JP7067380B2 - インバータ装置 - Google Patents

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Description

本発明は、インバータ装置に関するものである。
インバータ装置はインバータ回路を備え、インバータ回路は正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有する。インバータ回路の出力の制御として矩形波駆動（１パルス駆動とも言う）が用いられており、角度情報をもとにｕ，ｖ，ｗ相の上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンが決定される。相電圧と上下アーム用スイッチング素子のパルスパターンの関係としては、電気角２π［ｒａｄ］に対して、０～π［ｒａｄ］では相電圧として＋Ｅ（Ｅ：直流電源電圧）が出力されるようｕ相の上アーム用スイッチング素子がオンされ、π～２π［ｒａｄ］では相電圧として－Ｅが出力されるようｕ相の下アーム用スイッチング素子がオンされ、ｖ，ｗ相も同様にｕ相に対して±２／３πズレた角度でパルスパターンが生成される。また、特許文献１等に開示のように、矩形波制御の際に電力変換回路の出力電圧の変調率を可変とすべく、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子の双方をオフ操作する期間であるデッドタイム期間の時間間隔を可変設定することも行われている。
特開２０１２－９５４１２号公報
ところで、デッドタイム期間の時間間隔を図１８（ａ）に示すように短くしたり図１８（ｂ）に示すように長く設定すると、負荷が変動した場合に追従性が劣る。
本発明の目的は、負荷が変動した場合に追従性に優れたインバータ装置を提供することにある。
請求項１～３に記載の発明では、正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値に基づいて信号を生成する信号生成手段と、ｄ，ｑ軸電圧指令値をモータの線間電圧実効値に変換する第１変換手段と、前記第１変換手段において変換した線間電圧実効値をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換する第２変換手段と、前記信号生成手段において生成した信号と前記第２変換手段において変換したモジュレーション電圧とを制御周期で比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する比較手段と、を備える。
請求項１～３に記載の発明によれば、信号生成手段により、角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値に基づいて信号が生成される。第１変換手段により、ｄ，ｑ軸電圧指令値がモータの線間電圧実効値に変換される。第２変換手段により、第１変換手段において変換した線間電圧実効値がモジュレーション電圧に制御周期毎に変換される。比較手段により、信号生成手段において生成した信号と第２変換手段において変換したモジュレーション電圧とが制御周期で比較されてインバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンが出力される。よって、ｄ，ｑ軸電圧指令値から変換された線間電圧実効値をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換して制御周期で比較しているので、負荷が変動した場合に追従性に優れたものとなる。
請求項１に記載の発明では、前記信号生成手段は、角度情報に基づいてｄ，ｑ軸電圧指令値をｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に変換する手段と、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値を線間電圧実効値のピーク値で－１～＋１にスケーリングする手段と、を有し、前記第２変換手段は、±の０～１のモジュレーション電圧に変換し、前記比較手段は、線間電圧実効値のピーク値で－１～＋１にスケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値と、±の０～１のモジュレーション電圧とを比較して、スケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値と+の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力するとともに、スケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値と－の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力する。
請求項２に記載の発明では、前記信号生成手段は、角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値から振幅が１のｕ，ｖ，ｗ相の三角波を生成し、前記第２変換手段は、±の０～１のモジュレーション電圧に変換し、前記比較手段は、前記生成した三角波と±の０～１のモジュレーション電圧とを比較して、生成した三角波と＋の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力するとともに、生成した三角波と－の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力する。
請求項３に記載の発明では、前記信号生成手段は、角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値から振幅が１のｕ，ｖ，ｗ相の正弦波を生成し、前記第２変換手段は、±の０～１のモジュレーション電圧に変換し、前記比較手段は、前記生成した正弦波と±の０～１のモジュレーション電圧とを比較して、生成した正弦波と＋の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力するとともに、生成した正弦波と－の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力する。
請求項４に記載のように、請求項１～３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、前記第２変換手段は、線間電圧実効値から相電圧実効値に変換する線間電圧実効値／相電圧実効値変換部と、前記線間電圧実効値／相電圧実効値変換部による相電圧実効値と前記直流電圧とから数式により前記モジュレーション電圧を演算するモジュレーション電圧演算部と、を有するとよい。
本発明によれば、負荷が変動した場合に追従性に優れたものにできる。
実施形態におけるインバータ装置の構成を示すブロック図。 第１の実施形態におけるｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 線間電圧実効値とモジュレーション電圧の関係を示す図。 （ａ），（ｂ），（ｃ）はコンパレータでの比較処理、スイッチング素子のパルスパターンを示す図。 （ａ），（ｂ）は負荷一定時の波形を示す図。 （ａ），（ｂ）は負荷変動時の波形を示す図。 第２の実施形態におけるｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 線間電圧実効値とモジュレーション電圧の関係を示す図。 （ａ），（ｂ），（ｃ）はコンパレータでの比較処理、スイッチング素子のパルスパターンを示す図。 第３の実施形態におけるｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 第４の実施形態におけるｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 第４の実施形態を説明するための波形図。 （ａ），（ｂ）は相電圧の係数を説明するための波形図。 第５の実施形態におけるｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 第５の実施形態を説明するための波形図。 （ａ），（ｂ）は電圧指令値の入力から線間電圧の出力までの波形を示す図。 インバータ回路の出力波形を示す図。 （ａ），（ｂ）は課題を説明するためのインバータ出力波形を示す図。
（第１の実施形態）
