JPH08256483A - 中性点クランプ式ｐｗｍ制御型電力変換器の制御装置 - Google Patents
中性点クランプ式ｐｗｍ制御型電力変換器の制御装置Info
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- JPH08256483A JPH08256483A JP7057302A JP5730295A JPH08256483A JP H08256483 A JPH08256483 A JP H08256483A JP 7057302 A JP7057302 A JP 7057302A JP 5730295 A JP5730295 A JP 5730295A JP H08256483 A JPH08256483 A JP H08256483A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチング周波数を増加させることなく、
特定高調波を除去し、指令値に等しい基本波成分の電圧
を出力しうる制御装置の提供。 【構成】 交流電圧指令からその振幅を演算する振幅演
算部（２）と、電力変換器の出力電圧の特定の高調波を
低減するための各スイッチング素子のスイッチング角度
を各振幅毎に記憶しているパターンテーブル（４）と、
振幅演算部（２）によって演算された振幅に対応する各
スイッチング素子のスイッチング角度をテーブル（４）
から読出し、その角度に対応する正弦値または余弦値を
出力する変換部（３）と、この変換部（３）によって得
られた正弦値または余弦値を三相交流電圧指令と比較
し、その比較結果に従ってスイッチング素子のためのス
イッチングパターンを生成するパターン演算手段（５）
とを備えた制御装置。
特定高調波を除去し、指令値に等しい基本波成分の電圧
を出力しうる制御装置の提供。 【構成】 交流電圧指令からその振幅を演算する振幅演
算部（２）と、電力変換器の出力電圧の特定の高調波を
低減するための各スイッチング素子のスイッチング角度
を各振幅毎に記憶しているパターンテーブル（４）と、
振幅演算部（２）によって演算された振幅に対応する各
スイッチング素子のスイッチング角度をテーブル（４）
から読出し、その角度に対応する正弦値または余弦値を
出力する変換部（３）と、この変換部（３）によって得
られた正弦値または余弦値を三相交流電圧指令と比較
し、その比較結果に従ってスイッチング素子のためのス
イッチングパターンを生成するパターン演算手段（５）
とを備えた制御装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、各相毎に電圧基準に応
じた電圧をＰＷＭ制御方式に従って出力する中性点クラ
ンプ式ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置に関する。
じた電圧をＰＷＭ制御方式に従って出力する中性点クラ
ンプ式ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】まず中性点クランプ式電力変換器の一構
成例を、図１３を参照して説明する。図１３に示す中性
点クランプ式電力変換器５０は三相ブリッジ型に構成さ
れており、各アームごとに直列接続の２個のスイッチン
グ素子、したがって交流各相毎に直列接続の４個のスイ
ッチング素子を備えている。すなわち、Ｒ相は４個のス
イッチング素子sr1 〜 sr4を、同様にＳ相はスイッチン
グ素子ss1 〜 ss4を、またＴ相はスイッチング素子st1
〜 st4を備えている。これらのスイッチング素子はゲー
トターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）やゲート絶縁型バイ
ポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の自己消弧型素子か
らなっている。また、これらの各スイッチング素子には
個々の素子毎に逆並列に接続されたダイオードＤ１，Ｄ
２，Ｄ３，Ｄ４からなるダイオード５１を備えている。
各相毎に２個のダイオードＤＰおよびＤＮからなる中性
点クランプダイオード５２が備えられている。クランプ
ダイオード５２は各相毎に直列に接続され、正負両アー
ムの各２個のスイッチング素子の中間接続点間にダイオ
ード５１と同一の極性にして接続される。電力変換器５
０の直流端子間には直列接続の２個のコンデンサＣＰお
よびＣＮからなる平滑コンデンサ５３が接続され、その
中間接続点が各相の２個のダイオードＤＰ，ＤＮの中間
接続点にそれぞれ接続されている。電力変換器５０の交
流端子は交流負荷（ＡＣ）５４に接続され、直流端子は
直流負荷（ＤＣ）５５に接続される。
成例を、図１３を参照して説明する。図１３に示す中性
点クランプ式電力変換器５０は三相ブリッジ型に構成さ
れており、各アームごとに直列接続の２個のスイッチン
グ素子、したがって交流各相毎に直列接続の４個のスイ
ッチング素子を備えている。すなわち、Ｒ相は４個のス
イッチング素子sr1 〜 sr4を、同様にＳ相はスイッチン
グ素子ss1 〜 ss4を、またＴ相はスイッチング素子st1
〜 st4を備えている。これらのスイッチング素子はゲー
トターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）やゲート絶縁型バイ
ポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の自己消弧型素子か
らなっている。また、これらの各スイッチング素子には
個々の素子毎に逆並列に接続されたダイオードＤ１，Ｄ
２，Ｄ３，Ｄ４からなるダイオード５１を備えている。
各相毎に２個のダイオードＤＰおよびＤＮからなる中性
点クランプダイオード５２が備えられている。クランプ
ダイオード５２は各相毎に直列に接続され、正負両アー
ムの各２個のスイッチング素子の中間接続点間にダイオ
ード５１と同一の極性にして接続される。電力変換器５
０の直流端子間には直列接続の２個のコンデンサＣＰお
よびＣＮからなる平滑コンデンサ５３が接続され、その
中間接続点が各相の２個のダイオードＤＰ，ＤＮの中間
接続点にそれぞれ接続されている。電力変換器５０の交
流端子は交流負荷（ＡＣ）５４に接続され、直流端子は
直流負荷（ＤＣ）５５に接続される。
【０００３】各相の４個のスイッチング素子に点弧信号
として与えられるゲート信号をそれぞれ、Ｒ相について
は gr1〜gr4 、Ｓ相については gs1〜gs4 、Ｗ相につい
てはgt1〜gt4 とするが、図１３にはＲ相のゲート信号
gr1〜gr4 しか示されていない。
として与えられるゲート信号をそれぞれ、Ｒ相について
は gr1〜gr4 、Ｓ相については gs1〜gs4 、Ｗ相につい
てはgt1〜gt4 とするが、図１３にはＲ相のゲート信号
gr1〜gr4 しか示されていない。
【０００４】次に三角波比較方式のパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）パターンを図１４に示し、その発生原理について説
明する。電圧指令は実際は各相毎に正弦波信号で与えら
れるが、ここではＲ相およびＳ相の電圧指令Ｅr および
Ｅs のみを例示し、それに対応してＲ相およびＳ相並び
にＲ−Ｓ相間の各電圧のＰＷＭパターンについて説明す
る。
Ｍ）パターンを図１４に示し、その発生原理について説
明する。電圧指令は実際は各相毎に正弦波信号で与えら
れるが、ここではＲ相およびＳ相の電圧指令Ｅr および
Ｅs のみを例示し、それに対応してＲ相およびＳ相並び
にＲ−Ｓ相間の各電圧のＰＷＭパターンについて説明す
る。
【０００５】Ｒ相電圧指令Ｅr はそれぞれ同相の正負２
つの搬送三角波Ｔ1 ，Ｔ2 （図示の例では基本波電圧の
９倍の周波数を有する）と比較され、次のアルゴリズム
に従ってＲ相のスイッチング素子sr1 〜 sr4に供給する
ＰＷＭパターンを生成する。なお、三角波Ｔ1 はスイッ
チング素子sr1 ，sr3 のゲート信号gr1 ，gr3 の生成の
ために用いられ、三角波Ｔ2 はスイッチング素子sr2 ，
sr4 のゲート信号gr2，gr4 の生成のために用いられ
る。
つの搬送三角波Ｔ1 ，Ｔ2 （図示の例では基本波電圧の
９倍の周波数を有する）と比較され、次のアルゴリズム
に従ってＲ相のスイッチング素子sr1 〜 sr4に供給する
ＰＷＭパターンを生成する。なお、三角波Ｔ1 はスイッ
チング素子sr1 ，sr3 のゲート信号gr1 ，gr3 の生成の
ために用いられ、三角波Ｔ2 はスイッチング素子sr2 ，
sr4 のゲート信号gr2，gr4 の生成のために用いられ
る。
【０００６】 Ｅr ≧Ｔ1 なら、 gr1：オン、 gr3：オフ …（１ａ） Ｅr ＜Ｔ1 なら、 gr1：オフ、 gr3：オン …（１ｂ） Ｅr ≧Ｔ2 なら、 gr2：オン、 gr4：オフ …（１ｃ） Ｅr ＜Ｔ2 なら、 gr2：オフ、 gr4：オン …（１ｄ） 式（１ａ）〜（１ｄ）に従い、ゲート信号 gr1および g
r2のＡＮＤ論理でＲ相電圧Ｖr の正側のＰＷＭパターン
が決定され、ゲート信号 gr3および gr4のＡＮＤ論理で
Ｒ相電圧Ｖr の負側のＰＷＭパターンが決定される。ま
た、ゲート信号gr2および gr3のＡＮＤ論理でＶr ＝０
となる。すなわち、電力変換器５０の直流端子電圧（す
なわち、直流負荷５５の端子電圧）をＶdcとすれば、次
のようになる。 gr1， gr2がオンのとき、Ｖr ＝＋Ｖdc …（２ａ） gr2， gr3がオンのとき、Ｖr ＝０ …（２ｂ） gr3， gr4がオンのとき、Ｖr ＝−Ｖdc …（２ｃ） 同様にして、Ｒ相電圧Ｖr から、π２／３の位相差をも
