JP7010197B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置に関するものである。

特許文献１に開示の電力変換器制御装置は、特許文献１での図１を用いて示されているようにパルスパターン演算部とゲートパルス出力部を備える。パルスパターン演算部は、第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部及び選択回路を備える。第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部は、電圧指令部からの電圧指令に基づき変調率演算部で算出された変調率と速度演算部で算出された回転速度信号とに基づき、回転速度信号に応じて予め設定された互いに異なる次数の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを演算する。選択回路は、回転速度信号に基づき、第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部のいずれかを選択してそのパルスパターンをゲートパルス出力部に出力する。パルスパターン演算部におけるパルスパターンの演算は、パルス位相データを予め計算して保存したパルス位相テーブル（特許文献１での図７に示す変調率と速度によるパルス情報のマップ）を参照して行うか、あるいは近似式を用いて行う。ゲートパルス出力部は特許文献１での図６のように演算した電圧位相θとパルス位相θ_１～θ_ｎとを比較してゲートパルスを出力する。このようにして、図１８に示すような電圧指令に対するパルスパターンが得られる。

特開２０１３－２１５０４１号公報

ところで、定常状態において角度を取得して位相角を演算する場合、図１２に示すように各演算タイミングＴ_０，Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_３，・・・の間はセンシングできないので次の演算タイミングまでの位相角を予測する。図１２に示す負荷一定の場合には時間と共に位相角は単調に増加していくが図１３に示す負荷変動があると単調増加でなくなる。単調増加ではなくなり演算の位相角と実際の位相角との差異が生じると、以下のような問題が生じる。

定常状態において図１４に示すように演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新する方式を用いることが考えられる。
加減速していない定常状態において、図１２に示す負荷一定の場合に比べ図１３に示す負荷が変動した場合には、パルス出力のベースとなる位相角θが不連続となり、パルスが欠落してしまい、思い通りの効果を得られない（上記特許文献１では高調波低減できない、若しくは、低損失駆動ができない）。その理由を以下に述べる。なお、図１２及び図１３のθ_ｎは演算周期ごとの位相角を表し、特許文献１での図６のパルス位相θ_ｎ（図１８のスイッチングタイミング）とは異なる。

図１２に示す負荷一定（速度変動なし）の場合において、マイコン使用を前提として、演算開始と角度取得タイミングが一緒と仮定する。一般的にはそれぞれのタイミングは異なる場合があるが、１演算周期に１度角度を取得するので上記仮定は問題ない。ある時間Ｔ_０の演算について説明する。時間Ｔ_０で取得した位相角θ_０とその時の回転速度ω_０（もしくは前回の位相角θ_－１）から次の演算時間Ｔ_１の位相角を推定する。θ_０から推定した位相角までの間のパルスパターンをセットする。これらが繰り返し演算される。例として、図１６（ａ）に出力したいパルスパターンを示すとともに図１６（ｂ）にＴ_０時の演算結果及びＴ_１時の演算結果を示す。

一方、図１３に示す負荷変動（速度変動あり）の場合においては、負荷変動の影響で演算周期ごとの位相角の変化量が変化している。そのことが原因でパルスパターンの情報が欠落してしまう例を説明する。同様にある時間Ｔ_０の演算について説明する。時間Ｔ_０で取得した位相角θ_０とその時の回転速度ω_０（もしくは前回の位相角θ_－１）から次の演算時間Ｔ_１の位相角θ_１´を推定する。θ_０から推定した位相角θ_１´までの間のパルスパターンをセットする。負荷変動により位相角の変化量が一定でないため、次の演算時間Ｔ_１での位相角θ_１は推定した位相角θ_１´と異なってしまう可能性がある。よって、推定した位相角θ_１´と次の演算時間Ｔ_１での位相角θ_１との間にパルスが存在すれば、そのパルスは欠落してしまう。その例を図示する。図１７（ａ）に示すように出力したいパルスパターンに対し図１７（ｂ）に示すようにＴ_０時の演算に対しＴ_１時の実際の位相角が演算の位相角より進んでしまった場合には演算では位相角が不連続になるためパルスが欠落してしまう。

