖ］，－１Ｅ［Ｖ］，－２Ｅ［Ｖ］，・・・，－（ｎ－１）Ｅ［Ｖ］，－（ｎ）［Ｖ］の電圧が入力される。

　交流電源４は、双方向スイッチＳ０を介して、直流電源１１の出力端子Ｏとハーフブリッジ回路２１の出力端子Ｕとの間に接続される。交流電源４は、直流電源１１の出力端子Ｏの電位を基準に、交流電圧Ｖｉを出力する。交流電圧Ｖｉは、直流電源１１の正側最大電圧＋（ｎ）Ｅ［Ｖ］と負側最大電圧－（ｎ）Ｅ［Ｖ］との間で変化する正弦波電圧である。

　スイッチング素子は、印加される電圧が１Ｅ［Ｖ］であるため、１Ｅ［Ｖ］以上の耐圧を有する半導体素子であれば良い。双方向スイッチＳ０には、最大で、直流電源１１の正側直流電源または負側直流電源の電圧（ｎ）Ｅ［Ｖ］と交流電源４の電圧Ｖｉ［Ｖ］とを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチＳ０は、各スイッチング素子よりも高い耐電圧を有する必要がある。双方向スイッチＳ０は、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。

　負荷３は、直流電源１１の出力端子Ｏとハーフブリッジ回路２１の出力端子Ｕとの間に接続される。したがって、負荷３には、直流電源１１から出力される（２ｎ＋１）レベルの直流電圧と交流電源４の電圧Ｖｉのうち、いずれかの電圧が印加される。

　直流電源１１の各単位直流電源の電圧は、電圧検出器６－１，・・・，６－ｎ，７－１，・・・，７－ｎで検出されて、制御回路５１に入力される。また、交流電源４の電圧Ｖｉは、電圧検出器８で検出されて、制御回路５１に入力される。以下では、直流電源１１から出力される（２ｎ＋１）レベルの直流電圧と交流電源４の電圧Ｖｉとからなる電圧群を、第２グループの電圧という。

　制御回路５１は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ（２ｎ），Ｑｘ１～Ｑｘ（２ｎ）それぞれをオンオフさせるための制御信号Ｇｕ１～Ｇｕ（２ｎ），Ｇｘ１～Ｇｘ（２ｎ）を生成する。また、制御回路５１は、双方向スイッチＳ０をオンオフさせるための制御信号Ｇｓ０を生成する。双方向スイッチＳ０の制御信号Ｇｓ０は、前述のとおり、２つの制御信号からなる。

　制御回路５１は、図１に示した制御回路５と同様の論理で動作する。すなわち、制御回路５１は、各スイッチング周期において、出力電圧指令Ｖｏ＊に基づいて、第２グループの電圧の中から第１の電圧と第２の電圧を選択する。すなわち、制御回路５１は、第２グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Ｖｏ＊以上であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧を第１の電圧として選択する。また、制御回路５１は、第２グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Ｖｏ＊以下であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧を第２の電圧として選択する。制御回路５１は、さらに、第１の電圧の出力時間ｔ１と第２の電圧の出力時間ｔ２とを算出する。

　この電力変換装置は、制御モードとして、制御モード１～（２ｎ＋１），０，０Ａを有している。制御回路５１は、上記制御モードの中から、第１の電圧を出力するための制御モードと第２の電圧を出力するための制御モードとを決定する。そして、制御回路５１は、決定した制御モードおよび第１と第２の電圧の出力時間ｔ１，ｔ２に基づいて、各スイッチング周期内における各スイッチング素子および双方向スイッチＳ０をオンオフさせるための制御信号を生成する。

　第１の電圧と第２の電圧とは、各スイッチング周期において、上記制御信号に基づいて交互に出力される。その結果、出力端子Ｕには、基本波電圧が出力電圧指令Ｖｏ＊に対応する交流電圧Ｖｏが出力される。

　この電力変換装置では、スイッチング周期の多くで、交流電源４の電圧Ｖｉが、第１の電圧または第２の電圧として選択される。交流電源４の電圧Ｖｉが第１の電圧または第２の電圧として選択されると、スイッチング周期内における出力電圧Ｖｏの変化幅は、単位直流電源の電圧Ｅ［Ｖ］よりも小さくなる。一方、ハーフブリッジ回路２１の出力電圧の変化幅は、単位直流電源のＥ［Ｖ］に固定される。したがって、本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路２１のみで動作する電力変換装置に比べて、出力電圧Ｖｏの波形ひずみを低減することができる。