ってＳ相の相電圧ＶsのＰＷＭパターンが決定され、さ
らにＶr −Ｖs ＝ＶrsとしてＲ−Ｓ相線間電圧Ｖrsが決
定される。
r2のＡＮＤ論理でＲ相電圧Ｖr の正側のＰＷＭパターン
が決定され、ゲート信号 gr3および gr4のＡＮＤ論理で
Ｒ相電圧Ｖr の負側のＰＷＭパターンが決定される。ま
た、ゲート信号gr2および gr3のＡＮＤ論理でＶr ＝０
となる。すなわち、電力変換器５０の直流端子電圧（す
なわち、直流負荷５５の端子電圧）をＶdcとすれば、次
のようになる。 gr1， gr2がオンのとき、Ｖr ＝＋Ｖdc …（２ａ） gr2， gr3がオンのとき、Ｖr ＝０ …（２ｂ） gr3， gr4がオンのとき、Ｖr ＝−Ｖdc …（２ｃ） 同様にして、Ｒ相電圧Ｖr から、π２／３の位相差をも
ってＳ相の相電圧ＶsのＰＷＭパターンが決定され、さ
らにＶr −Ｖs ＝ＶrsとしてＲ−Ｓ相線間電圧Ｖrsが決
定される。
【０００７】相電圧、たとえばＲ相電圧Ｖr は３レベル
（＋１，０，−１）Ｖdcの階段状波形となり、線間電
圧、たとえばＲ−Ｓ相線間電圧Ｖrsは５レベル（＋２，
＋１，０，−１，−２）Ｖdcの階段状波形となる。
（＋１，０，−１）Ｖdcの階段状波形となり、線間電
圧、たとえばＲ−Ｓ相線間電圧Ｖrsは５レベル（＋２，
＋１，０，−１，−２）Ｖdcの階段状波形となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】以上のＰＷＭ方式を電
力変換器に適用した場合、三角波Ｔ1 ，Ｔ2 の周波数を
Ｍf 、電力変換器５０の出力電圧周波数をＯf とする
と、式（３）に示す電圧高調波成分Ｈrmが発生する。 Ｈrm＝ｋ・Ｍf ±ｍ・Ｏf …（３） ただし、ｋが偶数なら、ｍは奇数 ｋが奇数なら、ｍは偶数である。
力変換器に適用した場合、三角波Ｔ1 ，Ｔ2 の周波数を
Ｍf 、電力変換器５０の出力電圧周波数をＯf とする
と、式（３）に示す電圧高調波成分Ｈrmが発生する。 Ｈrm＝ｋ・Ｍf ±ｍ・Ｏf …（３） ただし、ｋが偶数なら、ｍは奇数 ｋが奇数なら、ｍは偶数である。
【０００９】たとえば、Ｏf ＝５０Ｈz 、Ｍf ＝４５０
Ｈz とすると、図１５（ａ）に線間電圧および同図
（ｂ）に相電流として実波形を示し、図１６（ａ）に線
間電圧および同図（ｂ）に相電流の周波数分析結果を示
すように、ＰＷＭ方式の電力変換器には、５次、７次、
１１次、１３次などの低次の高調波が発生するという問
題があった。
Ｈz とすると、図１５（ａ）に線間電圧および同図
（ｂ）に相電流として実波形を示し、図１６（ａ）に線
間電圧および同図（ｂ）に相電流の周波数分析結果を示
すように、ＰＷＭ方式の電力変換器には、５次、７次、
１１次、１３次などの低次の高調波が発生するという問
題があった。
【００１０】したがって本発明は、スイッチング周波数
すなわち搬送三角波の周波数を増加させることなく、特
定高調波を除去し、指令値に等しい基本波成分の電圧を
出力しうる中性点クランプ式ＰＷＭ制御型電力変換器の
制御装置を提供することを目的とする。
すなわち搬送三角波の周波数を増加させることなく、特
定高調波を除去し、指令値に等しい基本波成分の電圧を
出力しうる中性点クランプ式ＰＷＭ制御型電力変換器の
制御装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明は、各相毎に電圧基準に応じた交流電
圧をＰＷＭ制御方式に従って出力する中性点クランプ式
ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置であって、与えられ
た三相交流電圧指令からその振幅を演算する振幅演算手
段と、電力変換器の出力電圧の特定の高調波を低減する
ための各スイッチング素子のスイッチング角度を各振幅
毎に記憶している記憶手段と、振幅演算手段によって演
算された振幅に対応する各スイッチング素子のスイッチ
ング角度を記憶手段から読出し、その角度に対応する正
弦値または余弦値を出力する変換手段と、この変換手段
によって得られた正弦値または余弦値を三相交流電圧指
令と比較し、その比較結果に従ってスイッチング素子の
ためのスイッチングパターンを生成するスイッチングパ
ターン演算手段とを備えたことを特徴とするものであ
る。
に請求項１の発明は、各相毎に電圧基準に応じた交流電
圧をＰＷＭ制御方式に従って出力する中性点クランプ式
ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置であって、与えられ
た三相交流電圧指令からその振幅を演算する振幅演算手
段と、電力変換器の出力電圧の特定の高調波を低減する
ための各スイッチング素子のスイッチング角度を各振幅
毎に記憶している記憶手段と、振幅演算手段によって演
算された振幅に対応する各スイッチング素子のスイッチ
ング角度を記憶手段から読出し、その角度に対応する正
弦値または余弦値を出力する変換手段と、この変換手段
によって得られた正弦値または余弦値を三相交流電圧指
令と比較し、その比較結果に従ってスイッチング素子の
ためのスイッチングパターンを生成するスイッチングパ
ターン演算手段とを備えたことを特徴とするものであ
る。
【００１２】請求項２の発明は、請求項１に記載の制御
装置において、直交座標上のｄ軸電圧指令およびｑ軸電
圧指令を入力として座標変換により三相交流電圧指令を
生成する座標変換手段を備えたことを特徴とする。
装置において、直交座標上のｄ軸電圧指令およびｑ軸電
圧指令を入力として座標変換により三相交流電圧指令を
生成する座標変換手段を備えたことを特徴とする。
【００１３】請求項３の発明は、各相毎に電圧基準に応
じた交流電圧をＰＷＭ制御方式に従って出力する中性点
クランプ式ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置であっ
て、直交座標上のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入
力としてその振幅および位相からなるベクトルに変換す
るベクトル演算手段と、電力変換器の出力電圧の特定の
高調波を低減するための各スイッチング素子のスイッチ
ング角度を各振幅値毎に記憶している記憶手段と、ベク
トル演算手段によって演算された振幅に対応する特定の
高調波を低減するためのスイッチング角度を記憶手段か
ら読出すスイッチング角読出し手段と、ベクトル演算手
段によって得られた位相に基づいて交流各相電圧の位相
を演算する位相演算手段と、この位相演算手段によって
得られた位相をスイッチング角読出し手段によって読出
されたスイッチング角度と比較し、その比較結果に従っ
てスイッチング素子のためのスイッチングパターンを生
成するスイッチングパターン演算手段とを備えたことを
特徴とする。
じた交流電圧をＰＷＭ制御方式に従って出力する中性点
クランプ式ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置であっ
て、直交座標上のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入
力としてその振幅および位相からなるベクトルに変換す
るベクトル演算手段と、電力変換器の出力電圧の特定の
高調波を低減するための各スイッチング素子のスイッチ
ング角度を各振幅値毎に記憶している記憶手段と、ベク
トル演算手段によって演算された振幅に対応する特定の
高調波を低減するためのスイッチング角度を記憶手段か
ら読出すスイッチング角読出し手段と、ベクトル演算手
段によって得られた位相に基づいて交流各相電圧の位相
を演算する位相演算手段と、この位相演算手段によって
得られた位相をスイッチング角読出し手段によって読出
されたスイッチング角度と比較し、その比較結果に従っ
てスイッチング素子のためのスイッチングパターンを生
成するスイッチングパターン演算手段とを備えたことを
特徴とする。
【００１４】請求項４の発明は、請求項１ないし３のい
ずれかに記載の制御装置において、電力変換器のスイッ
チング素子の短絡防止用に設定された点弧信号に対する
デッドタイムの影響による電圧歪を除去するために、ス
イッチングパターン演算手段から出力されるパターン信
号のパルス幅を補正する補償制御手段を備えたことを特
徴とする。
ずれかに記載の制御装置において、電力変換器のスイッ
チング素子の短絡防止用に設定された点弧信号に対する
デッドタイムの影響による電圧歪を除去するために、ス
イッチングパターン演算手段から出力されるパターン信
号のパルス幅を補正する補償制御手段を備えたことを特
徴とする。
【００１５】請求項５の発明は、請求項４に記載の制御
装置において、補償制御手段は、各相の電圧指令と各相
の電流指令または各相の電流指令値の符号を検出する符
号検出手段と、この符号検出手段によって検出された符
号からパルスの立上がりまたは立下がりのタイミングを
調整するタイミング調整手段とからなっていることを特
徴とする。
装置において、補償制御手段は、各相の電圧指令と各相
の電流指令または各相の電流指令値の符号を検出する符
号検出手段と、この符号検出手段によって検出された符
号からパルスの立上がりまたは立下がりのタイミングを
調整するタイミング調整手段とからなっていることを特
徴とする。
【００１６】請求項６の発明は、請求項４に記載の制御
装置において、補償制御手段は、各相の電圧指令と各相
の電流指令または各相の電流指令値の符号を検出する符
号検出手段と、この符号検出手段によって検出された符
号からパルスの立上がりおよび立下がりのタイミングを