また、過渡状態において、図１５に示すように演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していく方式を用いることが考えられる。
加速中もしくは減速中の過渡状態では図１５に示す方式を用いた場合には実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅Ｗがどんどん増加していく傾向があり、損失低減効果の減少を招く虞がある。

本発明の目的は、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができるとともに過渡状態において損失低減の向上を図ることができるインバータ装置を提供することにある。

上記問題点を解決するためのインバータ装置は、正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、ｄ，ｑ軸電圧指令値を変調率に変換する変調率計算部と、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する第１信号生成部と、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する第２信号生成部と、回転角速度指令値に基づいて過渡状態であるか定常状態であるかを判定する状態判定部と、前記状態判定部により過渡状態時においては前記第１信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択し、定常状態時においては前記第２信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択する切替部と、前記変調率計算部において変換した変調率をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換するモジュレーション電圧生成部と、前記切替部により選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号と前記モジュレーション電圧生成部において変換したモジュレーション電圧とを比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力するコンパレータと、を備えたことを要旨とする。

これによれば、過渡状態時においては第１信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号が選択され、定常状態時においては第２信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号が選択される。そして、選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号とモジュレーション電圧とが比較されてインバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンが出力される。

第１信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づくものである。これにより、過渡状態時に実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅が増加していくことなく、過渡状態において損失低減の向上を図ることができる。

第２信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角である。これにより、定常状態時に負荷変動が生じても制御周期で位相角が不連続になることなく、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができる。

また、インバータ装置において、前記第１信号生成部及び前記第２信号生成部において生成するｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、三角波であるとよい。
また、インバータ装置において、前記状態判定部は、取得した回転角速度と回転角速度指令値との差が閾値以上であると過渡状態であると判定するとともに、前記差が閾値未満であると定常状態であると判定するとよい。

本発明によれば、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができるとともに過渡状態において損失低減の向上を図ることができる。

実施形態におけるインバータ装置の構成を示すブロック図。 ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 第１三角波生成部の構成を示すブロック図。 変調率とモジュレーション電圧の関係を示す図。 過渡状態で負荷変動がある場合の演算周期毎の位相角の変化を示す図。 第２三角波生成部の構成を示すブロック図。 定常状態で負荷変動がある場合の演算周期毎の位相角の変化を示す図。 三角波生成部から生成される三角波を示す図。 （ａ）はコンパレータでの比較処理を示す図、（ｂ）は上アーム用スイッチング素子のパルスパターンを示す図、（ｃ）は下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを示す図。 別例の構成を示すブロック図。 別例の構成を示すブロック図。 定常状態において負荷一定の場合の演算周期毎の位相角の変化を示す図。 定常状態において負荷変動の場合の演算周期毎の位相角の変化を示す図。 演算周期毎の位相角の変化を示す図。 演算周期毎の位相角の変化を示す図。 （ａ）は定常状態において負荷一定の場合の出力したいパルスパターンを示す図、（ｂ）はＴ_０時の演算結果及びＴ_１時の演算結果を示す図。 （ａ）は定常状態において負荷変動の場合の出力したいパルスパターンを示す図、（ｂ）はＴ_０時の演算結果及びＴ_１時の演算結果を示す図。 パルスパターンを示す図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、インバータ装置１０は、インバータ回路２０とインバータ制御装置３０を備えている。インバータ制御装置３０は、ドライブ回路３１と制御部３２とを備えている。

インバータ回路２０は、６つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６と６つのダイオードＤ１～Ｄ６を有する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６としてＩＧＢＴを用いている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６にはダイオードＤ１～Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線Ｌｐ、負極母線Ｌｎには平滑コンデンサＣを介して直流電源としてのバッテリＢが接続されている。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の間がモータ６０のｕ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の間がモータ６０のｖ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の間がモータ６０のｗ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有するインバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することができるようになっている。モータ６０は車両駆動用モータである。

各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路３１が接続されている。ドライブ回路３１は、制御信号であるパルスパターンに基づいてインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をスイッチング動作させる。

モータ６０に位置検出部６１が設けられ、位置検出部６１によりモータ６０の回転位置としての電気角θが検出される。電流センサ６２によりモータ６０のｕ相電流Ｉｕが検出される。また、電流センサ６３によりモータ６０のｖ相電流Ｉｖが検出される。

