WO2020100549A1 - インバータ装置 - Google Patents

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WO2020100549A1
WO2020100549A1 PCT/JP2019/041809 JP2019041809W WO2020100549A1 WO 2020100549 A1 WO2020100549 A1 WO 2020100549A1 JP 2019041809 W JP2019041809 W JP 2019041809W WO 2020100549 A1 WO2020100549 A1 WO 2020100549A1
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WO
WIPO (PCT)
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phase
phase angle
triangular wave
unit
signal
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/041809
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English (en)
French (fr)
Inventor
山根和貴
名和政道
Original Assignee
株式会社豊田自動織機
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Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社豊田自動織機 filed Critical 株式会社豊田自動織機
Publication of WO2020100549A1 publication Critical patent/WO2020100549A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device.
  • the power converter control device disclosed in Patent Document 1 includes a pulse pattern calculation unit and a gate pulse output unit as shown in FIG. 1 of Patent Document 1.
  • the pulse pattern calculation unit includes first, second, ..., Nth harmonic suppression pulse pattern units and a selection circuit.
  • the first, second, ..., Nth harmonic suppression pulse pattern section outputs the modulation rate calculated by the modulation rate calculation section and the rotation speed signal calculated by the speed calculation section based on the voltage command from the voltage command section. Based on this, a pulse pattern for suppressing the harmonic components of different orders set in advance according to the rotation speed signal is calculated.
  • the selection circuit selects one of the first, second, and nth harmonic suppression pulse pattern portions based on the rotation speed signal, and outputs the pulse pattern to the gate pulse output portion.
  • the gate pulse output unit compares the voltage phase ⁇ calculated as shown in FIG. 6 of Patent Document 1 with the pulse phases ⁇ 1 to ⁇ n and outputs a gate pulse. In this way, the pulse pattern for the voltage command as shown in FIG. 18 is obtained.
  • the amount of change in the phase angle for each calculation cycle changes due to the influence of the load fluctuation.
  • An example in which information on the pulse pattern is lost due to this will be described.
  • a calculation at a certain calculation timing T 0 will be described.
  • the phase angle ⁇ 1 ′ at the next calculation timing T 1 is estimated from the phase angle ⁇ 0 acquired at the calculation timing T 0 and the rotation speed ⁇ 0 at that time (or the previous phase angle ⁇ ⁇ 1 ).
  • a pulse pattern from ⁇ 0 to the estimated phase angle ⁇ 1 ′ is set.
  • the phase angle ⁇ 1 at the next calculation timing T 1 may be different from the estimated phase angle ⁇ 1 ′.
  • An example is shown.
  • the actual phase angle at T 1 leads the calculation at T 0 as shown in FIG. 17B with respect to the pulse pattern to be output as shown in FIG. In the calculation, the phase angle becomes discontinuous in the calculation, and the pulse is lost.
  • the rotation speed is integrated after the phase angle at which the rotation speed has been integrated from the last time in each calculation cycle.
  • the deviation width W between the actual phase angle and the phase angle used in the calculation tends to increase more and more. There is a risk of a decrease.
  • An object of the present invention is to provide an inverter device capable of preventing pulse loss when a load change occurs in a steady state and improving loss reduction in a transient state.
  • An inverter device for solving the above problem has a switching element that constitutes upper and lower arms for each phase of u, v, and w between positive and negative buses, and converts a DC voltage to an AC voltage in accordance with a switching operation of the switching element.
  • the inverter circuit that converts the voltage into a voltage and supplies it to the motor, the modulation rate calculation unit that converts the d and q axis voltage command values into the modulation rate, and the latest phase angle that integrates the rotation speed from the last time for each calculation cycle
  • a first signal generator that generates a signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values based on the updated phase angle, and a phase angle that integrates the rotational speed from the previous time in each calculation cycle.
  • a second signal generator that generates a signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values based on the phase angle obtained by integrating the rotation speed, and a transient based on the rotation angular speed command value.
  • a state determination unit that determines whether the state is a steady state or a steady state; and a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated by the first signal generation unit in the transient state by the state determination unit.
  • a switching unit for selecting a signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated in the second signal generating unit in the steady state, and converting in the modulation factor calculating unit.
  • a modulation voltage generation unit that converts the modulation rate into a modulation voltage for each control cycle; a signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values selected by the switching unit and the modulation voltage generation unit.
  • the gist of the present invention is to provide a comparator for comparing the modulated voltage and the pulse voltage of the upper arm switching element and the lower arm switching element in the inverter circuit.
  • the signal of the waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated in the first signal generation unit is selected in the transient state, and is generated in the second signal generation unit in the steady state.
  • Signals having waveforms corresponding to the u, v, and w phase voltage command values are selected.
  • the waveform signals corresponding to the selected voltage command values of the u, v, and w phases are compared with the modulation voltage to determine the pulse patterns of the upper arm switching element and the lower arm switching element in the inverter circuit. Is output.
