JP2009095159A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力力率を改善する入力電流制御と出力段の電圧制御とを行って、三相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、電力損失およびノイズを低減化すると共に装置構成の小型化を促進する。
【解決手段】単相インバータを１以上直列接続した各相インバータ回路１００ａ〜１００ｃを交流電源１からの各相入力線に直列接続し、その後段に、各相の短絡用スイッチ５ａ〜５ｃおよび整流ダイオード６ａ〜６ｃと、該整流ダイオード６ａ〜６ｃのカソードが接続された出力用の平滑コンデンサ７とを備える。そして、各相入力電圧のゼロクロス位相（θ＝０、π）から±θ_１の短絡位相範囲９でのみ、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃをオン状態とし、平滑コンデンサ７の直流電圧を目標電圧に追従させ、入力力率を改善するように、各相インバータ回路１００ａ〜１００ｃを各相の電流指令を用いて出力制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、入力力率を改善する回路を備えて交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、三相交流の各相にリアクトルを直列に接続する。これら線路は、６個のダイオードから成るブリッジ整流回路の入力側に接続される。そして、ブリッジ整流回路の内、３個のダイオードにはそれぞれ並列にＦＥＴを接続する。このＦＥＴを制御回路からの高周波スイッチング信号によって同時オン／オフさせ、出力調整については、時比率制御により行う（例えば、特許文献１参照）。

特開平８−１２６３３０号公報

このような電力変換装置では、交流電源からの電流を制御するために、半導体スイッチで交流電圧を高周波でスイッチングさせるため、多大な損失およびノイズが発生する。またこの問題を回避するためにスイッチング周波数を低くすると、良好な入力力率を得るためには大きな限流用リアクトルが必要となるものであった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、入力力率を改善する入力電流制御と出力段の電圧制御とを行って、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、電力損失およびノイズを低減化し、かつ大きな限流回路を不要にして装置構成の小型化を促進することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を三相の交流入力電源からの各相交流入力線にそれぞれ直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を各相交流入力に重畳する各相インバータ回路と、該各相インバータ回路の後段に配され、該出力を平滑する平滑コンデンサと、上記各相インバータ回路の後段の各相交流出力線にアノード側がそれぞれ接続され、カソード側が上記平滑コンデンサの正極に接続された各相の整流ダイオードと、上記各相インバータ回路の後段の各相交流出力線に一端がそれぞれ接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された各相の短絡用スイッチとを備える。そして、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記各相インバータ回路を各相の電流指令を用いて出力制御するものである。

この発明によると、短絡用スイッチは高周波スイッチングが不要であり、入力力率を改善し出力段の電圧を制御するインバータ回路は、スイッチングで扱う電圧を比較的小さい電圧にできる。このため、大きな限流回路を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、電力損失およびノイズの低減化と装置構成の小型化とが促進された電力変換装置が実現できる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、交流入力電源としての三相交流電圧源１（以下、単に交流電源１と称す）からの各相交流入力線は限流回路としての各相のリアクトル２ａ〜２ｃに接続され、その後段に単相インバータにて構成された各相インバータ回路１００ａ〜１００ｃ（以下、単にインバータ回路１００ａ〜１００ｃと称す）の交流側が直列接続される。各インバータ回路１００ａ〜１００ｃを構成する単相インバータは半導体スイッチ素子３ａ〜３ｄおよび直流電圧源４から構成される。ここで、半導体スイッチ素子３ａ〜３ｄは、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などを用いる。なお、各相のリアクトル２ａ〜２ｃはインバータ回路１００ａ〜１００ｃの後段に直列接続しても良い。

また、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの後段の各相交流出力線に、半導体スイッチ素子から成る各相の短絡用スイッチ５ａ〜５ｃと各相の整流ダイオード６ａ〜６ｃとがそれぞれ接続される。整流ダイオード６ａ〜６ｃは、カソード側が出力用の平滑コンデンサ７の正極に接続され、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃの他端は平滑コンデンサ７の負極に接続される。この場合、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃと整流ダイオード６ａ〜６ｃとを直列接続した３組の直列回路が、出力用平滑コンデンサ７の両端子間に接続され、この３組の直列回路の各中点が、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの後段の各相交流出力線に接続される。
なお、各短絡用スイッチ５ａ〜５ｃは、半導体スイッチ素子に限るものではなく、機械式のスイッチなどでも良いが、ダイオード８ａ〜８ｃをそれぞれ逆並列接続する。

