JP2002272117A - 系統連系用電力変換装置 - Google Patents
系統連系用電力変換装置Info
- Publication number
- JP2002272117A JP2002272117A JP2001071384A JP2001071384A JP2002272117A JP 2002272117 A JP2002272117 A JP 2002272117A JP 2001071384 A JP2001071384 A JP 2001071384A JP 2001071384 A JP2001071384 A JP 2001071384A JP 2002272117 A JP2002272117 A JP 2002272117A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- converter
- phase
- dead time
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 系統と連系する電圧形PWMコンバータや電圧
形PWMインバータと呼ばれる電力変換装置においては、
正側と負側のスイッチング素子のアーム短絡を防止する
為の期間（デッドタイム）やスイッチング素子の動作遅
れが原因で出力電圧が歪み電源電流を正弦波状に制御で
きない問題を伴う。この歪みを抑制することの出来る電
力変換装置を提供することにある。 【解決手段】 系統交流電源の位相をもとにインバータ
の出力電流位相を予測する手段と、有効パワー電流指令
の大きさをもとにデッドタイム補償値を変化させる手段
と、またその電流指令の大きさをもとに電流ゼロクロス
付近の不感帯幅の位相幅を自動決定する手段と、インバ
ータの出力電流位相の予測値と不感帯幅の位相幅から前
記デッドタイム補償値を各相に振り分け、電流ゼロクロ
ス付近では、補償値をゼロとするデッドタイム補償出力
信号手段を有し、この補償信号をPWM信号を作成する変
調信号に加算するか又はこの補償信号を基にPWMパルス
幅信号に補償パルス幅信号として加算することを特徴と
する。
形PWMインバータと呼ばれる電力変換装置においては、
正側と負側のスイッチング素子のアーム短絡を防止する
為の期間（デッドタイム）やスイッチング素子の動作遅
れが原因で出力電圧が歪み電源電流を正弦波状に制御で
きない問題を伴う。この歪みを抑制することの出来る電
力変換装置を提供することにある。 【解決手段】 系統交流電源の位相をもとにインバータ
の出力電流位相を予測する手段と、有効パワー電流指令
の大きさをもとにデッドタイム補償値を変化させる手段
と、またその電流指令の大きさをもとに電流ゼロクロス
付近の不感帯幅の位相幅を自動決定する手段と、インバ
ータの出力電流位相の予測値と不感帯幅の位相幅から前
記デッドタイム補償値を各相に振り分け、電流ゼロクロ
ス付近では、補償値をゼロとするデッドタイム補償出力
信号手段を有し、この補償信号をPWM信号を作成する変
調信号に加算するか又はこの補償信号を基にPWMパルス
幅信号に補償パルス幅信号として加算することを特徴と
する。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は系統の交流電力を直
流に変換する電圧形PWMコンバータや、直流部に太陽電
池パネル等の直流電力を入力し、その電力を交流に変換
し系統に送る為の連系用電圧形PWMインバータと呼ばれ
る電力変換装置に係り、特に電源電流を正弦波状に制御
する電力変換装置に関する。
流に変換する電圧形PWMコンバータや、直流部に太陽電
池パネル等の直流電力を入力し、その電力を交流に変換
し系統に送る為の連系用電圧形PWMインバータと呼ばれ
る電力変換装置に係り、特に電源電流を正弦波状に制御
する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】系統と連系する電圧形PWMコンバータや
電圧形インバータと呼ばれる電力変換装置においては、
パワートランジスタなどのスイッチング素子をブリッジ
構成に接続し、これらのスイッチング素子をパルス幅変
調されたパルス信号(PWM信号)によりスイッチング動作
させる。このとき、正側と負側のスイッチング素子のア
ーム短絡を防止する為に正側と負側のスイッチング素子
の駆動信号を同時にオフする期間を設ける必要がある
（この期間を以下デッドタイムと称する）。従来、この
デッドタイムやスイッチング素子の動作遅れが原因で出
力電圧が歪み、系統側電流を正弦波状に制御できない問
題があった。この為、この出力電圧の歪みを補償する技
術の例として、例えば特開平９−１５４２８０号公報に
記載された従来技術がある。この従来技術を図３に示
す。
電圧形インバータと呼ばれる電力変換装置においては、
パワートランジスタなどのスイッチング素子をブリッジ
構成に接続し、これらのスイッチング素子をパルス幅変
調されたパルス信号(PWM信号)によりスイッチング動作
させる。このとき、正側と負側のスイッチング素子のア
ーム短絡を防止する為に正側と負側のスイッチング素子
の駆動信号を同時にオフする期間を設ける必要がある
（この期間を以下デッドタイムと称する）。従来、この
デッドタイムやスイッチング素子の動作遅れが原因で出
力電圧が歪み、系統側電流を正弦波状に制御できない問
題があった。この為、この出力電圧の歪みを補償する技
術の例として、例えば特開平９−１５４２８０号公報に
記載された従来技術がある。この従来技術を図３に示
す。
【０００３】図３において、系統電源１から交流電力
が、高周波電流リップル除去フィルタ２、交流リアクト
ル３を介してPWMコンバータ４に供給されており、この
交流電力は、PWMコンバータ４において直流電力に変換
され、平滑コンデンサ５と負荷６に供給される。また、
PWMコンバータ４を制御するに際しては、平滑コンデン
サ５の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出器７の検
出値Vdcと直流電圧指令Vdｃ*との偏差に応じた有効パワ
ー分電流指令Iq*をP・I補償（「比例＋積分要素」での
偏差増幅を利用したフィードバック制御による補償）す
る直流電圧補償器８で生成する。
が、高周波電流リップル除去フィルタ２、交流リアクト
ル３を介してPWMコンバータ４に供給されており、この
交流電力は、PWMコンバータ４において直流電力に変換
され、平滑コンデンサ５と負荷６に供給される。また、
PWMコンバータ４を制御するに際しては、平滑コンデン
サ５の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出器７の検
出値Vdcと直流電圧指令Vdｃ*との偏差に応じた有効パワ
ー分電流指令Iq*をP・I補償（「比例＋積分要素」での
偏差増幅を利用したフィードバック制御による補償）す
る直流電圧補償器８で生成する。
【０００４】次に、系統電源１の電圧を絶縁して検出す
る電圧検出器９と電源位相検出手段１０より、R相の電
源電圧位相θrを検出する。また、PWMコンバータ４の交
流側電流ｉ（交流リアクトル３の電流ｉU、ｉV、ｉW）
を電流検出器１１で検出する。
る電圧検出器９と電源位相検出手段１０より、R相の電
源電圧位相θrを検出する。また、PWMコンバータ４の交
流側電流ｉ（交流リアクトル３の電流ｉU、ｉV、ｉW）
を電流検出器１１で検出する。
【０００５】なお、高周波電流リップル除去フィルタ２
の入力電流をir、is、it(図３ではｉrのみ表記)とする
と、高周波電流リップル除去フィルタ２のため、iu、i
v、iw(図３ではｉuのみ表記)はir、is、itよりそれぞれ
位相がΔθf遅れる。また、交流電流制御系の位相遅れ