  • the signal of the waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated in the first signal generation unit is the phase angle updated to the latest value with respect to the phase angle at which the rotation speed has been integrated from the previous time in each calculation cycle. It is based on. This makes it possible to improve the loss reduction in the transient state without increasing the deviation width between the actual phase angle and the phase angle used in the calculation in the transient state.
  • the signal of the waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated in the second signal generation unit integrates the rotation speed subsequent to the phase angle at which the rotation speed has been integrated from the previous time in each calculation cycle. It is the phase angle. Accordingly, even if a load change occurs in the steady state, the phase angle does not become discontinuous in the control cycle, and it is possible to prevent the pulse loss when the load change occurs in the steady state.
  • the signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated by the first signal generation unit and the second signal generation unit is a triangular wave.
  • the state determination unit determines that it is in a transient state when the difference between the acquired rotational angular velocity and the rotational angular velocity command value is equal to or greater than a threshold value, and in the steady state when the difference is less than the threshold value. It is good to judge that there is.
  • the present invention it is possible to prevent loss of a pulse when a load change occurs in a steady state, and to improve loss reduction in a transient state.
  • the block diagram which shows the structure of the inverter apparatus in embodiment The block diagram which shows the structure of d, q / u, v, w conversion circuit.
  • the block diagram which shows the structure of a 2nd triangular wave generation part.
  • (A) is a figure which shows the comparison process in a comparator
  • (b) is a figure which shows the pulse pattern of the switching element for upper arms
  • (c) is a figure which shows the pulse pattern of the switching element for lower arms.
  • the block diagram which shows the structure of another example.
  • the block diagram which shows the structure of another example.
  • the figure which shows the change of the phase angle for every calculation period when load is constant in a steady state.
  • the figure which shows the change of the phase angle for every calculation period The figure which shows the change of the phase angle for every calculation period.
  • FIG. 1 shows the output you want the pulse pattern for the load constant in the steady state
  • FIG. (b) is a diagram showing a calculation result of the time calculation result and T 1 o'clock T 0.
  • (A) shows a pulse pattern to be output in the case of load change in a steady state
  • Fig is a diagram showing a calculation result of the time calculation result and T 1 o'clock T 0. The figure which shows a pulse pattern.
  • the inverter device 10 includes an inverter circuit 20 and an inverter control device 30.
  • the inverter control device 30 includes a drive circuit 31 and a control unit 32.
  • the inverter circuit 20 has six switching elements Q1 to Q6 and six diodes D1 to D6. IGBTs are used as the switching elements Q1 to Q6.
  • a switching element Q1 forming a u-phase upper arm and a switching element Q2 forming a u-phase lower arm are connected in series between the positive electrode bus Lp and the negative electrode bus Ln.
  • a switching element Q3 forming a v-phase upper arm and a switching element Q4 forming a v-phase lower arm are connected in series between the positive electrode bus Lp and the negative electrode bus Ln.
  • a switching element Q5 forming a w-phase upper arm and a switching element Q6 forming a w-phase lower arm are connected in series between the positive electrode bus Lp and the negative electrode bus Ln.
  • Diodes D1 to D6 are connected in antiparallel to the switching elements Q1 to Q6.
  • a battery B as a DC power source is connected to the positive electrode bus Lp and the negative electrode bus Ln via a smoothing capacitor C.
  • the space between the switching element Q1 and the switching element Q2 is connected to the u-phase terminal of the motor 60.
  • the v-phase terminal of the motor 60 is connected between the switching element Q3 and the switching element Q4.
  • the w-phase terminal of the motor 60 is connected between the switching element Q5 and the switching element Q6.
  • the inverter circuit 20 including the switching elements Q1 to Q6 forming the upper and lower arms can convert the DC voltage, which is the voltage of the battery B, into an AC voltage and supply the motor 60 with the switching operation of the switching elements Q1 to Q6. You can do it.
  • the motor 60 is a vehicle driving motor.
  • a drive circuit 31 is connected to the gate terminals of the switching elements Q1 to Q6.
  • the drive circuit 31 causes the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 20 to perform a switching operation based on a pulse pattern which is a control signal.
  • a position detector 61 is provided in the motor 60, and the position detector 61 detects the electrical angle ⁇ as the rotational position of the motor 60.
  • the u-phase current Iu of the motor 60 is detected by the current sensor 62. Further, the current sensor 63 detects the v-phase current Iv of the motor 60.
  • the control unit 32 is configured by a microcomputer, and the control unit 32 includes a subtraction unit 33, a torque control unit 34, a torque / current command value conversion unit 35, subtraction units 36 and 37, a current control unit 38, d, A q / u, v, w conversion circuit 39, a coordinate conversion unit 40, and a speed calculation unit 41 are provided.
  • the speed calculator 41 calculates the rotational angular speed ⁇ from the electrical angle ⁇ detected by the position detector 61.