同時に調整するタイミング調整手段とを備えていること
を特徴とする。
装置において、補償制御手段は、各相の電圧指令と各相
の電流指令または各相の電流指令値の符号を検出する符
号検出手段と、この符号検出手段によって検出された符
号からパルスの立上がりおよび立下がりのタイミングを
同時に調整するタイミング調整手段とを備えていること
を特徴とする。
【００１７】
【作用】請求項１ないし３の発明によれば、スイッチン
グ周波数に変更を加えたりすることなく、電力変換器の
出力電圧の特定の高調波を低減しつつ電圧指令に等しい
基本波電圧を出力することができる。
グ周波数に変更を加えたりすることなく、電力変換器の
出力電圧の特定の高調波を低減しつつ電圧指令に等しい
基本波電圧を出力することができる。
【００１８】請求項４ないし６の発明によれば、電力変
換器にデッドタイムが存在する場合であっても、電力変
換器のデッドタイムの影響による電圧歪を除去し、理想
電圧に等しい出力電圧を確保することができる。
換器にデッドタイムが存在する場合であっても、電力変
換器のデッドタイムの影響による電圧歪を除去し、理想
電圧に等しい出力電圧を確保することができる。
【００１９】
【実施例】以下、図面を参照しながら本発明を実施例に
ついて詳細に説明する。
ついて詳細に説明する。
【００２０】第１の実施例 図１および図２を参照して請求項１，２の発明の実施例
について説明する。図１はこの実施例による制御装置の
ブロック図であって、座標変換部１、振幅演算部２、正
弦値変換部３、パターンテーブル４、スイッチングパタ
ーン演算部５およびゲートパターン演算部６を備えてい
る。
について説明する。図１はこの実施例による制御装置の
ブロック図であって、座標変換部１、振幅演算部２、正
弦値変換部３、パターンテーブル４、スイッチングパタ
ーン演算部５およびゲートパターン演算部６を備えてい
る。
【００２１】座標変換部１は図示されていない設定指令
部から直流信号の形で与えられる直交座標（ｄ−ｑ軸座
標）上のｄ軸電圧指令Ｅd およびｑ軸電圧指令Ｅq を三
相電圧指令Ｅr ，Ｅs ，Ｅt に変換し出力する。振幅演
算部２は座標変換部１から出力された三相電圧指令Ｅr
，Ｅs ，Ｅt から次式に従って電圧振幅Ｅp を演算す
る。 Ｅp ＝（２／３）（Ｅr 2 ＋Ｅs 2 ＋Ｅt 2 ）1/2 …（４） 正弦値変換部３は振幅演算部２によって算出された電圧
振幅Ｅp に基づいて、それに対応する特定の高調波を低
減するためのスイッチング角度群φをパターンテーブル
４から読み出し、それらの正弦値sin φ（＝sin α，si
n β，…）を演算し出力する。
部から直流信号の形で与えられる直交座標（ｄ−ｑ軸座
標）上のｄ軸電圧指令Ｅd およびｑ軸電圧指令Ｅq を三
相電圧指令Ｅr ，Ｅs ，Ｅt に変換し出力する。振幅演
算部２は座標変換部１から出力された三相電圧指令Ｅr
，Ｅs ，Ｅt から次式に従って電圧振幅Ｅp を演算す
る。 Ｅp ＝（２／３）（Ｅr 2 ＋Ｅs 2 ＋Ｅt 2 ）1/2 …（４） 正弦値変換部３は振幅演算部２によって算出された電圧
振幅Ｅp に基づいて、それに対応する特定の高調波を低
減するためのスイッチング角度群φをパターンテーブル
４から読み出し、それらの正弦値sin φ（＝sin α，si
n β，…）を演算し出力する。
【００２２】パターンテーブル４は、電圧振幅Ｅp の種
々の値に対応させて特定の高調波を低減するためのスイ
ッチング角度群φ（＝α，β，γ，δ，ε，…）につい
て予め演算された結果を、電圧振幅Ｅp とそれに対応す
るスイッチング角度テーブルとして予め記憶しているも
のである。以下、最終的にパルス列として得たいＲ相の
出力電圧Ｖr （図２参照）を半周期区間でフーリエ変換
する。ここで電圧Ｖrは式（８）に示すパルス列であ
り、次の値をとる。なお、θは電圧Ｖr の位相角であ
る。 ０≦θ＜α ，π−α＜θ≦２π のとき、Ｖr ＝０ …（５ａ） α≦θ＜β ，π−β＜θ≦π−α のとき、Ｖr ＝１ …（５ｂ） β≦θ＜γ ，π−γ＜θ≦π−β のとき、Ｖr ＝０ …（５ｃ） γ≦θ＜δ ，π−δ＜θ≦π−γ のとき、Ｖr ＝１ …（５ｄ） δ≦θ＜ε ，π−ε＜θ≦π−δ のとき、Ｖr ＝０ …（５ｅ） ε≦θ＜π−ε のとき、Ｖr ＝１ …（５ｆ） ｎ次の高調波Ｆ（ｎ）は、直流電圧をＶdcとすれば、
（６）式で表すことができる。 Ｆ（ｎ）＝｛４Ｖdc／（ｎπ）｝｛ cos nα− cos nβ＋ cos nγ − cos nδ＋ cos nε｝ …（６） （ただし、 n＝１，６ｋ±１；ｋ＝１，２，…） このパルスパターンでは５つの角度を指定することがで
きることから、自由度を５つ持つことになる。この５つ
の自由度のうちの４つを高調波除去のために使用し、残
りの１つを基本波を発生するために使用する。この目的
を達成するために、次に示す２式を連立方程式としてそ
の解を求める。 Ｆ（１）＝Ｖ1 …（７ａ） Ｆ（ｗ）＝Ｆ（ｘ）＝Ｆ（ｙ）＝Ｆ（ｚ）＝０ …（７ｂ） ここでＶ1 は基本波の電圧値、Ｆ（ｗ）〜Ｆ（ｚ）はそ
れぞれ除去するｗ次〜ｚ次の高調波成分の値である。
々の値に対応させて特定の高調波を低減するためのスイ
ッチング角度群φ（＝α，β，γ，δ，ε，…）につい
て予め演算された結果を、電圧振幅Ｅp とそれに対応す
るスイッチング角度テーブルとして予め記憶しているも
のである。以下、最終的にパルス列として得たいＲ相の
出力電圧Ｖr （図２参照）を半周期区間でフーリエ変換
する。ここで電圧Ｖrは式（８）に示すパルス列であ
り、次の値をとる。なお、θは電圧Ｖr の位相角であ
る。 ０≦θ＜α ，π−α＜θ≦２π のとき、Ｖr ＝０ …（５ａ） α≦θ＜β ，π−β＜θ≦π−α のとき、Ｖr ＝１ …（５ｂ） β≦θ＜γ ，π−γ＜θ≦π−β のとき、Ｖr ＝０ …（５ｃ） γ≦θ＜δ ，π−δ＜θ≦π−γ のとき、Ｖr ＝１ …（５ｄ） δ≦θ＜ε ，π−ε＜θ≦π−δ のとき、Ｖr ＝０ …（５ｅ） ε≦θ＜π−ε のとき、Ｖr ＝１ …（５ｆ） ｎ次の高調波Ｆ（ｎ）は、直流電圧をＶdcとすれば、
（６）式で表すことができる。 Ｆ（ｎ）＝｛４Ｖdc／（ｎπ）｝｛ cos nα− cos nβ＋ cos nγ − cos nδ＋ cos nε｝ …（６） （ただし、 n＝１，６ｋ±１；ｋ＝１，２，…） このパルスパターンでは５つの角度を指定することがで
きることから、自由度を５つ持つことになる。この５つ
の自由度のうちの４つを高調波除去のために使用し、残
りの１つを基本波を発生するために使用する。この目的
を達成するために、次に示す２式を連立方程式としてそ
の解を求める。 Ｆ（１）＝Ｖ1 …（７ａ） Ｆ（ｗ）＝Ｆ（ｘ）＝Ｆ（ｙ）＝Ｆ（ｚ）＝０ …（７ｂ） ここでＶ1 は基本波の電圧値、Ｆ（ｗ）〜Ｆ（ｚ）はそ
れぞれ除去するｗ次〜ｚ次の高調波成分の値である。
【００２３】（７ａ），（７ｂ）式の連立方程式の解を
α，β，γ，δ，εとしてパターンテーブル４に蓄え
る。
α，β，γ，δ，εとしてパターンテーブル４に蓄え
る。
【００２４】スイッチングパターン演算部５は、座標変
換部１によって得られた三相電圧指令Ｅr ，Ｅs ，Ｅt
（これらをＥx と総称し、ｘ＝ｒ，ｓ，ｔとする）およ
び正弦値変換部３によって得られた正弦値sin φとを比
較し、次のロジックに従い各相１対のスイッチングパタ
ーン信号grp ，grn ；gsp ，gsn ；gtp ，gtn を求め出
力する。なお、必要に応じて、これらのスイッチングパ
ターン信号を各相共通にgxp ，gxn （ただし、ｘ＝ｒ，
ｓ，ｔ）と総称することもある。次のロジックはスイッ
チング角度群φとして５つのスイッチング角度を指定し
た場合について演算する例である。 ０≦Ｅx ＜πの領域において： sin α＜Ｅx ＜sin β のとき、gxp オン、gxn オフ …（８ａ） sin γ＜Ｅx ＜sin δ のとき、gxp オン、gxn オフ …（８ｂ） sin ε＜Ｅx のとき、gxp オン、gxn オフ …（８ｃ） 上記の期間以外のとき、 gxp オフ、gxn オフ …（８ｄ） π≦Ｅx ＜２πの領域において： −sin α＞Ｅx ＞−sin β のとき、gxn オン、gxp オフ …（９ａ） −sin γ＞Ｅx ＞−sin δ のとき、gxn オン、gxp オフ …（９ｂ） −sin ε＞Ｅx のとき、gxn オン、gxp オフ …（９ｃ） 上記の期間以外のとき、 gxn オフ、gxp オフ …（９ｄ） 上記の演算は、ｘ＝ｒ，ｓ，ｔとして、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相
電圧Ｅr ，Ｅs ，Ｅtについて行う。
換部１によって得られた三相電圧指令Ｅr ，Ｅs ，Ｅt
（これらをＥx と総称し、ｘ＝ｒ，ｓ，ｔとする）およ
び正弦値変換部３によって得られた正弦値sin φとを比
較し、次のロジックに従い各相１対のスイッチングパタ
ーン信号grp ，grn ；gsp ，gsn ；gtp ，gtn を求め出
力する。なお、必要に応じて、これらのスイッチングパ
ターン信号を各相共通にgxp ，gxn （ただし、ｘ＝ｒ，
ｓ，ｔ）と総称することもある。次のロジックはスイッ
チング角度群φとして５つのスイッチング角度を指定し