制御部３２はマイクロコンピュータにより構成され、制御部３２は、減算部３３と、トルク制御部３４、トルク／電流指令値変換部３５と、減算部３６，３７と、電流制御部３８と、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９と、座標変換部４０と、速度演算部４１を備えている。

速度演算部４１は、位置検出部６１により検出される電気角θから回転角速度ωを演算する。減算部３３は、回転角速度指令値（指令速度）ω＊と速度演算部４１により演算された回転角速度ωとの差分Δωを算出する。トルク制御部３４は、速度ωの差分Δωからトルク指令値Ｔ＊を演算する。

トルク／電流指令値変換部３５は、トルク指令値Ｔ＊を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部３５は、記憶部（図示略）に予め記憶される目標トルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応付けられたテーブルを用いてトルク／電流指令値変換を行う。

座標変換部４０は、電流センサ６２，６３によるｕ相電流Ｉｕ及びｖ相電流Ｉｖからモータ６０のｗ相電流Ｉｗを求め、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖ及びｗ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流Ｉｄはモータ６０に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流Ｉｑはモータ６０に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。

減算部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを算出する。減算部３７は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを算出する。電流制御部３８は、差分ΔＩｄ及び差分ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。

電圧センサ４２によりバッテリＢの電圧（直流電圧）Ｖｄｃが検出される。この検出結果がｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９に送られる。
ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、角度情報である電気角θと回転角速度ωとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と回転角速度指令値（指令速度）ω＊と直流電圧Ｖｄｃを入力して各相の上下アーム用のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のパルスパターンをドライブ回路３１に出力する。つまり、位置検出部６１により検出される電気角θと回転角速度ωに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊からインバータ回路２０の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオン、オフさせるためのパルスパターンを出力する。即ち、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、モータ６０に流れるｕ，ｖ，ｗの各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ６０におけるｄ軸電流とｑ軸電流が目標値となるようにモータ６０の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御する。

ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、図２に示す構成となっている。
図２において、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、状態判定部５０、第１三角波生成部５１と、第２三角波生成部５２と、コンパレータ５３と、変調率計算部５４と、モジュレーション電圧生成部５５と、切替部５６とを備える。

変調率計算部５４は、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、変調率Ｍに換算する。詳しくは、次の式（１）により変調率Ｍを算出する。

・・・（１）
モジュレーション電圧生成部５５は、図４に示すマップを用いて変調率Ｍを事前に算出したデータをもとに、モジュレーション電圧Ｖｍを生成する。図４において、横軸に変調率Ｍをとり、縦軸にモジュレーション電圧Ｖｍをとっている。特性線Ｌ１００は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータであり、他にもテーブルデータ、近似式等でも構わない。このモジュレーション電圧Ｖｍがパルス幅を決定する要素となる。図９（ａ）に示すように、モジュレーション電圧Ｖｍはプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ５３に入力される。

このように、モジュレーション電圧生成部５５は、変調率計算部５４において変換した変調率Ｍをモジュレーション電圧Ｖｍに制御周期毎に変換する。
図２の状態判定部５０は、回転角速度指令値（指令速度）ω＊に基づいて過渡状態であるか定常状態であるかを判定する。具体的には、判定式として、回転角速度ωと回転角速度指令値（指令速度）ω＊と閾値Ｋから、（ω－ω＊）≧Ｋが成立するか否か判定して、成立すると過渡状態（加減速時）と判定し、不成立ならば定常状態であると判定する。このようにして、状態判定部５０は、取得した回転角速度ωと回転角速度指令値（指令速度）ω＊との差（ω－ω＊）が閾値Ｋ以上であると過渡状態であると判定するとともに、差（ω－ω＊）が閾値Ｋ未満であると定常状態であると判定する。

第１三角波生成部５１は、図３に示すように、フィードホワード制御を用いており、出力切替部５１ａと、バッファ５１ｂと、加算部５１ｃと、積分部５１ｄと、加算部５１ｅと、加算部５１ｆと、電圧位相角演算部５１ｇと、三角波生成部５１ｈを有する。バッファ５１ｂと積分部５１ｄとは、次の演算周期まで位相角を予測するために用いられる。