　また、第１の電圧または第２の電圧が交流電源４の電圧Ｖｉとなる制御モード０では、双方向スイッチＳ０のみがオンし、すべてのスイッチング素子はオフしている。したがって、制御モード０では、直流電源１１から負荷３に流れる電流によって導通損失を発生させる素子は、双方向スイッチＳ０のみとなる。一方、ハーフブリッジ回路２１のみで動作する電力変換装置では、常に、３以上の素子で導通損失が発生する。したがって、制御モード０を有する本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路２１のみで動作する電力変換装置に比べて、導通損失を低減することができる。

　また、この電力変換装置において、制御モード０Ａは、他の制御モードに優先して設定される。そして、制御モード０Ａでは、出力電流が流れる素子を双方向スイッチＳ０のみにすることができる。したがって、この電力変換装置は、制御モード０～（２ｎ＋１）のいずれかの制御モードを組み合わせて動作する電力変換装置に比べて、素子の導通損失を、さらに低減することができる。なお、電力変換装置が制御モード０Ａで動作する場合、スイッチング素子および双方向スイッチにおいて、スイッチング損失は発生しない。

　交流電圧Ｖｉの正側最大値が単位直流電源Ｐｓｐ（ｎ）の両端から出力される電圧の間にあり、負側最大値が単位直流電源Ｐｓｎ（ｎ）の両端から出力される電圧の間にある場合に、上述した電力変換装置の効果がより有効に発揮される。

　上述した実施形態は図８に示したハーフブリッジ回路２１から負荷３に相電圧Ｖｏを出力する電力変換装置であるが、このハーフブリッジ回路２１を２組用いて単相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。また、図８に示した電力変換装置を複数組用いて三相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。この場合、一部の構成要素を共通の構成要素として、電力変換装置を構成してもよい。

　次に、図９は、図１に示したハーフブリッジ回路２を他の回路構成からなるハーフブリッジ回路２２に置き換えた電力変換装置の実施形態を説明するための図である。ハーフブリッジ回路２２および双方向スイッチＳ０の制御信号は、制御回路５２で生成される。図９に示した電力変換装置の構成において、図１に示した電力変換装置の構成要素と同じ構成要素には同じ符号を付している。図１に示した電力変換装置の構成要素と同じ符号を付した構成要素の詳細説明は、省略する。

　交流電源４は、双方向スイッチＳ０を介して、直流電源１の出力端子Ｏとハーフブリッジ回路２２の出力端子Ｕとの間に接続される。交流電源４は、直流電源１の出力端子Ｏの電位を基準に、交流電圧Ｖｉを出力する。交流電圧Ｖｉは、直流電源１の正側最大電圧＋２Ｅ［Ｖ］と負側最大電圧－２Ｅ［Ｖ］との間で変化する正弦波電圧である。

　負荷３は、直流電源１の出力端子Ｏとハーフブリッジ回路２２の出力端子Ｕとの間に接続される。したがって、負荷３には、直流電源１から出力される５レベルの直流電圧と交流電源４の電圧Ｖｉのうち、いずれかの電圧が選択的に印加される。
　以下では、図１に示した電力変換装置と同様、直流電源１から出力される５レベルの直流電圧と交流電源４の電圧Ｖｉとからなる電圧群を、第１グループの電圧という。

　ハーフブリッジ回路２２は、スイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２，Ｑｘ１，Ｑｘ２および双方向スイッチＳｕ１，Ｓｃ，ｓｘ１で構成されている。ハーフブリッジ回路２２の入力端子Ａ２とＢ２の間に、それぞれダイオードを逆並列に接続したスイッチング素子Ｑｕ２，Ｑｕ１，Ｑｘ１，Ｑｘ２が、順に直列接続されている。そして、スイッチング素子Ｑｕ２とＱｕ１の接続点と、入力端子Ａ１との間に、双方向スイッチＳｕ１が接続されている。出力端子Ｕと入力端子Ｃとの間に、双方向スイッチＳｃが接続されている。スイッチング素子Ｑｘ１とＱｘ２の接続点と、入力端子Ｂ１との間に、双方向スイッチＳｘ１が接続されている。