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、インバータ装置１０は、インバータ回路２０とインバータ制御装置３０を備えている。インバータ制御装置３０は、ドライブ回路３１と制御部３２とを備えている。
インバータ回路２０は、６つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６と６つのダイオードＤ１～Ｄ６を有する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６としてＩＧＢＴを用いている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６にはダイオードＤ１～Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線Ｌｐ、負極母線Ｌｎには平滑コンデンサＣを介して直流電源としてのバッテリＢが接続されている。
スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の間がモータ６０のｕ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の間がモータ６０のｖ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の間がモータ６０のｗ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有するインバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することができるようになっている。モータ６０は車両駆動用モータである。
各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路３１が接続されている。ドライブ回路３１は、制御信号であるパルスパターンに基づいてインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をスイッチング動作させる。
モータ６０に位置検出部６１が設けられ、位置検出部６１によりモータ６０の回転位置としての電気角θが検出される。電流センサ６２によりモータ６０のｕ相電流Ｉｕが検出される。また、電流センサ６３によりモータ６０のｖ相電流Ｉｖが検出される。
制御部３２はマイクロコンピュータにより構成され、制御部３２は、減算部３３と、トルク制御部３４、トルク／電流指令値変換部３５と、減算部３６，３７と、電流制御部３８と、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９と、座標変換部４０と、速度演算部４１を備えている。マイクロコンピュータにより構成された制御部３２における制御周期は、マイクロコンピュータのサンプリング周期であり、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊（図５（ａ）参照）の１周期に対し最低でも１／１０程度短い。
速度演算部４１は、位置検出部６１により検出される電気角θから速度ωを演算する。減算部３３は、指令速度ω＊と速度演算部４１により演算された速度ωとの差分Δωを算出する。トルク制御部３４は、速度ωの差分Δωからトルク指令値Ｔ＊を演算する。
トルク／電流指令値変換部３５は、トルク指令値Ｔ＊を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部３５は、記憶部（図示略）に予め記憶される目標トルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応付けられたテーブルを用いてトルク／電流指令値変換を行う。
座標変換部４０は、電流センサ６２，６３によるｕ相電流Ｉｕおよびｖ相電流Ｉｖからモータ６０のｗ相電流Ｉｗを求め、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖおよびｗ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流Ｉｄはモータ６０に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流Ｉｑはモータ６０に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。
減算部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを算出する。減算部３７は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを算出する。電流制御部３８は、差分ΔＩｄおよび差分ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。
ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、角度情報である電気角θとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を入力して各相の上下アーム用のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のパルスパターンをドライブ回路３１に出力する。つまり、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊からインバータ回路２０の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオン、オフさせるためのパルスパターンを出力する。即ち、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、モータ６０に流れるｕ，ｖ，ｗの各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ６０におけるｄ軸電流とｑ軸電流が目標値となるようにモータ６０の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御する。
ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、図２に示す構成となっている。図２において、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０とスケーリング部５１とコンパレータ５２と線間電圧実効値計算部５３と相ピーク値変換部５４とモジュレーション電圧変換部５５とを有する。
ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０は、角度情報（ロータの位置）である電気角θに基づいてｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換する。
線間電圧実効値計算部５３は、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、モータの線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓに変換する。詳しくは、Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓ＝√（Ｖｄ＊２＋Ｖｑ＊２）にて算出する。
相ピーク値変換部５４は、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓのｕ，ｖ，ｗ相のピーク値Ｖｐｈａｓｅ－ｐｅａｋを算出する。詳しくは、Ｖｐｈａｓｅ－ｐｅａｋ＝Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓ×√２／√３にて算出する。
スケーリング部５１は、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓのｕ，ｖ，ｗ相のピーク値Ｖｐｈａｓｅ－ｐｅａｋで－１～＋１にスケーリングする。スケーリングされたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊はコンパレータ５２に入力される。
このように、信号生成手段としてのｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０及びスケーリング部５１により、電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対応する波形（正弦波）の信号が生成される。