第１三角波生成部５１においては、図１４で示した演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新する方式を用いている。
図３の出力切替部５１ａは、取得した電気角θを入力して過渡状態に切り替わったときの初回のみ出力を切り替えて加算部５１ｃに出力する。バッファ５１ｂは、回転角速度ωを入力して所定時間Δｔごとに回転角速度ωを加算部５１ｃに出力する。加算部５１ｃは、初回の電気角θと所定時間Δｔごとの回転角速度ωを加算して位相角の変化量を積分部５１ｄに出力する。積分部５１ｄは次の演算周期までの位相角の予測値の算出用であり、所定時間Δｔごとの位相角の変化量（速度ω）を積分する。

電圧位相角演算部５１ｇは、出力したい電圧位相にするためのものであり、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を入力して次の式（２）により電圧位相角δを算出する。

・・・（２）
加算部５１ｅは、積分部５１ｄからの回転角速度ωの積分値と電圧位相角演算部５１ｇからの電圧位相角δを加算する。加算部５１ｆは、位相角を更新すべく加算部５１ｅの出力値と電気角θとを加算して位相角を三角波生成部５１ｈに出力する。三角波生成部５１ｈは、単調増加する位相角を２πになると０にして三角波を生成して出力する。つまり、時間に比例する角度は２πでリセットしてこれを成形して三角波を出力する。ｕ相に対し位相を±２／３π加算し、ｖ相、ｗ相も同様にして算出する（三角波を出力する）。第１三角波生成部５１は、図５に示すように、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号（三角波）を生成する。

図２の第２三角波生成部５２は、図６に示すように、出力切替部５２ａと、バッファ５２ｂと、加算部５２ｃと、積分部５２ｄと、加算部５２ｅと、電圧位相角演算部５２ｆと、三角波生成部５２ｇを有する。

第２三角波生成部５２においては、図１５で示した演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していく方式を用いている。
出力切替部５２ａは、取得した電気角θを入力して定常状態に切り替わったときの初回のみ出力を切り替えて加算部５２ｃに出力する。バッファ５２ｂは、回転角速度ωを入力して所定時間Δｔごとに回転角速度ωを加算部５２ｃに出力する。加算部５２ｃは、初回の電気角θと所定時間Δｔごとの回転角速度ωを加算して位相角の変化量を積分部５２ｄに出力する。積分部５２ｄは次の演算周期までの位相角の予測値の算出用であり、所定時間Δｔごとの位相角の変化量（速度ω）を積分する。電圧位相角演算部５２ｆは、出力したい電圧位相にするためのものであり、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を入力して前述の式（２）により電圧位相角δを算出する。加算部５２ｅは、積分部５２ｄからの回転角速度ωの積分値と電圧位相角演算部５２ｆからの電圧位相角δを加算して位相角を三角波生成部５２ｇに出力する。三角波生成部５２ｇは、単調増加する位相角を２πになると０にして三角波を生成して出力する。つまり、時間に比例する角度は２πでリセットしてこれを成形して三角波を出力する。ｕ相に対し位相を±２／３π加算し、ｖ相、ｗ相も同様にして算出する（三角波を出力する）。

第２三角波生成部５２は、図７に示すように、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号（三角波）を生成する。そのため、制御周期で位相角が不連続になることはない。

図２の三角波生成部５１，５２は、角度情報としての電気角θと回転角速度ωとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から、図８に示すようにｕ，ｖ，ｗ相の三角波を生成する。三角波の振幅は１とする。三角波の周波数は回転数（電気角θの時間的変化割合）に応じて変化する。電流１周期に対して三角波１周期である。三角波はコンパレータ５３に入力される。

図２の切替部５６は、状態判定部５０により過渡状態時においては第１三角波生成部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択してその信号をコンパレータ５３に出力する。定常状態時においては第２三角波生成部５２において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択してその信号をコンパレータ５３に出力する。