をΔθiとすると、電流指令発生手段１２では、（数
１）で演出した電流指令の位相θiと有効パワー分電流
指令Iq*を入力して、（数２）乃至（数４）の演算を行
い、交流電流指令ｉ*（ｉU*、ｉV*、ｉW*）を出力す
る。
の入力電流をir、is、it(図３ではｉrのみ表記)とする
と、高周波電流リップル除去フィルタ２のため、iu、i
v、iw(図３ではｉuのみ表記)はir、is、itよりそれぞれ
位相がΔθf遅れる。また、交流電流制御系の位相遅れ
をΔθiとすると、電流指令発生手段１２では、（数
１）で演出した電流指令の位相θiと有効パワー分電流
指令Iq*を入力して、（数２）乃至（数４）の演算を行
い、交流電流指令ｉ*（ｉU*、ｉV*、ｉW*）を出力す
る。
【０００６】 θi＝θr＋Δθif＝θr＋（Δθi−Δθf） ・・・・・（数１） ｉU*＝Iq*・sinθi ・・・・・（数２） ｉV*＝Iq*・sin（θi−２π／３） ・・・・・（数３） ｉW*＝Iq*・sin（θi−４π／３） ・・・・・（数４） 次に、電流制御手段１３ではU,V,W各相の電流指令ｉ*
に、検出した各相の交流リアクトル電流が一致するよう
に、基本となるコンバータの交流側電圧指令VUX、VVX、
VWXを出力する。これらの電圧指令をPWM信号発生手段１
５において、変調波信号として搬送波信号と比較し、搬
送波が小さい期間ＯNパルスとするPWM信号を発生させ
る。
に、検出した各相の交流リアクトル電流が一致するよう
に、基本となるコンバータの交流側電圧指令VUX、VVX、
VWXを出力する。これらの電圧指令をPWM信号発生手段１
５において、変調波信号として搬送波信号と比較し、搬
送波が小さい期間ＯNパルスとするPWM信号を発生させ
る。
【０００７】更に、系統電源１のＲ相電圧の位相検出値
θrと、平滑コンデンサ５の直流電圧指令値Vdｃ*と直流
検出値Vdｃが一致するように出力される有効パワー分電
流指令Iq*を基にデッドタイムによるPWMコンバータの電
圧歪みを抑制するデッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、Δ
VWを作成するデッドタイム補償信号発生手段１４を設
け、このデッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWをPWM
コンバータの変調波信号VUX、VVX、VWXまたはPWMパルス
幅信号に加算することによって、デッドタイムの影響に
よる出力電圧歪みの問題を改善している。
θrと、平滑コンデンサ５の直流電圧指令値Vdｃ*と直流
検出値Vdｃが一致するように出力される有効パワー分電
流指令Iq*を基にデッドタイムによるPWMコンバータの電
圧歪みを抑制するデッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、Δ
VWを作成するデッドタイム補償信号発生手段１４を設
け、このデッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWをPWM
コンバータの変調波信号VUX、VVX、VWXまたはPWMパルス
幅信号に加算することによって、デッドタイムの影響に
よる出力電圧歪みの問題を改善している。
【０００８】ここで、デッドタイム補償信号発生手段１
４は、例えば上記従来技術の公報の図３に示されている
ように、系統電源１のＲ相電圧位相検出値θrを基に求
めたPWMコンバータ4の交流側電流位相θu,θv,θwに応
じて、各相のデッドタイム補償パターン19u〜19wを出力
する手段と、有効パワー分電流指令Iq*に応じてデッド
タイム補償幅値を決める手段と、デッドタイム補償パタ
ーンとデッドタイム補償幅値からデッドタイム補償信号
ΔVU〜ΔVWを発生する手段を有する。
４は、例えば上記従来技術の公報の図３に示されている
ように、系統電源１のＲ相電圧位相検出値θrを基に求
めたPWMコンバータ4の交流側電流位相θu,θv,θwに応
じて、各相のデッドタイム補償パターン19u〜19wを出力
する手段と、有効パワー分電流指令Iq*に応じてデッド
タイム補償幅値を決める手段と、デッドタイム補償パタ
ーンとデッドタイム補償幅値からデッドタイム補償信号
ΔVU〜ΔVWを発生する手段を有する。
【０００９】この手段をデッドタイム補償信号のU相分
を例にとって説明すると、この従来技術では、デッドタ
イム補償信号ΔVUの状態をPWMコンバータ4のU相電流ｉU
の位相に応じて図４に示すような（イ）、（ロ）、
（ハ）のような３種類のデッドタイム補償信号としてい
る。
を例にとって説明すると、この従来技術では、デッドタ
イム補償信号ΔVUの状態をPWMコンバータ4のU相電流ｉU
の位相に応じて図４に示すような（イ）、（ロ）、
（ハ）のような３種類のデッドタイム補償信号としてい
る。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】特開平９−１５４２８
０号公報に記載された従来技術の補償法では、搬送波周
波数（以下キャリア周波数と称す）が大きくなった場
合、電流の最大値付近ではデッドタイム補償が有効に作
用するが、電流のゼロクロス点付近では過補償となっ
て、電源電流波形が図５に示すように歪む。この現象は
特に、系統−電力変換装置間インピーダンスが小さく、
電流値が小さい時に影響が大きくなる。
０号公報に記載された従来技術の補償法では、搬送波周
波数（以下キャリア周波数と称す）が大きくなった場
合、電流の最大値付近ではデッドタイム補償が有効に作
用するが、電流のゼロクロス点付近では過補償となっ
て、電源電流波形が図５に示すように歪む。この現象は
特に、系統−電力変換装置間インピーダンスが小さく、
電流値が小さい時に影響が大きくなる。
【００１１】従来技術の補償を行った場合の電流ゼロク
ロス点付近過補償の原因を以下に述べる。
ロス点付近過補償の原因を以下に述べる。
【００１２】通常、直流電圧に対する交流電圧の出力比
率を効果的に上げる為、すなわち、変調効率を上げる
為、PWMの変調方式は図６に示すように正弦波線間変調
方式が採用される。この変調方式で、電流ゼロクロス点
での各相上アームのPWMパルス発生パターンにおいて
は、電流ゼロクロス点付近にある相以外の２相の内、１
相に狭いパルス幅が現われる。
率を効果的に上げる為、すなわち、変調効率を上げる
為、PWMの変調方式は図６に示すように正弦波線間変調
方式が採用される。この変調方式で、電流ゼロクロス点
での各相上アームのPWMパルス発生パターンにおいて
は、電流ゼロクロス点付近にある相以外の２相の内、１
相に狭いパルス幅が現われる。
【００１３】図６に示したU相電流におけるゼロクロス
点付近でのパルス発生パターンを図７に示す。この場
合、Ｖ相またはＷ相に狭いパルス幅のパルスが現れてい
る。実際のパルス幅は、図７の破線で示したように、デ
ッドタイムの２倍の時間を差し引いたパルス幅となり、
更に狭くなる。また、この狭いパルス幅のパルスが与え
られたとしても、スイッチング素子の駆動回路及びスイ
ッチング素子が反応できない状態が起き、３相パルスの
うち１相が掛けた状態となる場合も生じる。
点付近でのパルス発生パターンを図７に示す。この場
合、Ｖ相またはＷ相に狭いパルス幅のパルスが現れてい
る。実際のパルス幅は、図７の破線で示したように、デ
ッドタイムの２倍の時間を差し引いたパルス幅となり、
更に狭くなる。また、この狭いパルス幅のパルスが与え
られたとしても、スイッチング素子の駆動回路及びスイ
ッチング素子が反応できない状態が起き、３相パルスの
うち１相が掛けた状態となる場合も生じる。
【００１４】以上のような相電圧状態では電流が減衰方
向に向かわず電流が成長しやすくなる。よって、この電