　各スイッチング素子には、１Ｅ［Ｖ］の電圧が印加される。したがって、各スイッチング素子は、１Ｅ［Ｖ］以上の耐圧を有する半導体素子であれば良い。双方向スイッチＳｕ１，Ｓｃ，Ｓｘ１は、双方向スイッチＳ０と同様の回路構成をとっている。双方向スイッチＳｕ１，Ｓｘ１には、１Ｅ［Ｖ］の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチＳｕ１，Ｓｘ１は、スイッチング素子と同程度の耐圧を有する半導体素子で構成すれば良い。
　双方向スイッチＳｃには、最大２Ｅ［Ｖ］の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチＳｃは、２Ｅ［Ｖ］以上の耐圧を有する半導体素子で構成する必要がある。また、双方向スイッチＳ０には、最大で、直流電源１の正側直流電源または負側直流電源の電圧２Ｅ［Ｖ］と交流電源の電圧Ｖｉとを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチＳ０，Ｓｃは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。

　制御回路５２は、スイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２，Ｑｘ１，Ｑｘ２および双方向スイッチＳｕ１，Ｓｃ，Ｓｘ１それぞれをオンオフさせるための制御信号Ｇｕ１，Ｇｕ２，Ｇｘ１，Ｇｘ２およびＧｓｕ１，Ｇｓｃ，Ｇｓｘ１を生成する。また、制御回路５２は、双方向スイッチＳ０をオンオフさせるための制御信号Ｇｓ０を生成する。双方向スイッチＳ０の制御信号Ｇｓ０は、前述のとおり、２つの制御信号からなる。

　制御回路５２は、図１に示した制御回路５と同様の論理で動作する。すなわち、制御回路５２は、各スイッチング周期において、出力電圧指令Ｖｏ＊に基づいて、第１グループの電圧の中から第１の電圧と第２の電圧とを選択する。すなわち、制御回路５２は、第１グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Ｖｏ＊以上であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧を第１の電圧として選択する。また、制御回路５２は、第１グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Ｖｏ＊以下であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧を第２の電圧として選択する。制御回路５２は、さらに、第１の電圧の出力時間ｔ１と第２の電圧の出力時間ｔ２とを算出する。

　この電力変換装置は、図１に示した電力変換装置と同様に、制御モード１～５，０，０Ａを有する。制御回路５２は、上記制御モードの中から、第１の電圧を出力するための制御モードと第２の電圧を出力するための制御モードとを決定する。そして、制御回路５２は、決定した制御モードと第１と第２の電圧の出力時間ｔ１，ｔ２に基づいて、各スイッチング周期内における各スイッチング素子および各双方向スイッチをオンオフさせるための制御信号を生成する。

　この電力変換装置では、スイッチング周期の多くで、交流電源４の電圧Ｖｉが、第１の電圧または第２の電圧として選択される。交流電源４の電圧Ｖｉが第１の電圧または第２の電圧として選択されると、スイッチング周期内における出力電圧Ｖｏの変化幅は、単位直流電源の電圧Ｅ［Ｖ］よりも小さくなる。一方、ハーフブリッジ回路２２の出力電圧の変化幅は、単位直流電源のＥ［Ｖ］に固定される。したがって、本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路２２のみで動作する電力変換装置に比べて、出力電圧Ｖｏの波形ひずみを低減することができる。

　また、第１の電圧または第２の電圧が交流電源４の電圧Ｖｉとなる制御モード０では、双方向スイッチＳ０のみがオンし、すべてのスイッチング素子および他の双方向スイッチはオフしている。したがって、制御モード０では、直流電源１から負荷３に流れる電流によって導通損失を発生させる素子は、双方向スイッチＳ０のみとなる。一方、ハーフブリッジ回路２２のみで動作する電力変換装置では、双方向スイッチＳｃをオンさせることによりゼロ電圧を出力する制御モード３以外の制御モードでは、２素子で導通損失が発生する。したがって、制御モード０を有する本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路２２のみで動作する電力変換装置に比べて、導通損失を低減することができる。