コンパレータ５３は図９（ａ）に示すように、入力されたｕ相の三角波と±Ｖｍの値を比較する。そして、コンパレータ５３は、図９（ｂ）に示すようにｕ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターン、及び、図９（ｃ）に示すようにｕ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンを算出する。同様に、コンパレータ５３は、入力されたｖ相の三角波と±Ｖｍの値を比較して、ｖ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ３のパルスパターン、及び、ｖ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ４のパルスパターンを算出する。また、コンパレータ５３は、入力されたｗ相の三角波と±Ｖｍの値を比較して、ｗ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ５のパルスパターン、及び、ｗ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ６のパルスパターンを算出する。このようにして、コンパレータ５３は、切替部５６により選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号とモジュレーション電圧生成部５５において生成したモジュレーション電圧Ｖｍとを比較する。そして、インバータ回路２０における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。このパルスパターンは損失低減を考慮したパルスパターンである。

次に、インバータ装置１０の作用について説明する。
図２において、パルス生成アルゴリズムとして、入力は電気角θ、回転角速度ω、回転角速度指令値（指令速度）ω＊、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊、直流電圧Ｖｄｃであり、出力は各相上下アーム用スイッチング素子のパルスパターンである。

第１三角波生成部５１及び第２三角波生成部５２において、それぞれ、回転角速度ωと電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊からｕ，ｖ，ｗ相の三角波が生成される。
状態判定部５０において、判定式（（ω－ω＊）≧Ｋ）を用いて、過渡状態もしくは定常状態を判定して、三角波の出力を切り替える。

一方、変調率計算部５４において、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と直流電圧Ｖｄｃから変調率Ｍが換算される。つまり、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と直流電圧Ｖｄｃから変調率Ｍが変換される。

モジュレーション電圧生成部５５において変調率Ｍが事前に算出したデータをもとにモジュレーション電圧Ｖｍに変換される。コンパレータ５３は、第１三角波生成部５１から入力されたｕ相の三角波または第２三角波生成部５２から入力されたｕ相の三角波と±Ｖｍの値を比較して上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターン、及び、下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンが算出される。

ｖ，ｗ相についてはｕ相の電圧指令値から±２／３πズレた指令値をそれぞれ持つのでその三角波と±Ｖｍとの比較を行う。
その結果、例えば、図１８に示すようなパルスパターンを得ることが可能となる。このパルスパターンは、０～９０度の情報を対称性を用いて表現できる。特許文献１に開示の技術を用いて出力しようとすると、０～３６０度のマップデータを用意するか、０～９０度の情報を演算で３６０度まで拡大する必要がある。本実施形態では、三角波がその対称性を含んでいるので、３６０度までのマップを持ったり、３６０度まで拡大する演算は不要である。

具体的には、判定式として（ω－ω＊）≧Ｋが成立すれば過渡状態（加減速時）であり、ωは、取得した回転角速度、ω＊は回転角速度指令値、Ｋは閾値であり定数（一定値）である。成立ならば図５に示すように、取得した位相角θを用いてパルスを生成する。一方、不成立ならば定常状態であるとして、図７に示す演算周期ごとに速度情報を基に位相角θを連続的につなぎ合わせることで、所望のパルスを出力する。

つまり、状態判定部５０で過渡状態であるか定常状態であるかを判定し、切替部５６において、過渡状態時においては第１三角波生成部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択し、定常状態時においては第２三角波生成部５２において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択する。そして、コンパレータ５３において、選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号とモジュレーション電圧Ｖｍとを制御周期で比較して上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。

第１三角波生成部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づくものである。これにより、過渡状態時に実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅が増加していくことなく、過渡状態において損失低減の向上を図ることができる。詳しくは、加速中もしくは減速中の過渡状態では図１５に示す方式を用いた場合には実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅Ｗがどんどん増加していく傾向がある。演算で使用する位相角が不連続になっても理想的なパルスパターンを出力できる点では図１４に示す方式のほうが有利である。図１５に示す方式を過渡状態にも適応すると、実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅Ｗが増加していき損失低減効果の減少を招く虞がある。本実施形態ではこれを回避することができる。

また、第２三角波生成部５２において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づくものである。これにより、定常状態時に負荷変動が生じても制御周期で位相角が不連続になることなく、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができる。