モジュレーション電圧変換部５５は、図３に示すマップを用いて線間電圧実効値計算部５３で変換した線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓをモジュレーション電圧Ｍに変換する。図３において、横軸に線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓをとり、縦軸にモジュレーション電圧Ｍをとっている。特性線Ｌ１は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータであり、他にもテーブルデータ、近似式等でも構わない。このモジュレーション電圧Ｍがパルスパターンのパルス幅を決定する要素となる。モジュレーション電圧Ｍはプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ５２に入力される。つまり、モジュレーション電圧変換部５５は、±の０～１のモジュレーション電圧に変換する。
モジュレーション電圧変換部５５におけるモジュレーション電圧Ｍの変換は、制御周期毎、即ち、電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊の１周期に対し最低でも１／１０程度短い周期で行われる（図５（ａ）、図６（ａ）参照）。
比較手段としてのコンパレータ５２は、図４（ａ）に示すように、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対応する波形（正弦波）の信号と、モジュレーション電圧変換部５５において変換したモジュレーション電圧Ｍとを比較する。そして、コンパレータ５２は、インバータ回路２０における上アーム用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のパルスパターンを出力する。
詳しくは、コンパレータ５２は、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓの相ピーク値Ｖｐｈａｓｅ－ｐｅａｋで－１～＋１にスケーリングしたｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊と、±の０～１のモジュレーション電圧Ｍとを比較する。そして、コンパレータ５２は、スケーリングしたｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊と+の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を、図４（ｂ）に示すように、上アーム用スイッチング素子Ｑ１のパルスパターンとして出力する。また、コンパレータ５２は、スケーリングしたｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊と－の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を、図４（ｃ）に示すように、下アーム用スイッチング素子Ｑ２のパルスパターンとして出力する。
同様に、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓの相ピーク値Ｖｐｈａｓｅ－ｐｅａｋで－１～＋１にスケーリングしたｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊＊と、±の０～１のモジュレーション電圧Ｍとを比較する。そして、コンパレータ５２は、スケーリングしたｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊＊と+の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を、上アーム用スイッチング素子Ｑ３のパルスパターンとして出力する。また、コンパレータ５２は、スケーリングしたｖ相の電圧指令値Ｖｖ＊＊と－の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を、下アーム用スイッチング素子Ｑ４のパルスパターンとして出力する。
また、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓの相ピーク値Ｖｐｈａｓｅ－ｐｅａｋで－１～＋１にスケーリングしたｗ相の電圧指令値Ｖｗ＊＊と、±の０～１のモジュレーション電圧Ｍとを比較する。そして、コンパレータ５２は、スケーリングしたｗ相の電圧指令値Ｖｗ＊＊と+の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を、上アーム用スイッチング素子Ｑ５のパルスパターンとして出力する。また、コンパレータ５２は、スケーリングしたｗ相の電圧指令値Ｖｗ＊＊と－の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を、下アーム用スイッチング素子Ｑ６のパルスパターンとして出力する。
コンパレータ５２における電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊とモジュレーション電圧±Ｍとの比較は、制御周期、即ち、電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊，Ｖｗ＊＊の１周期に対し最低でも１／１０程度短い周期で行われる（図５（ａ），（ｂ）、図６（ａ），（ｂ）参照）。
次に、インバータ装置１０の作用について説明する。
図２において、パルス生成アルゴリズムとして、入力は電気角θ、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊であり、出力は各相上下アーム用スイッチング素子のパルスパターンである。
図２においてｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊がｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０により座標変換されてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊にされる。その後、スケーリング部５１によりｕ，ｖ，ｗ相のピーク値でスケーリングされる。このとき、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が－１～１にスケーリングされる。
一方、線間電圧実効値計算部５３において、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊がモータの線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓに換算される。その線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓはモジュレーション電圧変換部５５において事前に算出したデータをもとにモジュレーション電圧Ｍに変換される。
コンパレータ５２は、入力されたｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊と±Ｍの値を比較する。上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターンは電圧指令値Ｖｕ＊＊と＋Ｍとの値の比較で算出される。下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンは電圧指令値Ｖｕ＊＊と－Ｍとの値の比較で算出される。
ｖ，ｗ相についてはｕ相の電圧指令値から±２／３πズレた指令値をそれぞれ持つのでその指令値と±Ｍとの比較を行う。
次に、図５（ａ），（ｂ）及び図６（ａ），（ｂ）を用いてパルス幅が変わる一例についてのシミュレーション結果を示す。
図５（ａ），（ｂ）は負荷一定の場合であり、図６（ａ），（ｂ）は負荷変動が有る場合である。
図５（ａ）及び図６（ａ）において、ｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊、±のモジュレーション電圧Ｍを示す。図５（ｂ）及び図６（ｂ）において、ｕ相上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターン及びｕ相下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンを示す。