　また、この電力変換装置において、制御モード０Ａは、他の制御モードに優先して設定される。そして、制御モード０Ａでは、出力電流が流れる素子を双方向スイッチＳ０のみにすることができる。したがって、制御モード０～５のいずれかの制御モードで動作する電力変換装置に比べて、素子の導通損失を、さらに低減することができる。なお、この場合、スイッチング素子および双方向スイッチにおいて、スイッチング損失は発生しない。

　上述した実施形態は図９に示したハーフブリッジ回路２２から負荷３に相電圧Ｖｏを出力する電力変換装置であるが、このハーフブリッジ回路２２を２組用いて単相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。また、図９に示した電力変換装置を複数組用いて三相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。この場合、一部の構成要素を共通の構成要素として、電力変換装置を構成してもよい。

　次に、図１０は、（２ｎ＋１）レベル（ｎは２以上の整数）の直流電圧と直流電源４の電圧Ｖｉとを選択的に出力可能な電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。図１０において、１１は直流電源、２３はハーフブリッジ回路である。５３は、ハーフブリッジ回路２３および双方向スイッチＳ０の制御信号を生成するための制御回路である。図１０に示した電力変換装置の構成において、図８および図９に示した電力変換装置と同じ構成要素には同じ符号を付している。図８および図９に示した電力変換装置の構成要素と同じ符号を付した構成要素の詳細説明は、省略する。

　ハーフブリッジ回路２３は、入力端子Ａ（ｎ），Ａ（ｎ－１），・・・，Ａ１，Ｃ，Ｂ１，・・・Ｂ（ｎ－１），Ｂ（ｎ）および出力端子Ｕを備える。ハーフブリッジ回路２３の各入力端子は、直流電源１１の対応する出力端子Ｐ（ｎ），Ｐ（ｎ－１），・・・，Ｐ１，Ｏ，Ｎ１，・・・Ｎ（ｎ－１），Ｎ（ｎ）に接続される。したがって、ハーフブリッジ回路２３の入力端子Ａ（ｎ），Ａ（ｎ－１），・・・，Ａ１，Ｃ，Ｂ１，・・・Ｂ（ｎ－１），Ｂ（ｎ）には、順に、＋（ｎ）Ｅ［Ｖ］，＋（ｎ－１）Ｅ［Ｖ］，・・・，＋１Ｅ［Ｖ］，０［Ｖ］，－１Ｅ［Ｖ］，・・・，－（ｎ－１）Ｅ［Ｖ］，－（ｎ）［Ｖ］の電圧が入力される。

　ハーフブリッジ回路２３は、図１０から明らかなように、図９に示した５レベルのハーフブリッジ回路２２を、（２ｎ＋１）レベルに拡張したハーフブリッジ回路である。ハーフブリッジ回路２３の構成の詳細説明は、省略する。

　交流電源４は、双方向スイッチＳ０を介して、直流電源１１の出力端子Ｏとハーフブリッジ回路２３の出力端子Ｕとの間に接続される。交流電源４は、直流電源１１の出力端子Ｏの電位を基準に、交流電圧Ｖｉを出力する。交流電圧Ｖｉは、直流電源１１の正側最大電圧＋（ｎ）Ｅ［Ｖ］と負側最大電圧－（ｎ－１）Ｅ［Ｖ］との間で変化する正弦波電圧である。

　各スイッチング素子には、１Ｅ［Ｖ］の電圧が印加される。したがって、各スイッチング素子は、１Ｅ［Ｖ］以上の耐圧を有する半導体素子であれば良い。双方向スイッチＳｕ１～Ｓｕ（ｎ－１），Ｓｃ，Ｓｘ１～Ｓｘ（ｎ－１）は、双方向スイッチＳ０と同様の回路構成をとっている。双方向スイッチＳｕ１～Ｓｕ（ｎ－１），Ｓｘ１～Ｓｘ（ｎ－１）には、１Ｅ［Ｖ］の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチＳｕ１～Ｓｕ（ｎ－１），Ｓｘ１～Ｓｘ（ｎ－１）は、スイッチング素子と同程度の耐圧を有する半導体素子で構成すれば良い。
　双方向スイッチＳｃには、最大（ｎ）Ｅ［Ｖ］の電圧が印加される。したがって、双方向スイッチＳｃは、（ｎ）Ｅ［Ｖ］以上の耐圧を有する半導体素子で構成する必要がある。また、双方向スイッチＳ０には、最大で、直流電源１１の正側直流電源または負側直流電源の電圧（ｎ）Ｅ［Ｖ］と交流電源の電圧Ｖｉとを加算した電圧が印加される。したがって、双方向スイッチＳ０，Ｓｃは、炭化ケイ素または窒化ガリウムを材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成するのが良い。