た場合について演算する例である。 ０≦Ｅx ＜πの領域において： sin α＜Ｅx ＜sin β のとき、gxp オン、gxn オフ …（８ａ） sin γ＜Ｅx ＜sin δ のとき、gxp オン、gxn オフ …（８ｂ） sin ε＜Ｅx のとき、gxp オン、gxn オフ …（８ｃ） 上記の期間以外のとき、 gxp オフ、gxn オフ …（８ｄ） π≦Ｅx ＜２πの領域において： −sin α＞Ｅx ＞−sin β のとき、gxn オン、gxp オフ …（９ａ） −sin γ＞Ｅx ＞−sin δ のとき、gxn オン、gxp オフ …（９ｂ） −sin ε＞Ｅx のとき、gxn オン、gxp オフ …（９ｃ） 上記の期間以外のとき、 gxn オフ、gxp オフ …（９ｄ） 上記の演算は、ｘ＝ｒ，ｓ，ｔとして、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相
電圧Ｅr ，Ｅs ，Ｅtについて行う。
【００２５】ゲートパターン演算部６はスイッチングパ
ターン演算部５によって求められたスイッチングパター
ン信号grp ，grn ；gsp ，gsn ；gtp ，gtn に基づいて
各相毎に４組のゲート信号gr1 〜gr4 ；gs1 〜gs4 ；gt
1 〜gt4 を次のロジックに従って生成し、それを電力変
換器５の各相４個のスイッチング素子に供給する。な
お、右辺において、オペランドの前に付した符号“Ｎ”
は反転（ＮＯＴ）の意味を示すものとする。ここでも、
これらのゲート信号を各相共通に gx1〜gx4 （ただし、
ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ）と総称することがあるものとする（図
２参照）。 gx1＝gxp …（１０ａ） gx2＝Ｎgxp …（１０ｂ） gx3＝Ｎgxn …（１０ｃ） gx4＝gxn …（１０ｄ） （ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ） 図２は以上述べた一連の過程に係る各信号の相互関係を
Ｒ相について示したものであり、最下段に最終的に得ら
れるＲ相の出力電圧Ｖr を示す。
ターン演算部５によって求められたスイッチングパター
ン信号grp ，grn ；gsp ，gsn ；gtp ，gtn に基づいて
各相毎に４組のゲート信号gr1 〜gr4 ；gs1 〜gs4 ；gt
1 〜gt4 を次のロジックに従って生成し、それを電力変
換器５の各相４個のスイッチング素子に供給する。な
お、右辺において、オペランドの前に付した符号“Ｎ”
は反転（ＮＯＴ）の意味を示すものとする。ここでも、
これらのゲート信号を各相共通に gx1〜gx4 （ただし、
ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ）と総称することがあるものとする（図
２参照）。 gx1＝gxp …（１０ａ） gx2＝Ｎgxp …（１０ｂ） gx3＝Ｎgxn …（１０ｃ） gx4＝gxn …（１０ｄ） （ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ） 図２は以上述べた一連の過程に係る各信号の相互関係を
Ｒ相について示したものであり、最下段に最終的に得ら
れるＲ相の出力電圧Ｖr を示す。
【００２６】以上述べた実施例によれば、パターンテー
ブル４の記憶内容に従い、スイッチング周波数に変更を
加えたりすることなく、電力変換器５０の出力電圧の特
定の高調波を低減しつつ電圧指令Ｅd ，Ｅq に等しい基
本波電圧を出力することができる。
ブル４の記憶内容に従い、スイッチング周波数に変更を
加えたりすることなく、電力変換器５０の出力電圧の特
定の高調波を低減しつつ電圧指令Ｅd ，Ｅq に等しい基
本波電圧を出力することができる。
【００２７】第２の実施例 図３および図４を参照して請求項３の発明の実施例につ
いて説明する。図３はこの実施例による制御装置のブロ
ック図であって、図１のものと同一ブロックには同一符
号を付している。この実施例は、図１の制御装置から座
標変換部１および振幅演算部２、正弦値変換部３および
スイッチングパターン演算部５を除去し、その代わりベ
クトル演算部１１、位相演算部１２、スイッチング角読
出し部１３およびスイッチングパターン演算部１５を新
たに設けたものに相当する。パターンテーブル４および
ゲートパターン演算部６には変わりがない。
いて説明する。図３はこの実施例による制御装置のブロ
ック図であって、図１のものと同一ブロックには同一符
号を付している。この実施例は、図１の制御装置から座
標変換部１および振幅演算部２、正弦値変換部３および
スイッチングパターン演算部５を除去し、その代わりベ
クトル演算部１１、位相演算部１２、スイッチング角読
出し部１３およびスイッチングパターン演算部１５を新
たに設けたものに相当する。パターンテーブル４および
ゲートパターン演算部６には変わりがない。
【００２８】ベクトル演算部１１は直交座標上のｄ軸電
圧指令Ｅd およびｑ軸電圧指令Ｅq並びに電源電圧に同
期した位相角θ0 に基づいて、電圧振幅Ｅp およびベク
トル角θ0 ＋Δθを演算し出力する。ここで、Δθは次
式から導出される電圧ベクトル角である。 Δθ＝tan -1（Ｅq ／Ｅd ） …（１１） スイッチング角読出し部１３はベクトル演算部１１によ
って算出された電圧振幅Ｅp に基づいて、それに対応す
る特定の高調波を低減するためのスイッチング角度群φ
をパターンテーブル４から読み出し、それらをスイッチ
ングパターン演算部１５へ送出する。
圧指令Ｅd およびｑ軸電圧指令Ｅq並びに電源電圧に同
期した位相角θ0 に基づいて、電圧振幅Ｅp およびベク
トル角θ0 ＋Δθを演算し出力する。ここで、Δθは次
式から導出される電圧ベクトル角である。 Δθ＝tan -1（Ｅq ／Ｅd ） …（１１） スイッチング角読出し部１３はベクトル演算部１１によ
って算出された電圧振幅Ｅp に基づいて、それに対応す
る特定の高調波を低減するためのスイッチング角度群φ
をパターンテーブル４から読み出し、それらをスイッチ
ングパターン演算部１５へ送出する。
【００２９】位相演算部１２は、ベクトル演算部１１に
よって算出されたベクトル角θ0 ＋Δθを用いて各相の
電圧位相角θr ，θs ，θt を次式により演算する。 θr ＝θ0 ＋Δθ …（１２ａ） θs ＝θ0 ＋Δθ−２π／３ …（１２ｂ） θt ＝θ0 ＋Δθ＋２π／３ …（１２ｃ） スイッチング角読出し部１３はベクトル演算部１１によ
って算出された電圧振幅Ｅp に基づいて、それに対応す
る特定の高調波を低減するためのスイッチング角度群φ
（＝α，β，γ，δ，ε…）をパターンテーブル４から
読み出し、それらをスイッチングパターン演算部１５に
送出する（図４参照）。
よって算出されたベクトル角θ0 ＋Δθを用いて各相の
電圧位相角θr ，θs ，θt を次式により演算する。 θr ＝θ0 ＋Δθ …（１２ａ） θs ＝θ0 ＋Δθ−２π／３ …（１２ｂ） θt ＝θ0 ＋Δθ＋２π／３ …（１２ｃ） スイッチング角読出し部１３はベクトル演算部１１によ
って算出された電圧振幅Ｅp に基づいて、それに対応す
る特定の高調波を低減するためのスイッチング角度群φ
（＝α，β，γ，δ，ε…）をパターンテーブル４から
読み出し、それらをスイッチングパターン演算部１５に
送出する（図４参照）。
【００３０】スイッチングパターン演算部１５は入力さ
れたスイッチング角度群φに基づき次のロジックに従っ
て各相１対のスイッチングパターン信号gxp ，gxn （gr
p ，grn ；gsp ，gsn ；gtp ，gtn ）を演算し出力する
（図４参照）。ここでも、５つのスイッチング角度群θ
x （ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ）を指定した場合を例示する。 ０≦θx ＜πの領域において： α＜θx ＜β のとき、 gxp オン、gxn オフ …（１３ａ） γ＜θx ＜δ のとき、 gxp オン、gxn オフ …（１３ｂ） ε＜θx ＜π−εのとき、gxp オン、gxn オフ …（１３ｃ） π−δ＜θx ＜π−γのとき、gxp オン、gxn オフ …（１３ｄ） π−β＜θx ＜π−αのとき、gxp オン、gxn オフ …（１３ｅ） 上記の期間以外のとき、 gxp オフ、gxn オフ …（１３ｆ） π≦θx ＜２πの領域において： π＋α＜θx ＜π＋β のとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ａ） π＋γ＜θx ＜π＋δ のとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ｂ） π＋ε＜θx ＜２π−ε のとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ｃ） ２π−δ＜θx ＜２π−γのとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ｄ） ２π−β＜θx ＜２π−αのとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ｅ） 上記の期間以外のとき、 gxn オフ、gxp オフ …（１４ｆ） 上記の演算は、ｘ＝ｒ，ｓ，ｔとして、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相
電圧Ｅr ，Ｅs ，Ｅtの位相角について行う。
れたスイッチング角度群φに基づき次のロジックに従っ
て各相１対のスイッチングパターン信号gxp ，gxn （gr
p ，grn ；gsp ，gsn ；gtp ，gtn ）を演算し出力する
（図４参照）。ここでも、５つのスイッチング角度群θ