流ゼロクロス点付近で従来技術の補償を行うと更に電流
が成長しやくなり、図５のように波形歪みが生じるので
ある。むしろこの電流ゼロクロス点付は不感帯を設けて
補償しないことが望まれる。
向に向かわず電流が成長しやすくなる。よって、この電
流ゼロクロス点付近で従来技術の補償を行うと更に電流
が成長しやくなり、図５のように波形歪みが生じるので
ある。むしろこの電流ゼロクロス点付は不感帯を設けて
補償しないことが望まれる。
【００１５】
【課題を解決するための手段】交流電源と直流電源の間
に設置されるＰＷＭコンバータにより交流電力と直流電
力の相互変換を行う系統連系用電力変換装置において、
前記直流電源の電圧とその指令値から有効パワー分電流
指令を作成する手段、前記ＰＷＭコンバータのＰＷＭ信
号を作成する変調波のゼロクロス点付近に設けられたデ
ッドタイム不感帯の幅を前記有効パワー分電流指令が小
さくなるほど大きくなるように変化させる手段、前記有
効パワー分電流指令の大きさが所定値以下のときデッド
タイム補償量をゼロとする手段などを備えることにより
上記課題は解決される。
に設置されるＰＷＭコンバータにより交流電力と直流電
力の相互変換を行う系統連系用電力変換装置において、
前記直流電源の電圧とその指令値から有効パワー分電流
指令を作成する手段、前記ＰＷＭコンバータのＰＷＭ信
号を作成する変調波のゼロクロス点付近に設けられたデ
ッドタイム不感帯の幅を前記有効パワー分電流指令が小
さくなるほど大きくなるように変化させる手段、前記有
効パワー分電流指令の大きさが所定値以下のときデッド
タイム補償量をゼロとする手段などを備えることにより
上記課題は解決される。
【００１６】実施態様的には、系統の交流電源(1)の電
圧位相(θr)を検出する手段と、平滑コンデンサ(5)の直
流電圧の指令値(Vdc*)と検出値(Vdc)が一致するように
有効パワー分電流指令(Iq*)を出力する手段と、ほぼ電
源力率１で電力変換装置(23)の交流側電流の大きさが前
記有効パワー分電流指令(Iq*)に一致するように前記電
力変換装置(23)の交流出力電圧指令を発生させる為の変
調信号及びPWM信号を出力する手段と、系統交流電源(1)
の電圧位相(θr)をもとに前記電力変換装置(23)の出力
電流位相(θDT)を予測演算する手段と、前記有効パワー
電流指令(Iq*)の大きさをもとにデッドタイム補償量ΔV
を変化させ前記有効パワー電流指令(Iq*)の大きさが定
格値に対する割合が所定値以下の場合デッドタイム補償
量を０とするデッドタイム補償量演算手段(21)と、前記
有効パワー分電流指令(Iq*)の大きさをもとに交流側電
流ｉのゼロクロス付近の不感帯の位相幅(θH)を決定す
る不感帯幅位相演算手段(20)と、上記出力電流位相(θ
DT)と上記不感帯の位相幅(θH)と上記デッドタイム補償
量ΔVをもとにデッドタイム補償信号(ΔVU,ΔVV,ΔVW)
を各相に振り分けて出力するデッドタイム補償信号発生
手段(22)を有し、このデッドタイム補償信号(ΔVU,ΔV
V,ΔVW)をPWM信号を作成する変調信号(VUX、VVX、VWX)
に加算するか、又はこのデッドタイム補償信号(VUX、V
VX、VWX)にもとづきPWM信号発生手段(15)においてPWMパ
ルス幅信号にデッドタイム補償パルス幅を付加すること
によって上記課題は解決される。
圧位相(θr)を検出する手段と、平滑コンデンサ(5)の直
流電圧の指令値(Vdc*)と検出値(Vdc)が一致するように
有効パワー分電流指令(Iq*)を出力する手段と、ほぼ電
源力率１で電力変換装置(23)の交流側電流の大きさが前
記有効パワー分電流指令(Iq*)に一致するように前記電
力変換装置(23)の交流出力電圧指令を発生させる為の変
調信号及びPWM信号を出力する手段と、系統交流電源(1)
の電圧位相(θr)をもとに前記電力変換装置(23)の出力
電流位相(θDT)を予測演算する手段と、前記有効パワー
電流指令(Iq*)の大きさをもとにデッドタイム補償量ΔV
を変化させ前記有効パワー電流指令(Iq*)の大きさが定
格値に対する割合が所定値以下の場合デッドタイム補償
量を０とするデッドタイム補償量演算手段(21)と、前記
有効パワー分電流指令(Iq*)の大きさをもとに交流側電
流ｉのゼロクロス付近の不感帯の位相幅(θH)を決定す
る不感帯幅位相演算手段(20)と、上記出力電流位相(θ
DT)と上記不感帯の位相幅(θH)と上記デッドタイム補償
量ΔVをもとにデッドタイム補償信号(ΔVU,ΔVV,ΔVW)
を各相に振り分けて出力するデッドタイム補償信号発生
手段(22)を有し、このデッドタイム補償信号(ΔVU,ΔV
V,ΔVW)をPWM信号を作成する変調信号(VUX、VVX、VWX)
に加算するか、又はこのデッドタイム補償信号(VUX、V
VX、VWX)にもとづきPWM信号発生手段(15)においてPWMパ
ルス幅信号にデッドタイム補償パルス幅を付加すること
によって上記課題は解決される。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す
PWMコンバータの電力変換装置のブロック図である。図
１において、系統電源１が、絶縁トランス２４、高周波
電流リップル除去フィルタ２、交流リアクトル３を介し
て電力変換装置（電圧形PWMコンバータまたは電圧形イ
ンバータ）２３の交流側に接続されており、電力変換装
置２３の直流側に、平滑コンデンサ５、負荷または直流
電源１９が接続されている。１９の負荷としては例えば
インバータによる誘導電動機駆動装置、直流電源として
は太陽電池などが接続される。
基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す
PWMコンバータの電力変換装置のブロック図である。図
１において、系統電源１が、絶縁トランス２４、高周波
電流リップル除去フィルタ２、交流リアクトル３を介し
て電力変換装置（電圧形PWMコンバータまたは電圧形イ
ンバータ）２３の交流側に接続されており、電力変換装
置２３の直流側に、平滑コンデンサ５、負荷または直流
電源１９が接続されている。１９の負荷としては例えば
インバータによる誘導電動機駆動装置、直流電源として
は太陽電池などが接続される。
【００１８】なお、絶縁トランス２４、高周波電流リッ
プル除去フィルタ２は用途により省略される場合もあ
る。また、電力変換装置２３を制御するに際しては、平
滑コンデンサ５の両端の電圧を検出する直流電圧検出器
７の検出値Vdｃと直流電圧指令Vdｃ*との偏差に応じた
有効パワー分電流指令Iq*をP・I（比例＋積分）補償す
る直流電圧補償器８で生成する。
プル除去フィルタ２は用途により省略される場合もあ
る。また、電力変換装置２３を制御するに際しては、平
滑コンデンサ５の両端の電圧を検出する直流電圧検出器
７の検出値Vdｃと直流電圧指令Vdｃ*との偏差に応じた
有効パワー分電流指令Iq*をP・I（比例＋積分）補償す
る直流電圧補償器８で生成する。
【００１９】次に、系統電源１の電圧を絶縁して検出す
る電圧検出器９と電源位相検出手段１０より、R相の電
源電圧位相θrを検出する。また、電力変換装置２３の
交流側電流ｉ（交流リアクトル３の電流ｉU、ｉV、
ｉW）を電流検出器１１で検出する。
る電圧検出器９と電源位相検出手段１０より、R相の電
源電圧位相θrを検出する。また、電力変換装置２３の
交流側電流ｉ（交流リアクトル３の電流ｉU、ｉV、
ｉW）を電流検出器１１で検出する。
【００２０】なお、高周波電流リップル除去フィルタ２
の入力電流をｉr、ｉｓ、ｉｔとすると、高周波電流リ
ップル除去フィルタ２のため、ｉUはｉrよりΔθf位相
が遅れる。また、交流電流制御系の位相遅れをΔθiと
すると、電流指令発生手段１２では、（数１）で演出し