図５（ａ）及び図６（ａ）において、ｄ，ｑ軸電圧指令値に応じたｕ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊は制御周期（計算周期）で離散化されているため階段状に変化している。
図５（ａ）に示すように負荷一定の場合は電圧指令値Ｖｕ＊＊がほぼ正弦波となり、モジュレーション電圧Ｍも一定値となる。これにより、図５（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のパルス幅Ｗ１およびスイッチング素子Ｑ２のパルス幅Ｗ２がほぼ一定となる。
図６（ａ）に示すように負荷変動時には、負荷変動により電圧指令値Ｖｕ＊＊が変動している。また、モジュレーション電圧Ｍも変動する。これにより、図６（ｂ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のパルス幅がＷ１０，Ｗ１１，Ｗ１２，Ｗ１３、スイッチング素子Ｑ２のパルス幅がＷ２０，Ｗ２１，Ｗ２２となり変動する。パルス幅Ｗ１０，Ｗ１１，Ｗ１２，Ｗ１３について、場合によっては図６（ｂ）においてＰ１，Ｐ２で示すようにパルスが分割されることもある。
詳しく説明する。
制御周期毎にモジュレーション電圧Ｍを計算し、その時々に電圧指令実効値に応じた電圧を出力するようパルス幅を制御している。つまり、回転数やトルクの変動に合わせてパルス幅を制御する。この場合、図６（ｂ）においてＰ１，Ｐ２で示すごとく必ずしも電流１周期に１パルスとは限らない。
例として、図６（ａ），（ｂ）で示したように、負荷が変動、即ち、急に負荷が低下した時を記述する。
モータから出力するトルクと負荷のトルクとの差が回転に寄与するトルクであり、モータから出力するトルクと負荷のトルクとの差が大きくなると回転速度が大きくなる。ゆえに、本実施形態では、制御周期毎に制御ループを回しモジュレーション電圧Ｍを計算しているので、負荷が低下したことによるトルク過剰で回転数増加を検知し回転数を下げようと電圧指令値を低く出力する。その結果、パルスがオフになる（オフ期間が短くなる、若しくは、０となる）こともあり得る。さらに、今度は電圧を減らしすぎると回転数が低下し、それを検知し回転数を上げようと電圧指令値を高く出力する。その結果、再びパルスがオンになることもあり得る。つまり、必ずしも電流１周期に１パルスとはならず、回転数やトルクの変動に対応できる。
これに対して従来方式のように電流１周期に１パルスの場合には上記のような対応はできない。
矩形波駆動では各アームのスイッチング素子はスイッチングを電気角２π中に１回しか行わない。つまり、矩形波駆動では、スイッチング回数を減らせるので、スイッチング損失を低減できるとともにインバータ装置が出力できる最大電圧を出力することができる。その反面、出力したい電圧を制御することが困難である。つまり、単なる矩形波駆動では、フィードバック制御が困難であり、使用領域が限定される。
本実施形態では、スイッチング損失を最小にできる矩形波駆動を維持しつつ調整できることにより、電気角θとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とをフィードバックしてフィードバック制御を可能とすることで矩形波駆動範囲が拡大する。
図１６（ａ）に示すように、算出した電圧指令値（線間電圧実効値Ｖｒｍｓ）に応じて図１６（ｂ）に示すように、パルス幅を調整する。また、調整されたパルスパターンでスイッチングを行えば、モータの線間電圧には上下パルスで形成された線間電圧が印加される。つまり、図１６（ａ）に示す指令値から算出した線間電圧実効値と、一致する線間電圧実効値を有する上下パルスが形成される。言い換えれば、電圧指令値と出力電圧が一致する。そのため、フィードバック制御が可能となる。つまり、本実施形態では、相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊から実効値が一致するパルス電圧に変換しており、キャリア信号に指令電圧（正弦波）を使用してロータの回転数により周期が変化して原則どの回転数でも上下１発のパルス駆動となる。
図１８（ａ），（ｂ）に示すように、特許文献１での出力パルスは、電気角でπ／２及び３／２πを基準として対称なパルスである。
このようにデッドタイムで調整する場合には左右対称のパルスパターンとなり負荷が変動した場合に追従性が劣る。
これに対し本実施形態では、制御周期毎に電圧指令値に応じたモジュレーション電圧Ｍを生成し、これにより図１７に示すようにパルス幅はその時々に変えることができる。このとき、電気角でπ／２及び３／２πを基準として対称なパルスとなることもあるが電気角でπ／２及び３／２πを基準として非対称なパルスとなる。また、場合によってはパルスが分割する、即ち、パルス数が増えるときもある。このようにして負荷が変動した場合の追従性に優れたものとなる。
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）インバータ装置１０の構成として、正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有し、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路２０を備える。信号生成手段としてのｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０、スケーリング部５１を備え、信号生成手段（ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０、スケーリング部５１）は、角度情報としての電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対応する波形（正弦波）の信号を生成する。ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータの線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓに変換する第１変換手段としての線間電圧実効値計算部５３を備える。線間電圧実効値計算部５３において変換した線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓをモジュレーション電圧Ｍに制御周期毎に変換する第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部５５を備える。信号生成手段としてのｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０、スケーリング部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対応する波形（正弦波）の信号とモジュレーション電圧変換部５５において変換したモジュレーション電圧Ｍとを制御周期で比較する比較手段としてのコンパレータ５２を備える。比較手段としてのコンパレータ５２は、インバータ回路２０における上アーム用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のパルスパターンを出力する。
よって、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から変換された線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓをモジュレーション電圧Ｍに制御周期毎に変換して制御周期で比較しているので、負荷が変動した場合に追従性に優れたものとなる。つまり、モジュレーション電圧Ｍを制御周期毎にｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に応じたものとしているので負荷変動時の追従性に優れたものとなる。