このように構成される電力変換装置の動作を、三相の内の一相、例えばＡ相について、図２に示す各部の波形に基づいて説明する。他の二相（Ｂ相、Ｃ相）についても、２π／3ずつ位相がずれているが、同様の動作をする。
交流電源１から入力される相電圧を電圧Vin、相電流を電流Iinとすると、図２に示すような波形となる。Vdcは一定の目標電圧Vdc^＊に制御される平滑コンデンサ７の直流電圧であり、この場合、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcより高いものとする。
Ａ相のインバータ回路１００ａは、交流電源１からのＡ相の入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を電圧Vinに重畳する。

インバータ回路１００ａ内の電流は、例えば電圧Vin、電流Iinが正極性の場合、以下のように流れる。半導体スイッチ素子３ａ〜３ｄが全てオフの時には、半導体スイッチ素子３ｂのダイオードを通って直流電圧源４を充電し、半導体スイッチ素子３ｃのダイオードを通って出力される。また、半導体スイッチ素子３ａのみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子３ａと半導体スイッチ素子３ｃのダイオードとを通って出力される。同様に、半導体スイッチ素子３ｄのみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子３ｂのダイオードと半導体スイッチ素子３ｄとを通って出力される。また、半導体スイッチ素子３ａ、３ｄを同時にオンした時には、半導体スイッチ素子３ａを通って直流電圧源４を放電し、半導体スイッチ素子３ｄを通って出力される。
電圧Vin、電流Iinが負極性の場合には、半導体スイッチ素子３ａ〜３ｄが全てオフして直流電圧源４を充電し、半導体スイッチ素子３ｂまたは半導体スイッチ素子３ｃのみをオンして直流電圧源４をバイパスさせ、半導体スイッチ素子３ｂ、３ｃを同時にオンして直流電圧源４を放電する。
このような制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子３ａ〜３ｄを制御してインバータ回路１００ａをＰＷＭ制御する。

交流電源１からのＡ相の入力電圧位相をθとし、Ａ相の電圧Vinが平滑コンデンサ７の目標電圧Vdc^＊と等しくなる時の位相θ＝θ_２（０＜θ_２＜π／2）とし、位相θ＝０から０＜θ_１＜θ_２となる所定位相θ_１まで、インバータ回路１００ａの後段に接続される短絡用スイッチ５ａをオン状態とする。この場合、図３に示すように、Ａ相の電流は、交流電源１→リアクトル２ａ→インバータ回路１００ａ→短絡用スイッチ５ａ→ダイオード８ｃ（あるいはダイオード８ｂ）→インバータ回路１００ｃ（あるいはインバータ回路１００ｂ）→リアクトル２ｃ（あるいはリアクトル２ｂ）→交流電源１の経路で流れる。このとき、Ａ相の電流は、整流ダイオード６ａおよび出力段の平滑コンデンサ７には流れない。インバータ回路１００ａは、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子３ａ〜３ｄが全てオフの場合と、半導体スイッチ素子３ａ（あるいは半導体スイッチ素子３ｄ）のみをオンの場合とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００ａの直流電圧源４にはエネルギが充電される。

次に、位相θ＝θ_１の時、短絡用スイッチ５ａをオフすると、図４に示すように、Ａ相の電流は、交流電源１→リアクトル２ａ→インバータ回路１００ａ→整流ダイオード６ａ→平滑コンデンサ７→ダイオード８ｃ（あるいはダイオード８ｂ）→インバータ回路１００ｃ（あるいはインバータ回路１００ｂ）→リアクトル２ｃ（あるいはリアクトル２ｂ）→交流電源１の経路で流れる。
位相θが、θ_１≦θ≦θ_２である時、インバータ回路１００ａはＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子３ａ、３ｄが同時にオンの場合と、半導体スイッチ素子３ａ（あるいは半導体スイッチ素子３ｄ）のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vdc^＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００ａが発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００ａの直流電圧源４は放電される。

次に、位相θ＝θ_２にて電圧Vinが平滑コンデンサ７の直流電圧Vdc^＊と等しくなると、短絡用スイッチ５ａはオフ状態を継続するが、インバータ回路１００ａでの動作が変わる。
即ち位相θが、θ_２≦θ≦π／2である時、Ａ相の電流は、交流電源１→リアクトル２ａ→インバータ回路１００ａ→整流ダイオード６ａ→平滑コンデンサ７→ダイオード８ｃ（あるいはダイオード８ｂ）→インバータ回路１００ｃ（あるいはインバータ回路１００ｂ）→リアクトル２ｃ（あるいはリアクトル２ｂ）→交流電源１の経路で流れる。また、インバータ回路１００ａはＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子３ａ〜３ｄが全てオフの場合と、半導体スイッチ素子３ａ（あるいは半導体スイッチ素子３ｄ）のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ７の目標電圧Vdc^＊≦電圧Vinであり、インバータ回路１００ａは、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vin−Vdc^＊にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００ａが発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路１００ａの直流電圧源４は充電される。