x （ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ）を指定した場合を例示する。 ０≦θx ＜πの領域において： α＜θx ＜β のとき、 gxp オン、gxn オフ …（１３ａ） γ＜θx ＜δ のとき、 gxp オン、gxn オフ …（１３ｂ） ε＜θx ＜π−εのとき、gxp オン、gxn オフ …（１３ｃ） π−δ＜θx ＜π−γのとき、gxp オン、gxn オフ …（１３ｄ） π−β＜θx ＜π−αのとき、gxp オン、gxn オフ …（１３ｅ） 上記の期間以外のとき、 gxp オフ、gxn オフ …（１３ｆ） π≦θx ＜２πの領域において： π＋α＜θx ＜π＋β のとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ａ） π＋γ＜θx ＜π＋δ のとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ｂ） π＋ε＜θx ＜２π−ε のとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ｃ） ２π−δ＜θx ＜２π−γのとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ｄ） ２π−β＜θx ＜２π−αのとき、gxn オン、gxp オフ …（１４ｅ） 上記の期間以外のとき、 gxn オフ、gxp オフ …（１４ｆ） 上記の演算は、ｘ＝ｒ，ｓ，ｔとして、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相
電圧Ｅr ，Ｅs ，Ｅtの位相角について行う。
【００３１】ゲートパターン演算部６は、第１の実施例
の場合と同様に、スイッチングパターン演算部１５によ
って求められたスイッチングパターン信号grp ，grn ；
gsp，gsn ；gtp ，gtn に基づいて各相毎に４組のゲー
ト信号gr1 〜gr4 ；gs1 〜gs4 ；gt1 〜gt4 を（１０
ａ）〜（１０ｄ）式に従って生成し、それを電力変換器
５０の各相４個のスイッチング素子に供給する。
の場合と同様に、スイッチングパターン演算部１５によ
って求められたスイッチングパターン信号grp ，grn ；
gsp，gsn ；gtp ，gtn に基づいて各相毎に４組のゲー
ト信号gr1 〜gr4 ；gs1 〜gs4 ；gt1 〜gt4 を（１０
ａ）〜（１０ｄ）式に従って生成し、それを電力変換器
５０の各相４個のスイッチング素子に供給する。
【００３２】図４は以上述べた一連の過程に係る各信号
の相互関係をＲ相について示したものであり、最下段に
最終的に得られるＲ相の出力電圧Ｖr を示す。この実施
例においても電力変換器５０の出力電圧の特定の高調波
を低減しつつ電圧指令に等しい基本波電圧を出力するこ
とができる。
の相互関係をＲ相について示したものであり、最下段に
最終的に得られるＲ相の出力電圧Ｖr を示す。この実施
例においても電力変換器５０の出力電圧の特定の高調波
を低減しつつ電圧指令に等しい基本波電圧を出力するこ
とができる。
【００３３】第３の実施例 第３の実施例の説明に先立って、その背景となる事象に
ついて説明しておく。図５（ａ）〜（ｅ）は本発明を適
用する中性点クランプ式電力変換器のゲート信号と変換
器の動作モードについて説明するための説明図である。
各モードは電流の通流方向によりさらに２つのモードに
分けられる。また、電流方向については直流側から交流
側へ流れる電流方向を正とする。図にはＲ相のスイッチ
ング素子sr1 〜 sr4とそれらに対応するゲート信号gr1
〜 gr4のみを例示している。
ついて説明しておく。図５（ａ）〜（ｅ）は本発明を適
用する中性点クランプ式電力変換器のゲート信号と変換
器の動作モードについて説明するための説明図である。
各モードは電流の通流方向によりさらに２つのモードに
分けられる。また、電流方向については直流側から交流
側へ流れる電流方向を正とする。図にはＲ相のスイッチ
ング素子sr1 〜 sr4とそれらに対応するゲート信号gr1
〜 gr4のみを例示している。
【００３４】（ａ）モード１：素子sr1 ，sr2 がオンの
状態 電流が正の場合には、直流正端子Ｐ＋、素子sr1 ，sr2
、交流Ｒ相端子ＰＯのルートで電流が流れ、端子ＰＯ
の電圧は正端子Ｐ＋の電圧（＋Ｖdc）にクランプされ
る。電流が負の場合には、端子ＰＯ、ダイオードＤ２，
Ｄ１、端子Ｐ＋のルートで電流が流れ、端子ＰＯの電圧
は正端子Ｐ＋の電圧にクランプされる。
状態 電流が正の場合には、直流正端子Ｐ＋、素子sr1 ，sr2
、交流Ｒ相端子ＰＯのルートで電流が流れ、端子ＰＯ
の電圧は正端子Ｐ＋の電圧（＋Ｖdc）にクランプされ
る。電流が負の場合には、端子ＰＯ、ダイオードＤ２，
Ｄ１、端子Ｐ＋のルートで電流が流れ、端子ＰＯの電圧
は正端子Ｐ＋の電圧にクランプされる。
【００３５】（ｂ）モード２：素子sr1 ，sr3 がオフ、
素子sr2 がオンの状態 電流が正の場合には、直流中性点ＮＰ、ダイオードＤ
Ｐ、素子sr2 、交流端子ＰＯのルートで電流が流れ、端
子ＰＯの電圧は中性点ＮＰの電圧（ゼロ電圧）にクラン
プされる。電流が負の場合には、端子ＰＯ、ダイオード
Ｄ２，Ｄ１、端子Ｐ＋のルートで電流が流れ、端子ＰＯ
の電圧は正端子Ｐ＋の電圧にクランプされる。
素子sr2 がオンの状態 電流が正の場合には、直流中性点ＮＰ、ダイオードＤ
Ｐ、素子sr2 、交流端子ＰＯのルートで電流が流れ、端
子ＰＯの電圧は中性点ＮＰの電圧（ゼロ電圧）にクラン
プされる。電流が負の場合には、端子ＰＯ、ダイオード
Ｄ２，Ｄ１、端子Ｐ＋のルートで電流が流れ、端子ＰＯ
の電圧は正端子Ｐ＋の電圧にクランプされる。
【００３６】（ｃ）モード３：素子sr2 ，sr3 がオンの
状態 電流が正の場合には、直流中性点ＮＰ、ダイオードＤ
Ｐ、素子sr2 、端子ＰＯのルートで電流が流れ、端子Ｐ
Ｏの電圧は中性点ＮＰの電圧（ゼロ電圧）にクランプさ
れる。電流が負の場合には、端子ＰＯ、素子sr3 、ダイ
オードＤＮ、端子ＮＰのルートで電流が流れ、端子ＰＯ
の電圧は端子ＮＰの電圧にクランプされる。
状態 電流が正の場合には、直流中性点ＮＰ、ダイオードＤ
Ｐ、素子sr2 、端子ＰＯのルートで電流が流れ、端子Ｐ
Ｏの電圧は中性点ＮＰの電圧（ゼロ電圧）にクランプさ
れる。電流が負の場合には、端子ＰＯ、素子sr3 、ダイ
オードＤＮ、端子ＮＰのルートで電流が流れ、端子ＰＯ
の電圧は端子ＮＰの電圧にクランプされる。
【００３７】（ｄ）モード４：素子sr2 ，sr4 がオフ、
素子sr3 がオンの状態 電流が正の場合には、直流負端子Ｐ−、ダイオードＤ
４，Ｄ３、端子ＰＯのルートで電流が流れ、端子ＰＯの
電圧は負端子Ｐ−の電圧（−Ｖdc）にクランプされる。
電流が負の場合には、端子ＰＯ、素子sr3 、ダイオード
ＤＮ、端子ＮＰのルートで電流が流れ、端子ＰＯの電圧
は端子ＮＰの電圧にクランプされる。
素子sr3 がオンの状態 電流が正の場合には、直流負端子Ｐ−、ダイオードＤ
４，Ｄ３、端子ＰＯのルートで電流が流れ、端子ＰＯの
電圧は負端子Ｐ−の電圧（−Ｖdc）にクランプされる。
電流が負の場合には、端子ＰＯ、素子sr3 、ダイオード
ＤＮ、端子ＮＰのルートで電流が流れ、端子ＰＯの電圧
は端子ＮＰの電圧にクランプされる。
【００３８】（ｅ）モード５：素子sr3 ，sr4 がオンの
状態 電流が正の場合には、直流負端子Ｐ−、ダイオードＤ
４，Ｄ３、端子ＰＯのルートで電流が流れ、端子ＰＯの
電圧は負端子Ｐ−の電圧（−Ｖdc）にクランプされる。
電流が負の場合には、端子ＰＯ、素子sr3 ，sr4 、端子
Ｐ−のルートで電流が流れ、端子ＰＯの電圧は正端子Ｐ
−の電圧にクランプされる。
状態 電流が正の場合には、直流負端子Ｐ−、ダイオードＤ
４，Ｄ３、端子ＰＯのルートで電流が流れ、端子ＰＯの
電圧は負端子Ｐ−の電圧（−Ｖdc）にクランプされる。
電流が負の場合には、端子ＰＯ、素子sr3 ，sr4 、端子
Ｐ−のルートで電流が流れ、端子ＰＯの電圧は正端子Ｐ
−の電圧にクランプされる。
【００３９】上記モード１〜５のうち、モード２とモー
ド４はデッドタイム期間である。モード２とモード４は
電流の方向によりクランプされる端子電圧が異なってく
る。これが出力電圧に歪を生ずる原因となる。
ド４はデッドタイム期間である。モード２とモード４は
電流の方向によりクランプされる端子電圧が異なってく
る。これが出力電圧に歪を生ずる原因となる。
【００４０】図６に請求項１〜３による第１および第２
の実施例に従って作成されたパルスパターンに上記デッ
ドタイムＤが存在する場合の中性点クランプ式電力変換
器のゲート信号および出力電圧の一例を示す。デッドタ
イムＤ期間（信号gr1 〜 gr4の網掛け部）の電流の向き
により、理想電圧Ｖr に対し実際の出力電圧Ｖr ′は歪
んだ電圧波形をしている。歪電圧成分はｄＶr として示
す電圧波形となる。
の実施例に従って作成されたパルスパターンに上記デッ
ドタイムＤが存在する場合の中性点クランプ式電力変換
器のゲート信号および出力電圧の一例を示す。デッドタ
イムＤ期間（信号gr1 〜 gr4の網掛け部）の電流の向き
により、理想電圧Ｖr に対し実際の出力電圧Ｖr ′は歪
んだ電圧波形をしている。歪電圧成分はｄＶr として示
す電圧波形となる。
【００４１】次に図７を参照して請求項４の発明の実施
例について説明する。この実施例は上記デッドタイムに
よる歪電圧成分ｄＶr を補償するために、第１の実施例
（図１）に対して、極性演算部２１および補償値演算部
２２によって各相毎の補償値ｄｘ（ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ）を