（２）信号生成手段（５０，５１）は、角度情報としての電気角θに基づいてｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する手段としてのｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部５０と、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を線間電圧実効値のピーク値で－１～＋１にスケーリングする手段としてのスケーリング部５１と、を有する。第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部５５は、±の０～１のモジュレーション電圧に変換する。比較手段としてのコンパレータ５２は、線間電圧実効値のピーク値Ｖｐｈａｓｅ－ｐｅａｋで－１～＋１にスケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊．Ｖｗ＊＊と、±の０～１のモジュレーション電圧Ｍとを比較する。そして、コンパレータ５２は、スケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊．Ｖｗ＊＊と+の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のパルスパターンとして出力する。また、コンパレータ５２は、スケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値Ｖｕ＊＊，Ｖｖ＊＊．Ｖｗ＊＊と－の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のパルスパターンとして出力する。よって、実用的である。
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態を、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
図２に代わり本実施形態では図７に示す構成としている。
図７において、入力はｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊及び角度情報（ロータの位置）としての電気角θであり、出力は各相上下アーム用のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のパルスパターンである。
本実施形態のｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、三角波生成部７０と、コンパレータ７１と、線間電圧実効値計算部７２と、モジュレーション電圧変換部７３と、を備える。三角波生成部７０は、角度情報としての電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊からｕ，ｖ，ｗ相の三角波を生成する。三角波の位相、即ち、電気角θとの位相差は電気角位相（θ）と電圧位相δ（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から計算される）から計算する。三角波の振幅は１とする。三角波の周波数は回転数（電気角θの時間的変化割合）に応じて変化する。電流１周期に対して三角波１周期である。三角波はコンパレータ７１に入力される。
線間電圧実効値計算部７２は、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、モータの線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓに換算する。詳しくは、Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓ＝√（Ｖｄ＊２＋Ｖｑ＊２）にて算出する。モジュレーション電圧変換部７３は、図８に示すマップを用いて線間電圧実効値を事前に算出したデータをもとにモジュレーション電圧Ｍに変換する。図８において、横軸に線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓをとり、縦軸にモジュレーション電圧Ｍをとっている。特性線Ｌ２は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータであり、他にもテーブルデータ、近似式等でも構わない。このモジュレーション電圧がパルス幅を決定する要素となる。図９（ａ）に示すように、モジュレーション電圧Ｍはプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ７１に入力される。
コンパレータ７１は図９（ａ）に示すように、入力された三角波と±Ｍの値を比較する。そして、コンパレータ７１は、図９（ｂ）に示すように、ｕ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターンを三角波と＋Ｍとの値の比較で算出する。また、コンパレータ７１は、図９（ｃ）に示すように、ｕ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンを三角波と－Ｍとの値の比較で算出する。同様に、コンパレータ７１は、入力された三角波と±Ｍの値を比較して、ｖ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ３のパルスパターンを三角波と＋Ｍとの値の比較で算出し、ｖ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ４のパルスパターンを三角波と－Ｍとの値の比較で算出する。また、コンパレータ７１は、入力された三角波と±Ｍの値を比較して、ｗ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ５のパルスパターンを三角波と＋Ｍとの値の比較で算出し、ｗ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ６のパルスパターンを三角波と－Ｍとの値の比較で算出する。このように、ｖ，ｗ相については三角波の位相がｕ相三角波位相と比べて±２／３π遅れているので各相三角波と±Ｍとの比較を行う。
このようにして、インバータ回路２０と、角度情報としての電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形（三角波）の信号を生成する信号生成手段としての三角波生成部７０と、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータの線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓに変換する第１変換手段としての線間電圧実効値計算部７２と、線間電圧実効値計算部７２において変換した線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓをモジュレーション電圧Ｍに制御周期毎に変換する第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部７３と、三角波生成部７０において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形（三角波）の信号とモジュレーション電圧変換部７３において変換したモジュレーション電圧Ｍとを制御周期で比較してインバータ回路２０における上アーム用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のパルスパターンを出力する比較手段としてのコンパレータ７１とを備える。
詳しくは、信号生成手段としての三角波生成部７０は、角度情報としての電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から振幅が１のｕ，ｖ，ｗ相の三角波を生成する。第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部７３は、±の０～１のモジュレーション電圧Ｍに変換する。比較手段としてのコンパレータ７１は、生成した三角波と±の０～１のモジュレーション電圧Ｍとを比較して、生成した三角波と＋の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のパルスパターンとして出力するとともに、生成した三角波と－の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のパルスパターンとして出力する。
（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態を、第２の実施形態との相違点を中心に説明する。
図７に代わり本実施形態では図１０に示す構成としている。
図１０において、入力はｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊及び角度情報（ロータの位置）としての電気角θであり、出力は各相上下アーム用のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のパルスパターンである。