図２に示すように、π／2≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π／2の位相期間と対称の動作をする。またπ≦θ≦２πの位相期間では、電圧Vin、電流Iinが負極性となり、Ａ相の電流は整流ダイオード６ａを流れず短絡用スイッチ５ａあるいはダイオード８ａを流れる。この場合も、インバータ回路１００ａは０≦θ≦πの位相期間と同様に、直流電圧源４の充電／放電を切り替えて、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。
このように、交流電源１からのＡ相入力電圧の位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１を特定位相として短絡用スイッチ５ａを切り換え、該ゼロクロス位相から±θ_１の位相範囲（以下、短絡位相範囲９と称す）でのみ、短絡用スイッチ５ａをオン状態とする。このとき、インバータ回路１００ａは、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源４は充電される。そして、上記短絡位相範囲９以外の位相では、インバータ回路１００ａは、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ７の目標電圧Vdc^＊以下の時、直流電圧源４は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc^＊以上の時は、直流電圧源４は充電される。

θ_１を大きくすると、直流電圧源４に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、絶対値が高い電圧領域の電圧Vinに発生電圧を重畳できるとともに、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdc（目標電圧Vdc^＊）を高くできる。
０≦θ≦π／2の位相期間では、インバータ回路１００ａの直流電圧源４は、上述したように、０≦θ≦θ_１、θ_２≦θ≦π／2の期間で充電され、θ_１≦θ≦θ_２の期間で放電される。インバータ回路１００ａの直流電圧源４の充放電エネルギが等しいとすると、以下の数式が成り立つ。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。

ここで、Vin＝Vp sinθ、Iin＝Ip sinθとすると、
Vdc^＊＝Vp・π／（４cosθ_１）
となる。このように、平滑コンデンサ７の目標電圧Vdc^＊は短絡位相範囲９を決定するθ_１により決まり、即ちθ_１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc^＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路１００ａの直流電圧源４の電圧をVsubとすると、０≦θ≦θ_１、θ_１≦θ≦θ_２、θ_２≦θ≦π／2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００ａの所望の発生電圧の大きさ以上に電圧Vsubを設定することで、インバータ回路１００ａは上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Vp sinθ_１≦Vsub、（Vdc^＊−Vp sinθ_１）≦Vsub、（Vp−Vdc^＊）≦Vsub の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００ａの制御が、交流電源Ａ相の全位相において信頼性よく行える。なお、直流電圧源４の電圧Vsubは、Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。

上述したように、各相のインバータ回路１００ａ〜１００ｃは、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また各相の入力力率が概１になるように各相の電流Iinを制御する。このようなインバータ回路１００ａ〜１００ｃの制御の詳細について、以下に説明する。
各インバータ回路１００ａ〜１００ｃは、図５に示すような制御ブロックで制御される。まず、出力段の平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc^＊との差をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力１１を演算する。また、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの直流電圧源４の電圧Vsub-a、Vsub-b、Vsub-cを一定に保つため、該各電圧Vsub-a、Vsub-b、Vsub-cとその目標電圧Vsub^＊との差をそれぞれ求めて、その差をフィードバック量として、それぞれＰＩ制御した出力１１ａ〜１１ｃをそれぞれ演算する。そして、この出力１１ａ〜１１ｃの総和と上記出力１１との和から電流Iinの振幅目標値１２を決定する。そして、この振幅目標値１２に基づいて、各相の電圧Vin（Vin-a、Vin-b、Vin-c）に同期した正弦波の電流指令Iin^＊（Iin-a^＊、Iin-b^＊、Iin-c^＊）を生成する。

次に、各相の電流指令Iin-a^＊、Iin-b^＊、Iin-c^＊と検出された電流Iin-a、Iin-b、Iin-cとの差をフィードバック量としてそれぞれＰＩ制御した出力を、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの発生電圧の目標値となる各相の電圧指令１３ａ〜１３ｃとする。この時、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの後段の短絡用スイッチ５ａ〜５ｃのオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVa、ΔVb、ΔVcを加算して各相の電圧指令１３ａ〜１３ｃを補正する。そして、補正後の各相電圧指令１４ａ〜１４ｃ（短絡用スイッチ５ａ〜５ｃのオン／オフ切り換え時以外は補正前電圧指令１３ａ〜１３ｃ）を用いて、ＰＷＭ制御により各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの各半導体スイッチ素子３ａ〜３ｄへの駆動信号１５ａ〜１５ｃを生成し、インバータ回路１００ａ〜１００ｃを動作させる。