演算し、それにより、スイッチングパターン演算部５で
演算されたスイッチングパターン信号gxp ，gxn にパル
ス幅補正部２３において補正を加えるようにしたもので
ある。つまり、この実施例は図６における歪電圧成分ｄ
Ｖr を電圧指令および電流指令の極性比較によってデッ
ドタイムＤ期間として抽出演算し、それにより実際出力
電圧Ｖr ′を補正しそれを理想電圧Ｖrに等しくしよう
とするものである。
例について説明する。この実施例は上記デッドタイムに
よる歪電圧成分ｄＶr を補償するために、第１の実施例
（図１）に対して、極性演算部２１および補償値演算部
２２によって各相毎の補償値ｄｘ（ｘ＝ｒ，ｓ，ｔ）を
演算し、それにより、スイッチングパターン演算部５で
演算されたスイッチングパターン信号gxp ，gxn にパル
ス幅補正部２３において補正を加えるようにしたもので
ある。つまり、この実施例は図６における歪電圧成分ｄ
Ｖr を電圧指令および電流指令の極性比較によってデッ
ドタイムＤ期間として抽出演算し、それにより実際出力
電圧Ｖr ′を補正しそれを理想電圧Ｖrに等しくしよう
とするものである。
【００４２】極性演算部２１は座標変換部１によって求
められた各相電圧指令Ｅr ，Ｅs ，Ｅt および別途与え
られる各相電流指令Ｉr ，Ｉs ，Ｉt の極性を調べ、そ
の極性比較の結果を表す信号を出力する。なお、電流指
令Ｉr ，Ｉs ，Ｉt の代わりに、各相の検出電流または
それに準ずる信号値をとることもできる。補償値演算部
２２は極性演算部２１によって求められた電圧・電流の
極性に応じて、図６における歪電圧成分ｄＶr に対応す
る各相毎の補償値ｄｘを演算する。パルス幅補正部２３
はスイッチングパターン演算部５とゲートパターン演算
部６との間に介挿され、電力変換器５０の実際の出力電
圧Ｖr ′を理想電圧Ｖr と等しくするように、スイッチ
ングパターン演算部５によって演算されたスイッチング
パターンgxp ，gxn のパルス幅を、補償値演算部２３に
よって得られた補償値ｄｘを用いて補償されたスイッチ
ングパターンgxp ′，gxn ′に補正する。ゲートパター
ン演算部６はその補償されたスイッチングパターンgxp
′，gxn ′に従ってデッドタイムＤを考慮した各相の
ゲート信号 gx1〜gx4 を作る。
められた各相電圧指令Ｅr ，Ｅs ，Ｅt および別途与え
られる各相電流指令Ｉr ，Ｉs ，Ｉt の極性を調べ、そ
の極性比較の結果を表す信号を出力する。なお、電流指
令Ｉr ，Ｉs ，Ｉt の代わりに、各相の検出電流または
それに準ずる信号値をとることもできる。補償値演算部
２２は極性演算部２１によって求められた電圧・電流の
極性に応じて、図６における歪電圧成分ｄＶr に対応す
る各相毎の補償値ｄｘを演算する。パルス幅補正部２３
はスイッチングパターン演算部５とゲートパターン演算
部６との間に介挿され、電力変換器５０の実際の出力電
圧Ｖr ′を理想電圧Ｖr と等しくするように、スイッチ
ングパターン演算部５によって演算されたスイッチング
パターンgxp ，gxn のパルス幅を、補償値演算部２３に
よって得られた補償値ｄｘを用いて補償されたスイッチ
ングパターンgxp ′，gxn ′に補正する。ゲートパター
ン演算部６はその補償されたスイッチングパターンgxp
′，gxn ′に従ってデッドタイムＤを考慮した各相の
ゲート信号 gx1〜gx4 を作る。
【００４３】以上のようにして形成されたゲート信号 g
x1〜gx4 を用いて中性点クランプ式電力変換器を制御す
ることにより、スイッチング素子のデッドタイムの影響
を受けることなく、特定の高調波成分を除去する運転を
可能とすることができる。
x1〜gx4 を用いて中性点クランプ式電力変換器を制御す
ることにより、スイッチング素子のデッドタイムの影響
を受けることなく、特定の高調波成分を除去する運転を
可能とすることができる。
【００４４】第４の実施例 図８は請求項５の実施例を説明するための図である。図
８は請求項４にいうパルス幅補正機能の詳細を示したも
のである。同図（ａ），（ｂ）は本発明による補正を加
えなかった場合の動作波形の一例を示すものである。同
図（ａ）は電圧指令Ｅr も電流Ｉr も共に正である場合
の条件の一例を示すものである。網掛け部がデッドタイ
ム期間に相当し、この条件下では出力電圧が０（ゼロ）
にクランプされ、全体として出力電圧Ｖr ′は理想電圧
Ｖr より低くなる。同図（ｂ）は電圧指令Ｅr が正で、
電流Ｉr が負である場合の条件の一例を示すものであ
る。この条件下ではデッドタイム期間の出力電圧は＋Ｖ
d にクランプされ、全体として出力電圧Ｖr ′は理想電
圧Ｖr より高くなる。
８は請求項４にいうパルス幅補正機能の詳細を示したも
のである。同図（ａ），（ｂ）は本発明による補正を加
えなかった場合の動作波形の一例を示すものである。同
図（ａ）は電圧指令Ｅr も電流Ｉr も共に正である場合
の条件の一例を示すものである。網掛け部がデッドタイ
ム期間に相当し、この条件下では出力電圧が０（ゼロ）
にクランプされ、全体として出力電圧Ｖr ′は理想電圧
Ｖr より低くなる。同図（ｂ）は電圧指令Ｅr が正で、
電流Ｉr が負である場合の条件の一例を示すものであ
る。この条件下ではデッドタイム期間の出力電圧は＋Ｖ
d にクランプされ、全体として出力電圧Ｖr ′は理想電
圧Ｖr より高くなる。
【００４５】図８（ａ）の状態では実際の出力電圧Ｖr
′が理想電圧Ｖr より低くなることから、実際の出力
電圧Ｖr ′が理想電圧Ｖr に等しくなるようにスイッチ
ングパターンgxp ′のパルス幅をデッドタイム期間また
はそれに準ずる時間だけ増加させてやる。パルス幅を増
加させるには、スイッチングパターンgxp ′の立上がり
タイミングをパターンgxp と比較してそれよりも早めて
やればよい（同図（ｃ）参照）。
′が理想電圧Ｖr より低くなることから、実際の出力
電圧Ｖr ′が理想電圧Ｖr に等しくなるようにスイッチ
ングパターンgxp ′のパルス幅をデッドタイム期間また
はそれに準ずる時間だけ増加させてやる。パルス幅を増
加させるには、スイッチングパターンgxp ′の立上がり
タイミングをパターンgxp と比較してそれよりも早めて
やればよい（同図（ｃ）参照）。
【００４６】図８（ｂ）の状態では実際の出力電圧Ｖr
′が理想電圧Ｖr より高くなることから、同図（ａ）
の場合とは逆に、実際の出力電圧Ｖr ′が理想電圧Ｖr
に等しくなるようにスイッチングパターンgxp ′のパル
ス幅をデッドタイム期間またはそれに準ずる時間だけ減
少させる。パルス幅を減少させるには、スイッチングパ
ターンgxp ′の立下がりタイミングをパターンgxp と比
較してそれよりも早くしてやればよい（同図（ｄ）参
照）。
′が理想電圧Ｖr より高くなることから、同図（ａ）
の場合とは逆に、実際の出力電圧Ｖr ′が理想電圧Ｖr
に等しくなるようにスイッチングパターンgxp ′のパル
ス幅をデッドタイム期間またはそれに準ずる時間だけ減
少させる。パルス幅を減少させるには、スイッチングパ
ターンgxp ′の立下がりタイミングをパターンgxp と比
較してそれよりも早くしてやればよい（同図（ｄ）参
照）。
【００４７】図８（ｃ）は、図８（ａ）で説明した現
象、すなわち実際の出力電圧Ｖr ′が理想電圧Ｖr より
低くなる、という現象を避けるために、スイッチングパ
ターンgxp ′の立上がりタイミングをパターンgxp と比
較してデッドタイム期間またはそれに準ずる時間だけ早
めてやる。これにより、実際の出力電圧Ｖr ′を理想電
圧Ｖr に等しくすることができる。
象、すなわち実際の出力電圧Ｖr ′が理想電圧Ｖr より
低くなる、という現象を避けるために、スイッチングパ
ターンgxp ′の立上がりタイミングをパターンgxp と比
較してデッドタイム期間またはそれに準ずる時間だけ早
めてやる。これにより、実際の出力電圧Ｖr ′を理想電
圧Ｖr に等しくすることができる。
【００４８】図８（ｄ）は、図８（ｂ）で説明した現
象、すなわち実際の出力電圧Ｖr ′が理想電圧Ｖr より
高くなる、という現象を避けるために、スイッチングパ
ターンgxp ′の立下がりタイミングをパターンgxp と比
較してデッドタイム期間またはそれに準ずる時間だけ早
めてやる。これにより、実際の出力電圧Ｖr ′を理想電
圧Ｖr に等しくすることができる。
象、すなわち実際の出力電圧Ｖr ′が理想電圧Ｖr より
高くなる、という現象を避けるために、スイッチングパ
ターンgxp ′の立下がりタイミングをパターンgxp と比
較してデッドタイム期間またはそれに準ずる時間だけ早
めてやる。これにより、実際の出力電圧Ｖr ′を理想電
圧Ｖr に等しくすることができる。
【００４９】以上の作用を実現すべく、図９に示すアル
ゴリズムを用いた制御を行う。電圧指令および電流指令
の極性を各相毎に調べ、その極性の組合わせに応じてパ
ルス幅の変更を行うのであるが、図９のフローにおいて
は、まず電流指令Ｉx の極性を調べ（ステップ３１）、
次いで電圧指令Ｅx の極性を調べる（ステップ３２，３
７）。電流指令Ｉx および電圧指令Ｅx の極性が同一、
つまり、共に「正」または共に「負」であれば、パルス
幅を広げるものとし（ステップ３３，３８）、パターン
gxp ′またはgxn ′の立上がりタイミングをパターンgx
p またはgxn と比較してデッドタイム期間またはそれに
準ずる時間だけ早める（ステップ３４，３９）。電流指
令Ｉx の極性と電圧指令Ｅx の極性とが互いに異なる場
合、すなわち電流指令Ｉx の極性が「正」であって電圧