本実施形態のｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、正弦波生成部８０と、コンパレータ８１と、線間電圧実効値計算部８２と、モジュレーション電圧変換部８３と、を備える。正弦波生成部８０は、角度情報としての電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊からｕ，ｖ，ｗ相の正弦波を生成する。正弦波の位相、即ち、電気角θとの位相差は電気角位相（θ）と電圧位相δ（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から計算される）から計算する。正弦波の振幅は１とする。正弦波の周波数は回転数（電気角θの時間的変化割合）に応じて変化する。電流１周期に対して正弦波１周期である。正弦波はコンパレータ８１に入力される。
線間電圧実効値計算部８２は、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、モータの線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓに換算する。詳しくは、Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓ＝√（Ｖｄ＊２＋Ｖｑ＊２）にて算出する。
モジュレーション電圧変換部８３は、図３に示すマップを用いて線間電圧実効値を事前に算出したデータをもとにモジュレーション電圧Ｍに変換する。図３において、横軸に線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓをとり、縦軸にモジュレーション電圧Ｍをとっている。特性線Ｌ２は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータであり、他にもテーブルデータ、近似式等でも構わない。このモジュレーション電圧がパルス幅を決定する要素となる。モジュレーション電圧Ｍはプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ８１に入力される。
コンパレータ８１は、入力された正弦波と±Ｍの値を比較する。そして、コンパレータ８１は、ｕ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターンを正弦波と＋Ｍとの値の比較で算出する。また、コンパレータ８１は、ｕ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンを正弦波と－Ｍとの値の比較で算出する。同様に、コンパレータ８１は、入力された正弦波と±Ｍの値を比較して、ｖ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ３のパルスパターンを正弦波と＋Ｍとの値の比較で算出し、ｖ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ４のパルスパターンを正弦波と－Ｍとの値の比較で算出する。また、コンパレータ８１は、入力された正弦波と±Ｍの値を比較して、ｗ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ５のパルスパターンを正弦波と＋Ｍとの値の比較で算出し、ｗ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ６のパルスパターンを正弦波と－Ｍとの値の比較で算出する。このように、ｖ，ｗ相については正弦波の位相がｕ相正弦波位相と比べて±２／３π遅れているので各相正弦波と±Ｍとの比較を行う。
このように、信号生成手段としての正弦波生成部８０は、角度情報としての電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から振幅が１のｕ，ｖ，ｗ相の正弦波を生成する。第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部８３は、±の０～１のモジュレーション電圧Ｍに変換する。比較手段としてのコンパレータ８１は、生成した正弦波と±の０～１のモジュレーション電圧Ｍとを比較して、生成した正弦波と＋の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のパルスパターンとして出力するとともに、生成した正弦波と－の０～１のモジュレーション電圧Ｍの大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のパルスパターンとして出力する。
よって、第１の実施形態との比較において、本実施形態では制御周期（計算周期）での離散化について制御周期（計算周期）とは関係なくクロックの離散値となり、より細かい正弦波となる。
（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態を、第２の実施形態との相違点を中心に説明する。
図７に代わり本実施形態では図１１に示す構成としている。
図７のモジュレーション電圧変換部７３においては図８に示すマップを用いており、図８の特性線Ｌ２は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータ、テーブルデータ、近似式等であった。
本実施形態では、図１１に示すように、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、三角波生成部７０と、コンパレータ７１と、線間電圧実効値計算部７２と、モジュレーション電圧変換部９０と、を備える。モジュレーション電圧変換部９０は、線間電圧実効値／相電圧実効値変換部９０ａと、モジュレーション電圧演算部９０ｂを有する。
三角波生成部７０は、角度情報としての電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊からｕ，ｖ，ｗ相の三角波を生成する。三角波の位相、即ち、電気角θとの位相差は電気角位相（θ）と電圧位相δ（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から計算される）から計算する。三角波の振幅は１とする。三角波の周波数は回転数（電気角θの時間的変化割合）に応じて変化する。電流１周期に対して三角波１周期である。三角波はコンパレータ７１に入力される。
線間電圧実効値計算部７２は、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、モータの線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓに換算する。詳しくは、Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓ＝√（Ｖｄ＊２＋Ｖｑ＊２）にて算出する。
線間電圧実効値／相電圧実効値変換部９０ａは、次の式（１）により、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓから相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓを演算する。
Figure 0007067380000001
 ・・・（１）
モジュレーション電圧演算部９０ｂは、次の式（２）により、相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓからモジュレーション電圧Ｍを演算する。
Figure 0007067380000002
 ・・・（２）
ただし、Ｖｄｃは、図１のバッテリＢの電圧（直流電圧）であり、図１において仮想線で示すごとく電圧センサ１００でバッテリＢの電圧（直流電圧）Ｖｄｃを検出してｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９に電圧検出結果が送られるようになっている。
式（２）についてより詳しく説明する。
図１２に示すように、０～πでのデューティ１００％とすると（Ｍ＝０のときには上限が０になるので）実効値は次の式（３）のようになる。
Figure 0007067380000003
 ・・・（３）
ここで、３相の関係から線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓの上限（＝√（２）／３・Ｖｄｃ）を考慮すると、式（３）の係数は次の式（４）のようになる。
Figure 0007067380000004
 ・・・（４）
この式（４）を変形すると、式（２）が得られる。
相電圧の係数について言及する。
Ｍ＝０を考える。