交流電源１からの各相入力電圧である電圧Vinのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１の特定位相において、当該相のインバータ回路１００ａ〜１００ｃの後段に接続される短絡用スイッチ５ａ〜５ｃのオン／オフを切り換える。各インバータ回路１００ａ〜１００ｃは、後段に接続される短絡用スイッチ５ａ〜５ｃをオンからオフにする際には、直流電圧源４を充電する制御から放電する制御に切り替わり、オフからオンにする際には、直流電圧源４を放電する制御から充電する制御に切り替わる。上記のように、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃのオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVa〜ΔVcを加算して電圧指令１３ａ〜１３ｃを補正することにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができる。なお、フィードフォワード補正電圧ΔVa〜ΔVcは、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃをオンからオフにする際には各相の入力電圧Vinと同極性の電圧で、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃをオフからオンにする際には逆極性の電圧である。

この実施の形態では、上記のような各相の電流指令Iin-a^＊、Iin-b^＊、Iin-c^＊を用いて各相のインバータ回路１００ａ〜１００ｃを制御することにより、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御する。短絡用スイッチ５ａ〜５ｃは高周波スイッチングが不要であり、入力力率を改善し出力段の直流電圧Vdcを制御する各インバータ回路１００ａ〜１００ｃは、スイッチングで扱う電圧を交流電源１の各相のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル２ａ〜２ｃを要することなくスイッチング損失およびノイズを低減できる。

また、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃがオン状態の時は、当該相から平滑コンデンサ７に電圧を出力せずインバータ回路１００ａ〜１００ｃの直流電圧源４を充電できるため、インバータ回路１００ａ〜１００ｃが高い電圧を発生させることなく交流電源１に相電流を流すことができると共に、充電されたエネルギを平滑コンデンサ７への放電に使える。このため、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
なお、この場合リアクトル２ａ〜２ｃは、エネルギを貯めるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制御の信頼性が向上する。
また、インバータ回路１００ａ〜１００ｃの直流電圧となる直流電圧源４の電圧Vsubを、電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定することにより、上記高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得る。

また各相の電圧Vinの特定位相でのみ短絡用スイッチ５ａ〜５ｃを動作させるため、電力変換装置を安定に制御でき、スイッチングに起因する損失も殆ど無い。またゼロクロス位相（θ＝０、π）から±θ_１の短絡位相範囲９でのみ、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃをオン状態として当該相から平滑コンデンサ７に電圧を出力させないため、電圧Vinの絶対値が低い領域で平滑コンデンサ７へ出力する必要がなく、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの直流電圧を低く構成でき、高効率化、低ノイズ化の効果が確実に得られる。
また、平滑コンデンサ７の目標電圧Vdc^＊は、短絡位相範囲９のθ_１により制御できるため、目標電圧Vdc^＊を容易に制御でき、設計上および制御上の自由度が向上する。

また、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃのオン／オフ切り換え時に、インバータ回路１００ａ〜１００ｃは、フィードフォワード制御を用いて、直流電圧源４の充電／放電動作を切り替えるように制御されるため、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。
また、電流指令を変化させて直流電圧源４の電圧Vsubを一定に保つ様に制御するため、電力変換装置を安定に制御することができる。また、直流電圧源４の充放電をバランスさせることができ、外部から直流電力の供給が不要で装置構成が簡便となる。
なお、外部から直流電圧源４の電圧制御をしても良く、その場合、インバータ回路１００ａ〜１００ｃの出力制御では、電圧Vsubを一定に保つ制御をしなくても良い。

上記実施の形態では、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcより高いものとしたが、低くても良い。その場合、上述したθ_２≦θ≦π／2の位相範囲での動作はなく、０≦θ≦θ_１で直流電圧源４は充電、θ_１≦θ≦π／2で直流電圧源４は放電する動作をする。
また、θ_１＝０として短絡用スイッチ５ａ〜５ｃを常時オフ状態とすることも可能で、その場合、０≦θ≦θ_２で直流電圧源４は放電、θ_２≦θ≦π／2で直流電圧源４は充電する動作をする。