た電流指令の位相θiと有効パワー分電流指令Iq*を入力
して、（数２）乃至（数４）の演算を行い、交流電流指
令ｉ*（ｉU*、ｉV*、ｉW*）を出力する。
の入力電流をｉr、ｉｓ、ｉｔとすると、高周波電流リ
ップル除去フィルタ２のため、ｉUはｉrよりΔθf位相
が遅れる。また、交流電流制御系の位相遅れをΔθiと
すると、電流指令発生手段１２では、（数１）で演出し
た電流指令の位相θiと有効パワー分電流指令Iq*を入力
して、（数２）乃至（数４）の演算を行い、交流電流指
令ｉ*（ｉU*、ｉV*、ｉW*）を出力する。
【００２１】次に、電流制御手段１３ではU,V,W各相の
電流指令ｉ*に、検出した各相交流側電流ｉが一致する
ように、基本となる電力変換装置２３の交流側電圧指令
VUX、V VX、VWXを出力する。これらの電圧指令VUX、
VVX、VWXを変調波信号として、PWM信号発生手段１５に
おいて、搬送波信号と比較し、搬送波が小さい期間ＯN
パルスとするPWM信号を発生させる。以上の動作方法
は、電圧形PWMコンバータに先に述べた従来技術とほぼ
同様である。
電流指令ｉ*に、検出した各相交流側電流ｉが一致する
ように、基本となる電力変換装置２３の交流側電圧指令
VUX、V VX、VWXを出力する。これらの電圧指令VUX、
VVX、VWXを変調波信号として、PWM信号発生手段１５に
おいて、搬送波信号と比較し、搬送波が小さい期間ＯN
パルスとするPWM信号を発生させる。以上の動作方法
は、電圧形PWMコンバータに先に述べた従来技術とほぼ
同様である。
【００２２】次に、本発明のデッドタイム補償信号の発
生方法について、図１、及び図８乃至図１１を用いて説
明する。
生方法について、図１、及び図８乃至図１１を用いて説
明する。
【００２３】先ず、図１のデッドタイム補償量演算手段
２１により、デッドタイム補償量ΔVの大きさを有効パ
ワー分電流指令Iq*の値をもとに求める。デッドタイム
補償量演算手段２１では図８に示すとおり、Iq*が０〜I
q*1までは、例えば定格値の０〜５％程度まではデッド
タイム補償量を０とし、Iq*がIq*1〜Iq*2までは、例え
ば定格値の５〜１０％程度まではデッドタイム補償量を
リニアに増やす。Iq*2以上ではデッドタイム補償量を最
大値ΔVMAXとして、デッドタイム補償量ΔVを発生させ
る。
２１により、デッドタイム補償量ΔVの大きさを有効パ
ワー分電流指令Iq*の値をもとに求める。デッドタイム
補償量演算手段２１では図８に示すとおり、Iq*が０〜I
q*1までは、例えば定格値の０〜５％程度まではデッド
タイム補償量を０とし、Iq*がIq*1〜Iq*2までは、例え
ば定格値の５〜１０％程度まではデッドタイム補償量を
リニアに増やす。Iq*2以上ではデッドタイム補償量を最
大値ΔVMAXとして、デッドタイム補償量ΔVを発生させ
る。
【００２４】ここでIq*1、Iq*2、ΔVMAXの値は任意に設
定可能とする。この０〜Iq*1〜Iq*2の期間を設ける理由
は、有効パワー電流指令が小さいときコンバータの交流
側電流ｉ（ｉU、ｉV、ｉW）が電流のリップル分により
電流極性の認識が不明確となり、そのまま最大の補償量
ΔVMAXを固定値として補償するとIq*が小さい領域で過
補償となり、補償精度をかえって悪化させる為である。
定可能とする。この０〜Iq*1〜Iq*2の期間を設ける理由
は、有効パワー電流指令が小さいときコンバータの交流
側電流ｉ（ｉU、ｉV、ｉW）が電流のリップル分により
電流極性の認識が不明確となり、そのまま最大の補償量
ΔVMAXを固定値として補償するとIq*が小さい領域で過
補償となり、補償精度をかえって悪化させる為である。
【００２５】次に有効パワー分電流指令Iq*の値をもと
に不感帯位相幅θHを求める。不感帯位相幅演算手段２
０では図９に示すとおり、有効パワー分電流指令値Iq*
が小さい程不感帯幅を大きくし、有効パワー分電流指令
値Iq*が大きい程不感帯幅を小さくする。Iq*が０〜Iq*
H1までは、例えば、定格値の０〜１０％程度までは不感
帯幅最大のθHMAX、例えば角度０．２６rad（１５度）
程度とする。Iq*H1〜Iq*H 2期間徐々に角度を狭め、Iq*
がIq*H2以上、例えば定格値の６０％以上は不感帯幅最
小のθHMIN、例えば角度０．０５rad（３度）程度とす
る。ここで、Iq*H1、Iq*H2、θHMAX、θHMINの値は任意
に設定可能である。
に不感帯位相幅θHを求める。不感帯位相幅演算手段２
０では図９に示すとおり、有効パワー分電流指令値Iq*
が小さい程不感帯幅を大きくし、有効パワー分電流指令
値Iq*が大きい程不感帯幅を小さくする。Iq*が０〜Iq*
H1までは、例えば、定格値の０〜１０％程度までは不感
帯幅最大のθHMAX、例えば角度０．２６rad（１５度）
程度とする。Iq*H1〜Iq*H 2期間徐々に角度を狭め、Iq*
がIq*H2以上、例えば定格値の６０％以上は不感帯幅最
小のθHMIN、例えば角度０．０５rad（３度）程度とす
る。ここで、Iq*H1、Iq*H2、θHMAX、θHMINの値は任意
に設定可能である。
【００２６】次に、デッドタイム補償パターン作成方法
を説明する。
を説明する。
【００２７】先ず、図１の系統電源電圧位相検出手段１
０で得られた電圧位相θrから位相補正量ΔθDTを差し
引いて、電力変換装置２３の交流電流（U相電流）の位
相予測を行い、位相予測値θDTを求める。
０で得られた電圧位相θrから位相補正量ΔθDTを差し
引いて、電力変換装置２３の交流電流（U相電流）の位
相予測を行い、位相予測値θDTを求める。
【００２８】次に、図９で示されるように有効パワー電
流指令Id*に応じて変わる不感帯幅θHと、電流位相の予
測値θDTをもとに、デッドタイム補償信号発生手段２２
によりデッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを出力す
る。
流指令Id*に応じて変わる不感帯幅θHと、電流位相の予
測値θDTをもとに、デッドタイム補償信号発生手段２２
によりデッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを出力す
る。
【００２９】デッドタイム補償信号発生手段２２では図
１０に示すとおり、電力変換装置２３の交流電流ｉu（U
相電流）の位相に応じて、電流のゼロクロス点θZ付近
にて、不感帯幅θHだけデッドタイム補償量ΔVをゼロに
するように、補償パターンを出力する。位相θZ〜θ1は
デッドタイム補償量ΔVは０、位相θ１〜θ２はデッド
タイム補償量−ΔV、位相θ２〜θ３はデッドタイム補
償量０、位相θ３〜θ４はデッドタイム補償量＋ΔV、
位相θ４〜θZはデッドタイム補償量ΔVは０となる。ま
た図１０における破線で示した交流電流ｉuと補償パタ
ーンは、図８で示した有効パワー電流Iq*1〜 Iq*２の傾
斜部分での交流電流ｉuと補償パターンを示している。
１０に示すとおり、電力変換装置２３の交流電流ｉu（U
相電流）の位相に応じて、電流のゼロクロス点θZ付近
にて、不感帯幅θHだけデッドタイム補償量ΔVをゼロに
するように、補償パターンを出力する。位相θZ〜θ1は
デッドタイム補償量ΔVは０、位相θ１〜θ２はデッド
タイム補償量−ΔV、位相θ２〜θ３はデッドタイム補
償量０、位相θ３〜θ４はデッドタイム補償量＋ΔV、
位相θ４〜θZはデッドタイム補償量ΔVは０となる。ま
た図１０における破線で示した交流電流ｉuと補償パタ
ーンは、図８で示した有効パワー電流Iq*1〜 Iq*２の傾
斜部分での交流電流ｉuと補償パターンを示している。
【００３０】各相電流位相に対する補償パターンの生成
方法は図１１に示すとおりとなる。即ち、位相θrから
位相補正量ΔθDTを差し引いて位相予測値θDTを求め、