指令Ｅx の極性が「負」、またはその逆に電流指令Ｉx
の極性が「負」であって電圧指令Ｅx の極性が「正」で
あれば、パルス幅を狭める（ステップ３５，４０）ため
に立下がりタイミングをパターンgxp またはgxn と比較
してデッドタイム期間またはそれに準ずる時間だけ早め
てやる（ステップ３６，４１）。
ゴリズムを用いた制御を行う。電圧指令および電流指令
の極性を各相毎に調べ、その極性の組合わせに応じてパ
ルス幅の変更を行うのであるが、図９のフローにおいて
は、まず電流指令Ｉx の極性を調べ（ステップ３１）、
次いで電圧指令Ｅx の極性を調べる（ステップ３２，３
７）。電流指令Ｉx および電圧指令Ｅx の極性が同一、
つまり、共に「正」または共に「負」であれば、パルス
幅を広げるものとし（ステップ３３，３８）、パターン
gxp ′またはgxn ′の立上がりタイミングをパターンgx
p またはgxn と比較してデッドタイム期間またはそれに
準ずる時間だけ早める（ステップ３４，３９）。電流指
令Ｉx の極性と電圧指令Ｅx の極性とが互いに異なる場
合、すなわち電流指令Ｉx の極性が「正」であって電圧
指令Ｅx の極性が「負」、またはその逆に電流指令Ｉx
の極性が「負」であって電圧指令Ｅx の極性が「正」で
あれば、パルス幅を狭める（ステップ３５，４０）ため
に立下がりタイミングをパターンgxp またはgxn と比較
してデッドタイム期間またはそれに準ずる時間だけ早め
てやる（ステップ３６，４１）。
【００５０】以上述べた実施例においては、スイッチン
グパターンの立上がりまたは立下がりのいずれか一方の
タイミングを変更し、実際の出力電圧Ｖr ′を理想電圧
Ｖrに等しくする実施例である。次に述べる第５の実施
例は、それとは異なり、スイッチングパターンの立上が
りおよび立下がりの両方のタイミングを変更する例を示
すものである。
グパターンの立上がりまたは立下がりのいずれか一方の
タイミングを変更し、実際の出力電圧Ｖr ′を理想電圧
Ｖrに等しくする実施例である。次に述べる第５の実施
例は、それとは異なり、スイッチングパターンの立上が
りおよび立下がりの両方のタイミングを変更する例を示
すものである。
【００５１】第５の実施例 図１０は請求項６の実施例によるアルゴリズムを示すも
のである。このアルゴリズムにおけるステップ５１〜６
１から最下段の４ステップ５４，５６，５９，６１を除
いた部分は、図９のアルゴリズムにおけるステップ３１
〜４１から最下段の４ステップ３４，３６，３９，４１
を除いた部分と実質的に同一である。この実施例におい
ては、電流指令Ｉx および電圧指令Ｅx の極性が同一で
あれば、パルス幅を広げる（ステップ５３，５８）ため
に、パターンgxp ′またはgxn ′の立上がりタイミング
を主とし、それに加えて立下がりタイミングをもスイッ
チング素子のスイッチング状態を考慮して変更する（ス
テップ５４，５９）。電流指令Ｉx の極性と電圧指令Ｅ
x の極性とが互いに異なる場合は、パルス幅を狭める
（ステップ５５，６０）ために、パターンgxp ′または
gxn ′の立下がりタイミングを主とし、それに加えて立
上がりタイミングをもスイッチング素子のスイッチング
状態を考慮して変更する（ステップ５６，６１）。
のである。このアルゴリズムにおけるステップ５１〜６
１から最下段の４ステップ５４，５６，５９，６１を除
いた部分は、図９のアルゴリズムにおけるステップ３１
〜４１から最下段の４ステップ３４，３６，３９，４１
を除いた部分と実質的に同一である。この実施例におい
ては、電流指令Ｉx および電圧指令Ｅx の極性が同一で
あれば、パルス幅を広げる（ステップ５３，５８）ため
に、パターンgxp ′またはgxn ′の立上がりタイミング
を主とし、それに加えて立下がりタイミングをもスイッ
チング素子のスイッチング状態を考慮して変更する（ス
テップ５４，５９）。電流指令Ｉx の極性と電圧指令Ｅ
x の極性とが互いに異なる場合は、パルス幅を狭める
（ステップ５５，６０）ために、パターンgxp ′または
gxn ′の立下がりタイミングを主とし、それに加えて立
上がりタイミングをもスイッチング素子のスイッチング
状態を考慮して変更する（ステップ５６，６１）。
【００５２】この実施例においては、以上述べたように
スイッチングパターンgxp ′またはgxn ′の立上がりお
よび立下がりの両方のタイミングを変更することによっ
て実際の出力電圧Ｖr ′を理想電圧Ｖr に等しくするこ
とができる。
スイッチングパターンgxp ′またはgxn ′の立上がりお
よび立下がりの両方のタイミングを変更することによっ
て実際の出力電圧Ｖr ′を理想電圧Ｖr に等しくするこ
とができる。
【００５３】実施例の効果 以上の制御を実施することにより、図１１および図１２
から明らかなように中性点クランプ式電力変換器５０の
特定の出力高調波を除去または低減することができる。
なお、図１１（ａ），（ｂ）は、図１５（ａ），（ｂ）
と同様に、搬送三角波の周波数Ｍf を４５０Ｈz 、電力
変換器５０の出力周波数Ｏf を５０Ｈzとした場合の電
力変換器の出力線間電圧および相電流の波形をそれぞれ
示し、図１２（ａ），（ｂ）は、図１６（ａ），（ｂ）
と同様に、それぞれ線間電圧および相電流の周波数分析
結果を示すものである。図１１および図１２から明らか
なように、上記実施例によれば、中性点クランプ式電力
変換器の５次、７次、１１次、１３次などの比較的低次
の特定高調波を効果的に除去することができる。なお、
以上の説明においては特定高調波を除去するものとして
きたが、場合によっては完全除去までの効果は期待せず
とも、ある程度低減すればよい場合もありうる。そのよ
うな場合も本発明の考えを適用することができる。
から明らかなように中性点クランプ式電力変換器５０の
特定の出力高調波を除去または低減することができる。
なお、図１１（ａ），（ｂ）は、図１５（ａ），（ｂ）
と同様に、搬送三角波の周波数Ｍf を４５０Ｈz 、電力
変換器５０の出力周波数Ｏf を５０Ｈzとした場合の電
力変換器の出力線間電圧および相電流の波形をそれぞれ
示し、図１２（ａ），（ｂ）は、図１６（ａ），（ｂ）
と同様に、それぞれ線間電圧および相電流の周波数分析
結果を示すものである。図１１および図１２から明らか
なように、上記実施例によれば、中性点クランプ式電力
変換器の５次、７次、１１次、１３次などの比較的低次
の特定高調波を効果的に除去することができる。なお、
以上の説明においては特定高調波を除去するものとして
きたが、場合によっては完全除去までの効果は期待せず
とも、ある程度低減すればよい場合もありうる。そのよ
うな場合も本発明の考えを適用することができる。
【００５４】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、中
性点クランプ式電力変換器においてスイッチング周波数
を増加したりことなく、予め準備した高調波除去のため
のパターンテーブルに基づいて特定の高調波成分を効果
的に除去ないし低減することができる。
性点クランプ式電力変換器においてスイッチング周波数
を増加したりことなく、予め準備した高調波除去のため
のパターンテーブルに基づいて特定の高調波成分を効果
的に除去ないし低減することができる。
【図１】本発明の第１の実施例による制御装置のブロッ
ク図。
ク図。
【図２】本発明の第１の実施例によるゲート信号および
出力電圧波形の一例を説明するためのタイムチャート。
出力電圧波形の一例を説明するためのタイムチャート。
【図３】本発明の第２の実施例による制御装置のブロッ
ク図。
ク図。
【図４】本発明の第２の実施例によるゲート信号および
出力電圧波形の一例を説明するためのタイムチャート。
出力電圧波形の一例を説明するためのタイムチャート。
【図５】本発明の対象とする中性点クランプ式電力変換
器のスイッチングモードの概念図。
器のスイッチングモードの概念図。
【図６】請求項１および請求項２を用いた場合のＰＷＭ
パターンにデッドタイムの影響を付加した場合の一例を
示すタイムチャート。
パターンにデッドタイムの影響を付加した場合の一例を
示すタイムチャート。
【図７】請求項４の実施例であるデッドタイム補償方式
の制御装置のブロック図。
の制御装置のブロック図。
【図８】請求項５の実施例であるデッドタイム補償方式
を説明するための概念図。
を説明するための概念図。
【図９】請求項５の実施例であるデッドタイム補償方式
を説明するための制御フローチャート。
を説明するための制御フローチャート。
【図１０】請求項６の実施例であるデッドタイム補償方
式を説明するための制御フローチャート。
式を説明するための制御フローチャート。
【図１１】本発明による電力変換器の出力線間電圧およ
び相電流の一例を示す波形図。
び相電流の一例を示す波形図。
【図１２】図１１における線間電圧および相電流の周波
数分析結果を示す図。
数分析結果を示す図。
【図１３】本発明の適用対象の一例である３相３線式中
性点クランプ式電力変換器の結線図。
性点クランプ式電力変換器の結線図。
【図１４】図５のスイッチングモードにおける従来のＰ
ＷＭパターンの発生原理を説明するための図。
ＷＭパターンの発生原理を説明するための図。
【図１５】従来の制御装置による場合の電力変換器の出
力線間電圧および相電流の一例を示す波形図。
力線間電圧および相電流の一例を示す波形図。
【図１６】図１５における線間電圧および相電流の周波
数分析結果を示す図。
数分析結果を示す図。