図１３（ａ）に示すように、ｕ相電圧はオンまたはオフに張り付く。ｖ相電圧、ｗ相電圧はｕ相電圧の位相差±１２０°であり、相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓは直流電圧Ｖｄｃの半分（Ｖｄｃ／２）である。
このとき、線間電圧Ｖｌｉｎｅは以下のようになる（図１３（ｂ）参照）。
線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓは、Ｖｄｃ・√（２／３）であり、これに変換係数の１／｛√（３）｝を乗算することにより、Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓ＝√（２）／３・Ｖｄｃで求められる。
相電圧のみを考えると、相電圧の出力範囲は０～Ｖｄｃ／２である。しかし、本実施形態において線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓから相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓを算出する場合、相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓの最大値は線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓに依存して決まり、√（２）／３・Ｖｄｃである。即ち、電圧指令値から順に求めた相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓが、√（２）／３・Ｖｄｃの場合、Ｍ＝０を出力するようモジュレーション電圧Ｍと相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓの式である式（２）を用いている。
式（２）によるモジュレーション電圧Ｍがパルス幅を決定する要素となる。モジュレーション電圧Ｍはプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ７１に入力される。
コンパレータ７１は、入力された三角波と±Ｍの値を比較する。そして、コンパレータ７１は、ｕ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターンを三角波と＋Ｍとの値の比較で算出する。また、コンパレータ７１は、ｕ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンを三角波と－Ｍとの値の比較で算出する。同様に、コンパレータ７１は、入力された三角波と±Ｍの値を比較して、ｖ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ３のパルスパターンを三角波と＋Ｍとの値の比較で算出し、ｖ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ４のパルスパターンを三角波と－Ｍとの値の比較で算出する。また、コンパレータ７１は、入力された三角波と±Ｍの値を比較して、ｗ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ５のパルスパターンを三角波と＋Ｍとの値の比較で算出し、ｗ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ６のパルスパターンを三角波と－Ｍとの値の比較で算出する。このように、ｖ，ｗ相については三角波の位相がｕ相三角波位相と比べて±２／３π遅れているので各相三角波と±Ｍとの比較を行う。
このようにして本実施形態では、第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部９０は、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓから相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓに変換する線間電圧実効値／相電圧実効値変換部９０ａと、線間電圧実効値／相電圧実効値変換部９０ａによる相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓと直流電圧Ｖｄｃとから数式によりモジュレーション電圧Ｍを演算するモジュレーション電圧演算部９０ｂと、を有する。
このようにしてモジュレーション電圧Ｍを演算により算出することで、「テーブルデータ、マップデータ、近似式」の格納容量、すなわちメモリ容量を低減することができる。また、計算の処理負荷が軽くなる。例えば、マップを用いる場合には補間処理が必要であるが数式を用いることにより処理負荷を軽くすることができる。
（第５の実施形態）
次に、第５の実施形態を、第３の実施形態及び第４の実施形態との相違点を中心に説明する。
図１０に代わり本実施形態では図１４に示す構成としている。
図２のモジュレーション電圧変換部５５においては図３に示すマップを用いており、図３の特性線Ｌ１は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータ、テーブルデータ、近似式等であった。
本実施形態では、図２における第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部５５を、図１４に示すモジュレーション電圧変換部９１で構成し、モジュレーション電圧変換部９１は、線間電圧実効値／相電圧実効値変換部９１ａと、モジュレーション電圧演算部９１ｂと、を有する構成としている。
線間電圧実効値／相電圧実効値変換部９１ａは、前述の式（１）により、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓから相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓを演算する。
モジュレーション電圧演算部９１ｂは、次の式（５）により、相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓからモジュレーション電圧Ｍを演算する。
Figure 0007067380000005
 ・・・（５）
ただし、Ｖｄｃは、図１のバッテリＢの電圧（直流電圧）であり、電圧センサ１００でバッテリＢの電圧（直流電圧）を検出してｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９に電圧検出結果が送られるようになっている。
式（５）についてより詳しく説明する。
図１５に示すように、実効値は、０～π／２ではπ／２－ｓｉｎ－１（Ｍ）であり、０～πではπ－２ｓｉｎ－１（Ｍ）なので、次の式（６）のようになる。
Figure 0007067380000006
 ・・・（６）
この式（６）を変形すると、式（５）が得られる。
このようにして本実施形態では、第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部９１は、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓから相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓに変換する線間電圧実効値／相電圧実効値変換部９１ａと、線間電圧実効値／相電圧実効値変換部９１ａによる相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓと直流電圧Ｖｄｃとから数式によりモジュレーション電圧Ｍを演算するモジュレーション電圧演算部９１ｂと、を有する。
このようにしてモジュレーション電圧Ｍを演算により算出することで、「テーブルデータ、マップデータ、近似式」の格納容量、すなわちメモリ容量を低減することができる。また、計算の処理負荷が軽くなる。例えば、マップを用いる場合には補間処理が必要であるが数式を用いることにより処理負荷を軽くすることができる。
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ 第４及び第５の実施形態における直流電圧Ｖｄｃは測定値であったが、定数で与えてもよい。つまり、バッテリＢの定格電圧（仕様電圧値）を用いてもよい。