　負荷３は、直流電源１１の出力端子Ｏとハーフブリッジ回路２３の出力端子Ｕとの間に接続される。したがって、負荷３には、直流電源１１から出力される（２ｎ＋１）レベルの直流電圧と交流電源４の電圧Ｖｉのうち、いずれかの電圧が印加される。
　以下では、図８に示した電力変換装置と同様、直流電源１１から出力される（２ｎ＋１）レベルの直流電圧と交流電源４の電圧Ｖｉとからなる電圧群を、第２グループの電圧という。

　制御回路５３は、スイッチング素子Ｑｕ１～Ｑｕ（ｎ），Ｑｘ１～Ｑｘ（ｎ）および双方向スイッチＳｕ１～Ｓｕ（ｎ－１），Ｓｃ，Ｓｘ１～Ｓｘ（ｎ－１）それぞれをオンオフさせるための制御信号Ｇｕ１～Ｇｕ（ｎ），Ｇｘ１～Ｇｘ（ｎ）およびＧｓｕ１～Ｇｓｕ（ｎ－１），Ｇｓｃ，Ｇｓｘ１～Ｇｓｘ（ｎ－１）を生成する。また、制御回路５３は、双方向スイッチＳ０をオンオフさせるための制御信号Ｇｓ０を生成する。双方向スイッチＳ０の制御信号Ｇｓ０は、前述のとおり、２つの制御信号からなる。

　制御回路５３は、図８に示した制御回路５１と同様の論理で動作する。すなわち、制御回路５３は、各スイッチング周期において、出力電圧指令Ｖｏ＊に基づいて、第２グループの電圧の中から第１の電圧と第２の電圧を選択する。すなわち、制御回路５３は、第２グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Ｖｏ＊以上であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧を第１の電圧として選択する。また、制御回路５３は、第２グループに含まれる電圧のうち、出力電圧指令Ｖｏ＊以下であって、かつ出力電圧指令Ｖｏ＊に最も近い電圧を第２の電圧として選択する。制御回路５３は、さらに、第１の電圧の出力時間ｔ１と第２の電圧の出力時間ｔ２を算出する。

　この電力変換装置は、制御モードとして、制御モード１～（２ｎ＋１），０，０Ａを有する。制御回路５３は、上記制御モードの中から、第１の電圧を出力するための制御モードと第２の電圧を出力するための制御モードを決定する。そして、制御回路５３は、決定した制御モードと第１と第２の電圧出力時間ｔ１，ｔ２に基づいて、各スイッチング周期内における各スイッチング素子および各双方向スイッチをオンオフさせるための制御信号を生成する。

　この電力変換装置では、スイッチング周期の多くで、交流電源４の電圧Ｖｉが、第１の電圧または第２の電圧として選択される。交流電源４の電圧Ｖｉが第１の電圧または第２の電圧として選択されると、スイッチング周期内における出力電圧Ｖｏの変化幅は、単位直流電源の電圧Ｅ［Ｖ］よりも小さくなる。一方、ハーフブリッジ回路２３の出力電圧の変化幅は、単位直流電源のＥ［Ｖ］に固定される。したがって、本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路２３のみで動作する電力変換装置に比べて、出力電圧Ｖｏの波形ひずみを低減することができる。

　また、第１の電圧または第２の電圧が交流電源４の電圧Ｖｉとなる制御モード０では、双方向スイッチＳ０のみがオンし、すべてのスイッチング素子および他の双方向スイッチはオフしている。したがって、出力電流が流れることによって導通損失を発生させる素子は、双方向スイッチＳ０のみとなる。一方、ハーフブリッジ回路２３のみで動作する電力変換装置では、双方向スイッチＳｃをオンさせることによりゼロ電圧を出力する制御モード以外の制御モードでは、常に、２以上の素子で導通損失が発生する。したがって、制御モード０を有する本実施形態の電力変換装置は、ハーフブリッジ回路２３のみで動作する電力変換装置に比べて、導通損失を低減することができる。