これをU相電流位相θDTUとして、これをもとに４π／３
移相してV相電流位相θDTVを求め、更に４π／３移相し
てW相電流位相θDTWを求める。これらU相電流位相
θD TU、V相電流位相θDTV、W相電流位相θDTWに応じて
デッドタイム補償量を選択するようにS1,S2,S3を切り替
え、デッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを出力して
いる。S1,S2,S3はソフトウェア的に処理されるスイッチ
である。
方法は図１１に示すとおりとなる。即ち、位相θrから
位相補正量ΔθDTを差し引いて位相予測値θDTを求め、
これをU相電流位相θDTUとして、これをもとに４π／３
移相してV相電流位相θDTVを求め、更に４π／３移相し
てW相電流位相θDTWを求める。これらU相電流位相
θD TU、V相電流位相θDTV、W相電流位相θDTWに応じて
デッドタイム補償量を選択するようにS1,S2,S3を切り替
え、デッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを出力して
いる。S1,S2,S3はソフトウェア的に処理されるスイッチ
である。
【００３１】図１１のデッドタイム補償信号発生手段２
２内に示したように、図１０に示した各電流位相θZ〜
θ4に対応してデッドタイム補償量ΔVが選択されるよう
になっている。即ち、各電流位相θDTU、θDTV、θDTW
が、それぞれθZ〜θ1のときデッドタイム補償量ΔVは
０、θ１〜θ２のときデッドタイム補償量は−ΔV、θ
２〜θ３のときデッドタイム補償量は０、θ３〜θ４の
ときデッドタイム補償量は＋ΔV、θ４〜θZのときデッ
ドタイム補償量ΔVは０となるように区分けされ、電流
位相に応じてS1,S2,S3が切り替えられ、各位相に対応し
たデッドタイム補償量が選択されてデッドタイム補償信
号ΔVU、ΔVV、ΔVWとして出力される。更にこのデッド
タイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWは前記交流側電圧指令
VUX、VVX、VWXに加算されてデッドタイム補償後電圧指
令信号VU*、VV*、VW*が得られる様になっている。
２内に示したように、図１０に示した各電流位相θZ〜
θ4に対応してデッドタイム補償量ΔVが選択されるよう
になっている。即ち、各電流位相θDTU、θDTV、θDTW
が、それぞれθZ〜θ1のときデッドタイム補償量ΔVは
０、θ１〜θ２のときデッドタイム補償量は−ΔV、θ
２〜θ３のときデッドタイム補償量は０、θ３〜θ４の
ときデッドタイム補償量は＋ΔV、θ４〜θZのときデッ
ドタイム補償量ΔVは０となるように区分けされ、電流
位相に応じてS1,S2,S3が切り替えられ、各位相に対応し
たデッドタイム補償量が選択されてデッドタイム補償信
号ΔVU、ΔVV、ΔVWとして出力される。更にこのデッド
タイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWは前記交流側電圧指令
VUX、VVX、VWXに加算されてデッドタイム補償後電圧指
令信号VU*、VV*、VW*が得られる様になっている。
【００３２】上記デッドタイム補償方法は、デッドタイ
ム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを変調波信号である交流側
電圧指令VUX、VVX、VWXに加算することにより実現され
ているが、デッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを前
記交流側電圧指令VUX、VVX、VWXに加算するのではな
く、PWM信号発生手段でパルスを生成する過程において
デッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWをもとにデッド
タイム補償量を付加するようにしても同様に実現でき
る。
ム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを変調波信号である交流側
電圧指令VUX、VVX、VWXに加算することにより実現され
ているが、デッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを前
記交流側電圧指令VUX、VVX、VWXに加算するのではな
く、PWM信号発生手段でパルスを生成する過程において
デッドタイム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWをもとにデッド
タイム補償量を付加するようにしても同様に実現でき
る。
【００３３】次に本発明の他の実施形態を図２に示す。
図１と異なる部分は、固定座標軸（ｕｖｗ軸）上で電流
制御する代わりに回転座標軸（dq軸）上で電流制御して
いる点である。そこで、ｕｖｗ／dq変換１６では、θd
＝θq−π／２＝（θr−Δθf）−π／２として、（数
５）、（数６）の演算を行い、実際の無効パワー分電流
Idと有効パワー分電流Iqを検出する。
図１と異なる部分は、固定座標軸（ｕｖｗ軸）上で電流
制御する代わりに回転座標軸（dq軸）上で電流制御して
いる点である。そこで、ｕｖｗ／dq変換１６では、θd
＝θq−π／２＝（θr−Δθf）−π／２として、（数
５）、（数６）の演算を行い、実際の無効パワー分電流
Idと有効パワー分電流Iqを検出する。
【００３４】 Id＝〔（ｉU＋２ｉW）／√３〕・ｃｏｓθd＋ｉU・sinθd ・・・・・（数５） Iq＝ｉU・ｃｏｓθd−〔（ｉU＋２ｉW）／√３〕・sinθd ・・・・・（数６） このように（θr−Δθf）をq軸位相としてd−q変換す
る。次に非干渉電流制御手段１７により、直流電圧制御
器８の出力である有効パワー電流指令Iq*に検出値Iqが
一致し、無効パワー分電流Idが零になるように、基本と
なるコンバータ交流側電圧ベクトルの回転座標軸成分の
電圧指令Vq*とVd*を出力し、これを基にdq／ｕｖｗ変換
手段１８により、（数７）、（数８）、（数９）に示す
演算を行い、三相交流の基本となるコンバータ交流側電
圧指令VUX、VVX、VWXを出力する。なお、（数７）、
（数８）でθd’＝θr−π／２である。
る。次に非干渉電流制御手段１７により、直流電圧制御
器８の出力である有効パワー電流指令Iq*に検出値Iqが
一致し、無効パワー分電流Idが零になるように、基本と
なるコンバータ交流側電圧ベクトルの回転座標軸成分の
電圧指令Vq*とVd*を出力し、これを基にdq／ｕｖｗ変換
手段１８により、（数７）、（数８）、（数９）に示す
演算を行い、三相交流の基本となるコンバータ交流側電
圧指令VUX、VVX、VWXを出力する。なお、（数７）、
（数８）でθd’＝θr−π／２である。
【００３５】 VUX＝Vd*・sinθd’＋Vq*・ｃｏｓθd’ ・・・・・(数７) VWX＝（√３／２）・（Vd*・ｃｏｓθd’−Vq*・sinθd’）−VUX／２ ・・・・・(数８) VVX＝−（VUX＋VWX） ・・・・・(数９) 以上のようにして求めたコンバータの電圧指令VUX、
VVX、VWXに、図１の実施例と同様にして求めたデッドタ
イム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを加算し、PWM信号１５
を介して電力変換装置２３を制御する。
VVX、VWXに、図１の実施例と同様にして求めたデッドタ
イム補償信号ΔVU、ΔVV、ΔVWを加算し、PWM信号１５
を介して電力変換装置２３を制御する。
【００３６】なお、図１、図２の実施例においては、本
発明の電力変換装置部分を電圧形PWMコンバータとして
説明したが、図１、図２の負荷６の部分が、負荷装置で