また、上記実施の形態では、各相の電圧Vinのゼロクロス位相（θ＝０、π）から±θ_１の短絡位相範囲９でのみ、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃをオン状態としたが、電圧Vinが負極性の時は短絡用スイッチ５ａ〜５ｃがオフでも良く、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃに逆並列接続されたダイオード８ａ〜８ｃを介して電流が流れる。即ち、０≦θ≦θ_１と（π−θ_１）≦θ≦πとの位相範囲を短絡位相範囲として、この短絡位相範囲でのみ短絡用スイッチ５ａ〜５ｃをオン状態としても良い。この場合、短絡用スイッチ５ａ〜５ｃをゼロクロス位相でも切り換えるが、オン／オフ切り換え時に電圧指令を補正する上述したフィードフォワード制御は、ゼロクロス位相（θ＝０、π）では行わない。

また、上記実施の形態における各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの制御では、電流Iinの振幅目標値１２を１つ決定して、各相の電流指令Iin^＊を生成したが、各相毎に電流Iinの振幅目標値を決定しても良い。この場合、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの直流電圧源４の各電圧Vsub-a〜Vsub-cと目標電圧Vsub^＊との差をＰＩ制御した各出力１１ａ〜１１ｃに、平滑コンデンサ７の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc^＊との差をＰＩ制御した出力１１をそれぞれ加算して各相毎に電流Iinの振幅目標値を決定する。これにより、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃの直流電圧がより信頼性よく目標電圧Vsub^＊に制御できる。

また、上記実施の形態では、各インバータ回路１００ａ〜１００ｃは、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図６に示すように、複数個の単相インバータ１０ａ、１０ｂの交流側を直列接続して各相のインバータ回路２００ａ〜２００ｃを構成しても良い。この場合、各単相インバータ１０ａ、１０ｂの出力の総和が、インバータ回路２００ａ〜２００ｃの出力となり、上記実施の形態と同様に各相の電流指令を用いて、平滑コンデンサ７の直流電圧を目標電圧に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御する。そして、交流側の発生電圧を各相の電圧Vinに重畳する。
この場合、インバータ回路２００ａ〜２００ｃは、複数の単相インバータの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力してもよく、また複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御しても良い。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１の別例によるによる電力変換装置の構成図である。

符号の説明

１ 交流入力電源としての交流電源、２ａ〜２ｃ 限流回路としてのリアクトル、
３ａ〜３ｄ 半導体スイッチ素子、４ 直流電圧源、５ａ〜５ｃ 短絡用スイッチ、
６ａ〜６ｃ 整流ダイオード、７ 平滑コンデンサ、８ａ〜８ｃ ダイオード、
９ 短絡位相範囲、１０ａ，１０ｂ 単相インバータ、
１００ａ〜１００ｃ 各相インバータ回路（単相インバータ）、
２００ａ〜２００ｃ 各相インバータ回路、Iin−a^＊〜Iin−c^＊ 電流指令、
ΔVa〜ΔVc フィードフォワード補正電圧。

Claims (9)

1. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を三相の交流入力電源からの各相交流入力線にそれぞれ直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を各相交流入力に重畳する各相インバータ回路と、
   該各相インバータ回路の後段に配され、該出力を平滑する平滑コンデンサと、
   上記各相インバータ回路の後段の各相交流出力線にアノード側がそれぞれ接続され、カソード側が上記平滑コンデンサの正極に接続された各相の整流ダイオードと、
   上記各相インバータ回路の後段の各相交流出力線に一端がそれぞれ接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された各相の短絡用スイッチとを備え、
   上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記各相インバータ回路を各相の電流指令を用いて出力制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記各相の短絡用スイッチにダイオードを逆並列接続したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記各相の短絡用スイッチをオン／オフする位相は、上記交流入力電源からの各相入力電圧の特定位相であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 上記交流入力電源からの各相入力電圧のゼロクロス位相から所定の位相までの所定位相範囲でのみ、当該相の上記短絡用スイッチをオン状態とすることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 上記各相の短絡用スイッチをオン／オフする上記特定位相を変化させることで、上記平滑コンデンサの目標電圧を調整することを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置。
6. 上記各相の短絡用スイッチのオン／オフ切り換え時に、当該相の上記各相インバータ回路は直流電力の充電／放電動作を切り替えるように制御されることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 上記各相インバータ回路の交流側に限流回路をそれぞれ直列接続したことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記各相インバータ回路の直流電圧が所定値となるように、上記各相の電流指令を変化させて上記各相インバータ回路を出力制御することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記各相インバータ回路の直流電圧は、上記交流入力電源からの各相入力電圧のピーク値以下に設定することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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