○ 第１の実施形態での図２においてモジュレーション電圧変換部５５はマップを用いて線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓをモジュレーション電圧Ｍに変換した。これに代わり、第４、第５の実施形態で説明したように、第２変換手段としてのモジュレーション電圧変換部は、線間電圧実効値Ｖｌｉｎｅ－ｒｍｓから相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓに変換する線間電圧実効値／相電圧実効値変換部と、線間電圧実効値／相電圧実効値変換部による相電圧実効値Ｖｐｈａｓｅ－ｒｍｓと直流電圧Ｖｄｃとから数式によりモジュレーション電圧Ｍを演算するモジュレーション電圧演算部と、を有する構成としてもよい。このように、モジュレーション電圧Ｍを演算により算出することで、「テーブルデータ、マップデータ、近似式」の格納容量、すなわちメモリ容量を低減することができる。また、計算の処理負荷が軽くなる。例えば、マップを用いる場合には補間処理が必要であるが数式を用いることにより処理負荷を軽くすることができる。
○ インバータ回路２０における６つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６としてＩＧＢＴを用いたが、これに代わりパワーＭＯＳＦＥＴ等を用いてもよい。
１０…インバータ装置、２０…インバータ回路、５０…ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換部、５１…スケーリング部、５２…コンバータ、５３…線間電圧実効値計算部、５４…相ピーク値変換部、５５…モジュレーション電圧変換部、７０…三角波生成部、７１…コンパレータ、７２…線間電圧実効値計算部、７３…モジュレーション電圧変換部、８０…正弦波生成部、８１…コンパレータ、８３…モジュレーション電圧変換部、９０…モジュレーション電圧変換部、９０ａ…線間電圧実効値／相電圧実効値変換部、９０ｂ…モジュレーション電圧演算部、９１…モジュレーション電圧変換部、９１ａ…線間電圧実効値／相電圧実効値変換部、９１ｂ…モジュレーション電圧演算部、Ｌｎ…負極母線、Ｌｐ…正極母線、Ｑ１…ｕ相上アーム用スイッチング素子、Ｑ２…ｕ相下アーム用スイッチング素子、Ｑ３…ｖ相上アーム用スイッチング素子、Ｑ４…ｖ相下アーム用スイッチング素子、Ｑ５…ｗ相上アーム用スイッチング素子、Ｑ６…ｗ相下アーム用スイッチング素子、Ｖｄ＊…ｄ軸電圧指令値、Ｖｑ＊…ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ＊＊…電圧指令値、Ｖｖ＊＊…電圧指令値、Ｖｗ＊＊…電圧指令値、Ｖｄｃ…直流電圧、θ…電気角。

Claims (4)

  1. 正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、
    角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値に基づいて信号を生成する信号生成手段と、
    ｄ，ｑ軸電圧指令値をモータの線間電圧実効値に変換する第１変換手段と、
    前記第１変換手段において変換した線間電圧実効値をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換する第２変換手段と、
    前記信号生成手段において生成した信号と前記第２変換手段において変換したモジュレーション電圧とを制御周期で比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する比較手段と、を備え、
    前記信号生成手段は、角度情報に基づいてｄ，ｑ軸電圧指令値をｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に変換する手段と、ｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値を線間電圧実効値のピーク値で－１～＋１にスケーリングする手段と、を有し、
    前記第２変換手段は、±の０～１のモジュレーション電圧に変換し、
    前記比較手段は、線間電圧実効値のピーク値で－１～＋１にスケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値と、±の０～１のモジュレーション電圧とを比較して、スケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値と+の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力するとともに、スケーリングしたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値と－の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力することを特徴とするインバータ装置。
  2. 正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、
    角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値に基づいて信号を生成する信号生成手段と、
    ｄ，ｑ軸電圧指令値をモータの線間電圧実効値に変換する第１変換手段と、
    前記第１変換手段において変換した線間電圧実効値をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換する第２変換手段と、
    前記信号生成手段において生成した信号と前記第２変換手段において変換したモジュレーション電圧とを制御周期で比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する比較手段と、を備え、
    前記信号生成手段は、角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値から振幅が１のｕ，ｖ，ｗ相の三角波を生成し、
    前記第２変換手段は、±の０～１のモジュレーション電圧に変換し、
    前記比較手段は、前記生成した三角波と±の０～１のモジュレーション電圧とを比較して、生成した三角波と＋の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力するとともに、生成した三角波と－の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力することを特徴とするインバータ装置。
  3. 正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、
    角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値に基づいて信号を生成する信号生成手段と、
    ｄ，ｑ軸電圧指令値をモータの線間電圧実効値に変換する第１変換手段と、
    前記第１変換手段において変換した線間電圧実効値をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換する第２変換手段と、
    前記信号生成手段において生成した信号と前記第２変換手段において変換したモジュレーション電圧とを制御周期で比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する比較手段と、を備え、
    前記信号生成手段は、角度情報とｄ，ｑ軸電圧指令値から振幅が１のｕ，ｖ，ｗ相の正弦波を生成し、
    前記第２変換手段は、±の０～１のモジュレーション電圧に変換し、
    前記比較手段は、前記生成した正弦波と±の０～１のモジュレーション電圧とを比較して、生成した正弦波と＋の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を上アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力するとともに、生成した正弦波と－の０～１のモジュレーション電圧の大小の比較結果を下アーム用スイッチング素子のパルスパターンとして出力することを特徴とするインバータ装置。
  4. 前記第２変換手段は、
    線間電圧実効値から相電圧実効値に変換する線間電圧実効値／相電圧実効値変換部と、
    前記線間電圧実効値／相電圧実効値変換部による相電圧実効値と前記直流電圧とから数式により前記モジュレーション電圧を演算するモジュレーション電圧演算部と、を有することを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
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