なく、太陽電池パネルなどの直流電力を発電する装置で
あって、この直流電力を電力変換装置により交流電力に
変換し系統側に電力送り込む目的に使用しても、電力変
換装置が電圧形PWMインバータ装置と呼ばれるだけであ
って、本発明のデッドタイム補償動作はまったく同じよ
うに機能する。
発明の電力変換装置部分を電圧形PWMコンバータとして
説明したが、図１、図２の負荷６の部分が、負荷装置で
なく、太陽電池パネルなどの直流電力を発電する装置で
あって、この直流電力を電力変換装置により交流電力に
変換し系統側に電力送り込む目的に使用しても、電力変
換装置が電圧形PWMインバータ装置と呼ばれるだけであ
って、本発明のデッドタイム補償動作はまったく同じよ
うに機能する。
【００３７】また、上記実施例では、デッドタイム補償
量演算手段２１と不感帯位相幅演算手段２０を同時に使
用しているが、不感帯位相幅演算手段２０を使用せずデ
ッドタイム補償量演算手段２１のみでも本発明の効果を
奏する。
量演算手段２１と不感帯位相幅演算手段２０を同時に使
用しているが、不感帯位相幅演算手段２０を使用せずデ
ッドタイム補償量演算手段２１のみでも本発明の効果を
奏する。
【００３８】また、デッドタイム補償量演算手段２１を
使用せず不感帯位相幅演算手段２０のみ使用した場合で
も、電流がゼロクロス点付近での過補償を抑える効果が
ある。
使用せず不感帯位相幅演算手段２０のみ使用した場合で
も、電流がゼロクロス点付近での過補償を抑える効果が
ある。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
キャリア周波数が比較的高い場合であって、電流が小さ
い場合であっても電源電流波形歪みが改善される。
キャリア周波数が比較的高い場合であって、電流が小さ
い場合であっても電源電流波形歪みが改善される。
【００４０】高キャリア周波数にて運転すると高周波フ
ィルタやリアクトルの小型化ができ、コスト低減や、静
音化が可能となるが、系統−電力変換装置間インピーダ
ンスが小さくなる。しかし本発明によれば、電流波形歪
みは、このインピーダンス低下による影響を受けにくく
なる効果がある。
ィルタやリアクトルの小型化ができ、コスト低減や、静
音化が可能となるが、系統−電力変換装置間インピーダ
ンスが小さくなる。しかし本発明によれば、電流波形歪
みは、このインピーダンス低下による影響を受けにくく
なる効果がある。
【００４１】
【図１】本発明の一実施形態を示す電力変換装置のブロ
ック図
ック図
【図２】本発明の他の実施形態を示すブロック図
【図３】従来技術の実施形態を示すブロック図
【図４】従来技術のデッドタイム補償方法説明図
【図５】従来技術のデッドタイム補償方法における問題
説明図（電流波形）
説明図（電流波形）
【図６】PWM信号生成方法説明図（変調波と搬送波）
【図７】電流ゼロクロス点付近、PWMパルス発生パター
ン（U相アームの例）
ン（U相アームの例）
【図８】デッドタイム補償量生成方法説明図
【図９】電流零クロス点付近不感帯位相幅生成方法説明
図
図
【図１０】電流零クロス点付近不感帯位相幅振り分け方
法説明図（U相電流基準）
法説明図（U相電流基準）
【図１１】電流零クロス点付近不感帯位相幅振り分け方
法説明図（各相電流）
法説明図（各相電流）
１…系統電源 ２…高周波リップル電流除去フィルタ ３…交流リアクトル ４…PWMコンバータ ５…平滑コンデンサ ６…負荷又は直流電力発電装置 ７…直流電圧検出器 ８…直流電圧補償器 ９…系統電圧検出器 １０…電源位相検出手段 １１…電流検出器 １２…電流指令発生手段 １３…交流電流発生制御手段 １４…デッドタイム補償信号発生手段 １５…PWM信号発生手段 １６…／dq変換手段 １７…非干渉電流制御手段 １８…dq／UVW変換手段 １９…負荷または直流電源 ２０…不感帯位相幅演算手段 ２１…補償量演算手段 ２２…デッドタイム補償信号発生手段 ２３…電力変換装置（電圧形PWMコンバータ又は電圧形P
WMインバータ） ２４…絶縁トランス Vr…系統電源電圧（R相） ｉr…系統側電流（R相） ｉU…電力変換装置交流側電流（U相） VU…電力変換装置交流側電圧（U相） PWM…PWM信号 Vdｃ…直流電圧 Vdｃ*…直流電圧指令 Iq*…有効パワー分電流指令 Id*…無効パワー分電流指令 ｉ…電力変換装置交流側電流検出信号 Iq…有効パワー分電流検出信号 Id…無効パワー分電流検出信号 ΔV…デッドタイム補償量 ΔVU…デッドタイム補償信号（U相） ΔVV…デッドタイム補償信号（V相） ΔVW…デッドタイム補償信号（W相） VUX…U相電圧指令信号（変調波） VVX…V相電圧指令信号（変調波） VWX…W相電圧指令信号（変調波） VU*…デッドタイム補償後電圧指令信号（U相） VV*…デッドタイム補償後電圧指令信号（V相） VW*…デッドタイム補償後電圧指令信号（W相） θr…系統電源電圧位相（R相） Δθf…高周波リップル電流除去フィルタによる位相遅
れ Δθi…交流電流制御系の位相遅れ Δθif…＝Δθi−Δθf ΔθDT…系統電源位相に対する電力変換装置の交流側電
流の位相遅れ θDT…電力変換装置の電流位相の予測値
WMインバータ） ２４…絶縁トランス Vr…系統電源電圧（R相） ｉr…系統側電流（R相） ｉU…電力変換装置交流側電流（U相） VU…電力変換装置交流側電圧（U相） PWM…PWM信号 Vdｃ…直流電圧 Vdｃ*…直流電圧指令 Iq*…有効パワー分電流指令 Id*…無効パワー分電流指令 ｉ…電力変換装置交流側電流検出信号 Iq…有効パワー分電流検出信号 Id…無効パワー分電流検出信号 ΔV…デッドタイム補償量 ΔVU…デッドタイム補償信号（U相） ΔVV…デッドタイム補償信号（V相） ΔVW…デッドタイム補償信号（W相） VUX…U相電圧指令信号（変調波） VVX…V相電圧指令信号（変調波） VWX…W相電圧指令信号（変調波） VU*…デッドタイム補償後電圧指令信号（U相） VV*…デッドタイム補償後電圧指令信号（V相） VW*…デッドタイム補償後電圧指令信号（W相） θr…系統電源電圧位相（R相） Δθf…高周波リップル電流除去フィルタによる位相遅
れ Δθi…交流電流制御系の位相遅れ Δθif…＝Δθi−Δθf ΔθDT…系統電源位相に対する電力変換装置の交流側電
流の位相遅れ θDT…電力変換装置の電流位相の予測値
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 玉田 勝弘 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内 (72)発明者 井堀 敏 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立ドライブシステムズ内 Ｆターム(参考） 5H006 AA06 CA01 CB01 CB08 CC02 DA04 DB01 DC02 DC04 DC05
Claims (9)
- 【請求項１】交流電源と直流電源の間に設置されるＰＷ
Ｍコンバータにより交流電力と直流電力の相互変換を行
う系統連系用電力変換装置において、 前記直流電源の電圧とその指令値から有効パワー分電流
指令を作成する手段と、前記有効パワー分電流指令の大
きさが所定値以下のときデッドタイム補償量をゼロとす
る手段を備えたことを特徴とする系統連系用電力変換装
置。 - 【請求項２】交流電源と直流電源の間に設置されるＰＷ
Ｍコンバータにより交流電力と直流電力の相互変換を行
う系統連系用電力変換装置において、 前記直流電源の電圧とその指令値から有効パワー分電流
指令を作成する手段と、前記ＰＷＭコンバータのＰＷＭ
信号を作成する変調波のゼロクロス点付近に設けられた
デッドタイム不感帯の幅を前記有効パワー分電流指令が