１ 座標変換部 ２ 振幅演算部 ３ 正弦値変換部 ４ パターンテーブル ５ スイッチングパターン演算部 ６ ゲートパターン演算部 １１ ベクトル演算部 １２ 位相演算部 １３ スイッチング角読出し部 １５ スイッチングパターン演算部 ２１ 極性演算部 ２２ 補償値演算部 ２３ パルス幅補正部 ５０ 中性点クランプ式電力変換器 ５１ ダイオード Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード ５２ 中性点クランプダイオード ＤＰ，ＤＮ ダイオード ５３ 平滑コンデンサ ＣＰ，ＣＮ コンデンサ sr1 〜 sr4 Ｒ相スイッチング素子 ss1 〜 ss4 Ｓ相スイッチング素子 st1 〜 st4 Ｔ相スイッチング素子 ５４ 交流負荷 ５５ 直流負荷
Claims (6)
- 【請求項１】各相毎に電圧基準に応じた交流電圧をＰＷ
Ｍ制御方式に従って出力する中性点クランプ式ＰＷＭ制
御型電力変換器の制御装置であって、 与えられた三相交流電圧指令からその振幅を演算する振
幅演算手段と、前記電力変換器の出力電圧の特定の高調
波を低減するための各スイッチング素子のスイッチング
角度を各振幅毎に記憶している記憶手段と、前記振幅演
算手段によって演算された振幅に対応する各スイッチン
グ素子のスイッチング角度を前記記憶手段から読出し、
その角度に対応する正弦値または余弦値を出力する変換
手段と、この変換手段によって得られた正弦値または余
弦値を前記三相交流電圧指令と比較し、その比較結果に
従って前記スイッチング素子のためのスイッチングパタ
ーンを生成するスイッチングパターン演算手段とを備え
たことを特徴とする中性点クランプ式ＰＷＭ制御型電力
変換器の制御装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の制御装置において、直交
座標上のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入力として
座標変換により前記三相交流電圧指令を生成する座標変
換手段を備えたことを特徴とする中性点クランプ式ＰＷ
Ｍ制御型電力変換器の制御装置。 - 【請求項３】各相毎に電圧基準に応じた交流電圧をＰＷ
Ｍ制御方式に従って出力する中性点クランプ式ＰＷＭ制
御型電力変換器の制御装置であって、 直交座標上のｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を入力と
してその振幅および位相からなるベクトルに変換するベ
クトル演算手段と、前記電力変換器の出力電圧の特定の
高調波を低減するための各スイッチング素子のスイッチ
ング角度を各振幅値毎に記憶している記憶手段と、前記
ベクトル演算手段によって演算された振幅に対応する特
定の高調波を低減するためのスイッチング角度を前記記
憶手段から読出すスイッチング角読出し手段と、前記ベ
クトル演算手段によって得られた位相に基づいて交流各
相電圧の位相を演算する位相演算手段と、この位相演算
手段によって得られた位相を前記スイッチング角読出し
手段によって読出されたスイッチング角度と比較し、そ
の比較結果に従って前記スイッチング素子のためのスイ
ッチングパターンを生成するスイッチングパターン演算
手段とを備えたことを特徴とする中性点クランプ式ＰＷ
Ｍ制御型電力変換器の制御装置。 - 【請求項４】請求項１ないし３のいずれかに記載の制御
装置において、 前記電力変換器のスイッチング素子の短絡防止用に設定
された点弧信号に対するデッドタイムの影響による電圧
歪を除去するために、前記スイッチングパターン演算手
段から出力されるパターン信号のパルス幅を補正する補
償制御手段を備えたことを特徴とする中性点クランプ式
ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置。 - 【請求項５】請求項４に記載の制御装置において、前記
補償制御手段は、各相の電圧指令と各相の電流指令また
は各相の電流指令値の符号を検出する符号検出手段と、
この符号検出手段によって検出された符号からパルスの
立上がりまたは立下がりのタイミングを調整するタイミ
ング調整手段とからなっていることを特徴とする中性点
クランプ式ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置。 - 【請求項６】請求項４に記載の制御装置において、前記
補償制御手段は、各相の電圧指令と各相の電流指令また
は各相の電流指令値の符号を検出する符号検出手段と、
この符号検出手段によって検出された符号からパルスの
立上がりおよび立下がりのタイミングを同時に調整する
タイミング調整手段とを備えていることを特徴とする中
性点クランプ式ＰＷＭ制御型電力変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7057302A JPH08256483A (ja) | 1995-03-16 | 1995-03-16 | 中性点クランプ式ｐｗｍ制御型電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7057302A JPH08256483A (ja) | 1995-03-16 | 1995-03-16 | 中性点クランプ式ｐｗｍ制御型電力変換器の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08256483A true JPH08256483A (ja) | 1996-10-01 |
Family
ID=13051769
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7057302A Pending JPH08256483A (ja) | 1995-03-16 | 1995-03-16 | 中性点クランプ式ｐｗｍ制御型電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08256483A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006158107A (ja) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | ３レベルインバータ装置 |
| JP2010200537A (ja) * | 2009-02-26 | 2010-09-09 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2011223772A (ja) * | 2010-04-12 | 2011-11-04 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2013169026A (ja) * | 2012-02-14 | 2013-08-29 | Toshiba Corp | 中性点クランプ式インバータ |
| JP2014143831A (ja) * | 2013-01-24 | 2014-08-07 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2014212606A (ja) * | 2013-04-18 | 2014-11-13 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2017116083A1 (ko) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | 주식회사 효성 | Ｎｐｃ 변환 장치 및 ｎｐｃ 변환 방법 |
| JP2018019539A (ja) * | 2016-07-29 | 2018-02-01 | トヨタ自動車株式会社 | 駆動装置 |
| US9899903B2 (en) | 2014-12-24 | 2018-02-20 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Power conversion device |
-
1995
- 1995-03-16 JP JP7057302A patent/JPH08256483A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006158107A (ja) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | ３レベルインバータ装置 |
| JP4582629B2 (ja) * | 2004-11-30 | 2010-11-17 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | ３レベルインバータ装置 |
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| DE112015005814B4 (de) | 2014-12-24 | 2024-01-11 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Leistungsumwandlungsvorrichtung |
| WO2017116083A1 (ko) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | 주식회사 효성 | Ｎｐｃ 변환 장치 및 ｎｐｃ 변환 방법 |
| JP2018019539A (ja) * | 2016-07-29 | 2018-02-01 | トヨタ自動車株式会社 | 駆動装置 |
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