また、位相角波形を三角波にすることでマップ情報のデータ数もしくはパルス対称性を考慮して演算を減らすことができる。
その結果、定常状態において負荷変動が生じた場合でもパルスが欠落することなく最適パルスが実現できるとともに過渡状態のときにおいて乖離幅Ｗを小さくでき損失低減の向上が図られる。

上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）インバータ装置１０の構成として、正負の母線Ｌｐ，Ｌｎ間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有し、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給するインバータ回路２０を備える。ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を変調率Ｍに変換する変調率計算部５４と、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号（三角波）を生成する第１信号生成部としての第１三角波生成部５１を備える。演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号（三角波）を生成する第２信号生成部としての第２三角波生成部５２を備える。回転角速度指令値（指令速度）ω＊に基づいて過渡状態であるか定常状態であるかを判定する状態判定部５０を備える。状態判定部５０により過渡状態時においては第１三角波生成部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択し、定常状態時においては第２三角波生成部５２において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択する切替部５６を備える。変調率計算部５４において変換した変調率Ｍをモジュレーション電圧Ｖｍに制御周期毎に変換するモジュレーション電圧生成部５５を備える。コンパレータ５３を備える。コンパレータ５３は、切替部５６により選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号とモジュレーション電圧生成部５５において変換したモジュレーション電圧Ｖｍとを比較する。そして、インバータ回路２０における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。

よって、過渡状態と定常状態とで場合分けをして、図１４に示す方式と図１５に示す方式とを使い分ける。これにより、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができるとともに過渡状態において損失低減の向上を図ることができる。

（２）第１三角波生成部５１及び第２三角波生成部５２において生成するｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、三角波である。よって、パルス対称性を利用してパルス演算回数を削減することができる。

（３）状態判定部５０は、取得した回転角速度ωと回転角速度指令値（指令速度）ω＊との差が閾値以上であると過渡状態であると判定するとともに、差が閾値未満であると定常状態であると判定する。よって、過渡状態であるか定常状態であるかの判定を正確に行うことができる。

実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ 図３及び図６では位相角から三角波を生成したが、これに代わり図１０及び図１１に示すように、第１正弦波生成部５１ｊ及び第２正弦波生成部５２ｊを用いて位相角から正弦波を生成してもよい。この場合、第１正弦波生成部５１ｊ及び第２正弦波生成部５２ｊはそれぞれ第１信号生成部及び第２信号生成部となる。

○ センサ駆動に代わりセンサレス駆動としてもよく、位相角θ、回転角速度ωは推定値でもよい。
○ 図２での状態判定部５０における判定式は、（ω－ω＊）≧Ｋであったが、これに代わり、回転角速度指令値（指令速度）ω＊についての今回値と前回値の差から判定してもよい。

１０…インバータ装置、２０…インバータ回路、５０…状態判定部、５１…第１三角波生成部、５２…第２三角波生成部、５３…コンパレータ、５４…変調率計算部、５５…モジュレーション電圧生成部、５６…切替部、６０…モータ、Ｍ…変調率、Ｌｐ，Ｌｎ…正負の母線、Ｑ１～Ｑ６…スイッチング素子、Ｖｄ＊，Ｖｑ＊…ｄ，ｑ軸電圧指令値、Ｖｍ…モジュレーション電圧。

Claims (3)

1. 正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、
   ｄ，ｑ軸電圧指令値を変調率に変換する変調率計算部と、
   演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する第１信号生成部と、
   演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する第２信号生成部と、
   回転角速度指令値に基づいて過渡状態であるか定常状態であるかを判定する状態判定部と、
   前記状態判定部により過渡状態時においては前記第１信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択し、定常状態時においては前記第２信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択する切替部と、
   前記変調率計算部において変換した変調率をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換するモジュレーション電圧生成部と、
   前記切替部により選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号と前記モジュレーション電圧生成部において変換したモジュレーション電圧とを比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力するコンパレータと、
   を備えたことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記第１信号生成部及び前記第２信号生成部において生成するｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、三角波であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記状態判定部は、取得した回転角速度と回転角速度指令値との差が閾値以上であると過渡状態であると判定するとともに、前記差が閾値未満であると定常状態であると判定することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。

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