小さくなるほど大きくなるように変化させる手段を備え
たことを特徴とする系統連系用電力変換装置。 - 【請求項３】交流電源と直流電源の間に設置されるＰＷ
Ｍコンバータにより交流電力と直流電力の相互変換を行
う系統連系用電力変換装置において、 前記直流電源の電圧とその指令値から有効パワー分電流
指令を作成する手段と、前記ＰＷＭコンバータのＰＷＭ
信号を作成する変調波のゼロクロス点付近に設けられた
デッドタイム不感帯の幅を前記有効パワー分電流指令が
小さくなるほど大きくなるように変化させる手段と、前
記有効パワー分電流指令の大きさが所定値以下のときデ
ッドタイム補償量をゼロとする手段を備えたことを特徴
とする系統連系用電力変換装置。 - 【請求項４】交流電源と直流電源の間に設置されるＰＷ
Ｍコンバータにより交流電力と直流電力の相互変換を行
う系統連系用電力変換装置において、 前記直流電力の電圧の指令値と検出値が一致するように
有効パワー分電流指令を出力する手段と、 前記交流電源の電圧位相を検出する手段と、 前記交流電源の電圧位相をもとに前記PWMコンバータの
交流側電流位相を演算する手段と、 前記交流側電流の大きさがほぼ電源力率１で前記有効パ
ワー分電流指令に一致するように変調信号及びPWM信号
を出力する手段と、 前記有効パワー電流指令の大きさをもとにデッドタイム
補償量を変化させる手段と、 前記有効パワー電流指令をもとに前記コンバータ出力電
流のゼロクロス付近をデッドタイム補償に対し不感帯と
する位相幅を決定する不感帯幅設定手段と、 前記交流電流位相の演算値と前記不感帯位相幅から前記
デッドタイム補償量を各相に振り分けるデッドタイム補
償信号発生手段と、 前記デッドタイム補償信号を前記変調信号に加算するか
又はPWM信号のパルス幅に補償パルス幅として加算する
手段を備えたことを特徴とする系統連系用電力変換装
置。 - 【請求項５】請求項４記載の系統連系用電力変換装置に
おいて、 前記系統連系用電力変換装置は、前記PWMコンバータの
直流部に直流電力の供給をうける前記平滑コンデンサを
有し、該直流部に供給された直流電力を交流電力に変換
して前記交流電源側へ送ることを特徴とする系統連系用
電力変換装置。 - 【請求項６】請求項４記載の系統連系用電力変換装置に
おいて、 前記系統連系用電力変換装置は、前記PWMコンバータの
交流部に交流リアクトルを介して前記交流電源に接続さ
れることを特徴とする系統連系用電力変換装置。 - 【請求項７】請求項４記載の系統連系用電力変換装置に
おいて、 前記系統連系用電力変換装置は、前記PWMコンバータの
交流部に交流リアクトル、高周波フィルター、絶縁トラ
ンスを介して前記交流電源に接続されることを特徴とす
る系統連系用電力変換装置。 - 【請求項８】交流電源系統と直流電源系統間に設置され
交流電力と直流電力の相互変換をするＰＷＭコンバータ
と、前記交流電源系統と前記ＰＷＭコンバータの間に接
続されたリアクトルと、前記ＰＷＭコンバータを制御す
る制御回路を備えた系統連系用電力変換装置において、 前記PWMコンバータをPWM制御するPWM制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの前記直流電力の電圧値に基づい
て有効パワー分電流指令を出力する手段と、 前記有効パワー電流指令の大きさに基づいてデッドタイ
ム補償量を演算するデッドタイム補償量演算手段と、 前記有効パワー電流指令の大きさに基づいて前記コンバ
ータ出力電流のゼロクロス点付近の所定位相幅を不感帯
幅として設定する不感帯幅設定手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電力の電圧位相から前記交
流電力の電流位相を演算する電流位相演算手段と、 デッドタイム補償量演算手段と不感帯幅設定手段と電流
位相演算手段の出力に基づいてデッドタイム補償信号を
発生させるデッドタイム補償信号発生手段と、 前記デッドタイム補償信号発生手段の出力で前記PWM制
御手段によるPWM制御されたパルスのデッドタイムを変
化させる手段を備えたことを特徴とする系統連系用電力
変換装置。 - 【請求項９】請求項４乃至請求項９いずれかの系統連系
用電力変換装置において、 前記不感帯幅設定手段で設定される不感帯の位相幅と前
記有効パワー電流指令の関係は、前記有効パワー電流指
令の所定範囲内において前記有効パワー電流指令の大き
さが小さくなる程広くなるように設定されていることを
特徴とする系統連系用電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001071384A JP2002272117A (ja) | 2001-03-14 | 2001-03-14 | 系統連系用電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001071384A JP2002272117A (ja) | 2001-03-14 | 2001-03-14 | 系統連系用電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002272117A true JP2002272117A (ja) | 2002-09-20 |
Family
ID=18929114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001071384A Pending JP2002272117A (ja) | 2001-03-14 | 2001-03-14 | 系統連系用電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002272117A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008234298A (ja) * | 2007-03-20 | 2008-10-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| JP2009095159A (ja) * | 2007-10-10 | 2009-04-30 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| CN102522912A (zh) * | 2012-01-06 | 2012-06-27 | 西安龙腾新能源科技发展有限公司 | 双极性spwm调制方式的自适应死区补偿方法 |
| KR20130021134A (ko) * | 2011-08-22 | 2013-03-05 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터의 전류 제어 장치 |
| JP2015080294A (ja) * | 2013-10-15 | 2015-04-23 | 三菱重工業株式会社 | Ｐｗｍコンバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法並びにｐｗｍインバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法 |
| CN109728761A (zh) * | 2017-10-31 | 2019-05-07 | 日本电产株式会社 | 马达驱动控制装置 |
| CN112701950A (zh) * | 2020-12-30 | 2021-04-23 | 苏州伟创电气科技股份有限公司 | 变频器死区钳位补偿方法以及补偿系统 |