　また、この電力変換装置において、制御モード０Ａは、他の制御モードに優先して設定される。そして、制御モード０Ａでは、出力電流が流れる素子を双方向スイッチＳ０のみにすることができる。したがって、制御モード０～（２ｎ＋１）のいずれかの制御モードを組み合わせて動作する電力変換装置に比べて、素子の導通損失を、さらに低減することができる。なお、この場合、スイッチング素子および双方向スイッチにおいて、スイッチング損失は発生しない。

　上述した実施形態は図１０に示したハーフブリッジ回路２３から負荷３に相電圧Ｖｏを出力する電力変換装置であるが、このハーフブリッジ回路２３を２組用いて単相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。また、図１０に示した電力変換装置を複数組用いて三相の電力変換装置を構成しても、同様の効果を得ることができる。この場合、一部の構成要素を共通の構成要素として、電力変換装置を構成してもよい。

　本発明は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための装置に適用することができる。

１，１１　　　　直流電源
２，２１～２３　ハーフブリッジ回路
３　　　　　　　負荷
４　　　　　　　交流電源
５，５１～５３　制御回路

Claims

　（２ｎ＋１）レベル（ｎは２以上の整数）の直流電圧を出力するための（２ｎ＋１）個の出力端子を有する直流電源と、
　前記直流電源の中間電位端子に一端が接続される交流電源と、
　（２ｎ＋１）個の入力端子と一つの出力端子とを有し、前記直流電源から出力される（２ｎ＋１）レベルの直流電圧を、対応する前記（２ｎ＋１）個の入力端子に入力するハーフブリッジ回路と、
　前記交流電源の他端と前記ハーフブリッジ回路の前記出力端子との間に接続される双方向スイッチと、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
　前記双方向スイッチは、前記ハーフブリッジ回路を構成する半導体素子よりも高い耐電圧を有していることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記双方向スイッチは、炭化ケイ素または窒化ガリウムのいずれか一方を材料とするワイドバンドギャップ半導体で構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記直流電源は、
　単位電圧を出力する単位直流電源を中間電位端子側から順にｎ個直列接続してなる正側直流電源と、
　前記中間電位端子側から順にｎ個直列接続してなる負側直流電源と、
を直列接続して構成されており、
　前記（２ｎ＋１）レベルの直流電圧は、
　前記中間電位端子から出力されるゼロ電圧と、
　前記正側直流電源から出力されるｎレベルの正側直流電圧と、
　前記負側直流電源から出力されるｎレベルの負側直流電圧と、
からなることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記交流電源から出力される正弦波電圧の振幅は、前記正側直流電源と前記負側直流電源とが出力する電圧の最大値よりも小さいことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
　前記交流電源から出力される正弦波電圧の正側最大値は、前記正側直流電圧を構成するｎ番目の単位直流電源の両端から出力される電圧の間にあり、
　前記交流電源から出力される正弦波電圧の負側最大値は、前記負側直流電圧を構成するｎ番目の単位直流電源の両端から出力される電圧の間にある、
ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
　請求項４に記載の電力変換装置を複数組用いて構成されていることを特徴とする三相の電力変換装置。
　あらかじめ定められたスイッチング周期ごとに、前記（２ｎ＋１）レベルの直流電圧および前記交流電源の電圧の中から、出力電圧指令に基づいて選択した第１の電圧と第２の電圧とを、前記出力端子に交互に出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記第１の電圧は、前記（２ｎ＋１）レベルの直流電圧および前記交流電源の電圧のうち、前記出力電圧指令以上であって、かつ前記出力電圧指令に最も近い電圧であり、
　前記第２の電圧は、前記（２ｎ＋１）レベルの直流電圧および前記交流電源の電圧のうち、前記出力電圧指令以下であって、かつ前記出力電圧指令に最も近い電圧である、
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
　請求項９に記載の電力変換装置を複数組用いて構成されていることを特徴とする三相の電力変換装置。
　前記第１の電圧と第２の電圧のうち、いずれか一方の電圧は、前記交流電源の電圧であることを特徴とする請求項９または請求項１０のいずれかに記載の電力変換装置。