| WO2022264916A1 (ja) * | 2021-06-18 | 2022-12-22 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| KR20230027915A (ko) * | 2021-08-20 | 2023-02-28 | 단국대학교 산학협력단 | 인버터의 데드타임 전향보상 방법 및 장치 |
-
2001
- 2001-03-14 JP JP2001071384A patent/JP2002272117A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008234298A (ja) * | 2007-03-20 | 2008-10-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| JP2009095159A (ja) * | 2007-10-10 | 2009-04-30 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| KR20130021134A (ko) * | 2011-08-22 | 2013-03-05 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터의 전류 제어 장치 |
| KR101639825B1 (ko) | 2011-08-22 | 2016-07-14 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터의 전류 제어 장치 |
| CN102522912A (zh) * | 2012-01-06 | 2012-06-27 | 西安龙腾新能源科技发展有限公司 | 双极性spwm调制方式的自适应死区补偿方法 |
| JP2015080294A (ja) * | 2013-10-15 | 2015-04-23 | 三菱重工業株式会社 | Ｐｗｍコンバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法並びにｐｗｍインバータの制御装置及びそのデッドタイム補償方法 |
| CN109728761A (zh) * | 2017-10-31 | 2019-05-07 | 日本电产株式会社 | 马达驱动控制装置 |
| CN109728761B (zh) * | 2017-10-31 | 2022-05-27 | 日本电产株式会社 | 马达驱动控制装置 |
| CN112701950A (zh) * | 2020-12-30 | 2021-04-23 | 苏州伟创电气科技股份有限公司 | 变频器死区钳位补偿方法以及补偿系统 |
| CN112701950B (zh) * | 2020-12-30 | 2021-11-12 | 苏州伟创电气科技股份有限公司 | 变频器死区钳位补偿方法以及补偿系统 |
| WO2022264916A1 (ja) * | 2021-06-18 | 2022-12-22 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| KR20230027915A (ko) * | 2021-08-20 | 2023-02-28 | 단국대학교 산학협력단 | 인버터의 데드타임 전향보상 방법 및 장치 |
| KR102599349B1 (ko) | 2021-08-20 | 2023-11-06 | 단국대학교 산학협력단 | 인버터의 데드타임 전향보상 방법 및 장치 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20020154526A1 (en) | PWM converter system | |
| US11218107B2 (en) | Control device for power converter | |
| JPH02299471A (ja) | Ｐｗｍコンバータ装置の制御方法 | |
| WO2017119214A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6117039B2 (ja) | 電力変換装置およびエレベーター | |
| JP2002272117A (ja) | 系統連系用電力変換装置 | |
| WO2016031030A1 (ja) | 電力変換装置および車両駆動システム | |
| WO2020105133A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| US8749184B2 (en) | Control apparatus for electric motor | |
| JP3236985B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御装置 | |
| JP3796881B2 (ja) | ３レベルインバータの制御方法とその装置 | |
| JP6358111B2 (ja) | 直列多重インバータ装置 | |
| JP2018174599A (ja) | インバータ装置、空気調和機、インバータ装置の制御方法及びプログラム | |
| JP7196414B2 (ja) | 電動機の制御方法および制御装置 | |
| JP3112386B2 (ja) | 無効電力発生装置 | |
| JPH08256483A (ja) | 中性点クランプ式ｐｗｍ制御型電力変換器の制御装置 | |
| JPH1189250A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH07213067A (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御回路 | |
| JP3598308B2 (ja) | 自励式電力変換装置用ｐｗｍ制御装置 | |
| JP2010226806A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0246173A (ja) | 周波数変換装置 | |
| JPH0515165A (ja) | ３相３線式の中性点クランプ式インバータの制御方法 | |
| EP4213372A1 (en) | Open winding motor driving device | |
| WO2023095319A1 (ja) | 電力変換装置、電力変換システム、及び過電流保護方法 | |
| WO2024042942A1 (ja) | 回転電機の駆動制御装置および駆動制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040820 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20040820 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040820 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20040820 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20060515 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20060515 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061002 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061010 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20070306 |