  • the subtraction unit 33 calculates a difference ⁇ between the rotation angular velocity command value (command velocity) ⁇ * and the rotation angular velocity ⁇ calculated by the velocity calculation unit 41.
  • the torque control unit 34 calculates the torque command value T * from the difference ⁇ of the speed ⁇ .
  • the torque / current command value conversion unit 35 converts the torque command value T * into a d-axis current command value Id * and a q-axis current command value Iq *.
  • the torque / current command value conversion unit 35 uses a table in which the target torque stored in advance in a storage unit (not shown) is associated with the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq *. Torque / current command value conversion.
  • the coordinate conversion unit 40 obtains the w-phase current Iw of the motor 60 from the u-phase current Iu and the v-phase current Iv by the current sensors 62 and 63, and based on the electrical angle ⁇ detected by the position detection unit 61, the u-phase current Iw.
  • the Iu, v-phase current Iv, and w-phase current Iw are converted into a d-axis current Id and a q-axis current Iq.
  • the d-axis current Id is a current vector component for generating a field in the current flowing through the motor 60
  • the q-axis current Iq is a current vector component for generating torque in the current flowing through the motor 60. ..
  • the subtraction unit 36 calculates a difference ⁇ Id between the d-axis current command value Id * and the d-axis current Id.
  • the subtraction unit 37 calculates a difference ⁇ Iq between the q-axis current command value Iq * and the q-axis current Iq.
  • the current controller 38 calculates the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * based on the difference ⁇ Id and the difference ⁇ Iq.
  • the voltage sensor 42 detects the voltage (DC voltage) Vdc of the battery B.
  • the detection result is sent to the d, q / u, v, w conversion circuit 39.
  • the d, q / u, v, w conversion circuit 39 uses the electrical angle ⁇ that is angle information, the rotational angular velocity ⁇ , the d-axis voltage command value Vd *, the q-axis voltage command value Vq *, and the rotational angular velocity command value (command speed).
  • ⁇ * and the DC voltage Vdc are input and the pulse patterns of the switching elements Q1 to Q6 for the upper and lower arms of each phase are output to the drive circuit 31.
  • the switching elements Q1 to Q6 of the inverter circuit 20 are turned on from the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * based on the electrical angle ⁇ and the rotational angular velocity ⁇ detected by the position detection unit 61.
  • the pulse pattern for turning off is output. That is, the d, q / u, v, w conversion circuit 39 targets the d-axis current and the q-axis current in the motor 60 based on the currents Iu, Iv, Iw of the respective phases of u, v, w flowing in the motor 60.
  • the switching elements Q1 to Q6 provided in the current path of the motor 60 are controlled so that the value becomes a value.
  • the d, q / u, v, w conversion circuit 39 has the configuration shown in FIG. In FIG. 2, the d, q / u, v, w conversion circuit 39 includes a state determination unit 50, a first triangular wave generation unit 51, a second triangular wave generation unit 52, a comparator 53, a modulation rate calculation unit 54, The modulation voltage generation unit 55 and the switching unit 56 are provided.
  • the modulation factor calculation unit 54 converts the d, q-axis voltage command values Vd *, Vq * into the modulation factor M. Specifically, the modulation factor M is calculated by the following equation (1).
  • the modulation voltage generation unit 55 converts the modulation rate M into the modulation voltage Vm based on the data calculated in advance using the map shown in FIG. In FIG. 4, the horizontal axis represents the modulation rate M, and the vertical axis represents the modulation voltage Vm.
  • the characteristic line L100 is data calculated in advance, this data is map data, and may be table data, an approximation formula, or the like. This modulation voltage Vm is a factor that determines the pulse width. As shown in FIG. 9A, both the positive value and the negative value of the modulation voltage Vm are input to the comparator 53.
  • the modulation voltage generator 55 converts the modulation rate M converted by the modulation rate calculator 54 into the modulation voltage Vm for each control cycle.
  • the state determination unit 50 in FIG. 2 determines whether the state is the transient state or the steady state based on the rotation angular velocity command value (command velocity) ⁇ *. Specifically, as a determination formula, it is determined from the rotational angular velocity ⁇ , the rotational angular velocity command value (command velocity) ⁇ *, and the threshold value K whether or not ( ⁇ *) ⁇ K is satisfied, and when it is satisfied, a transient state is established. (During acceleration / deceleration), and if not satisfied, it is determined to be a steady state.
  • the state determination unit 50 determines that the state is the transient state when the difference ( ⁇ *) between the acquired rotational angular velocity ⁇ and the rotational angular velocity command value (command velocity) ⁇ * is equal to or greater than the threshold value K. At the same time, when the difference ( ⁇ - ⁇ *) is less than the threshold value K, it is determined that the steady state is established.
  • the first triangular wave generation unit 51 uses feedforward control, and includes an output switching unit 51a, a buffer 51b, an addition unit 51c, an integration unit 51d, an addition unit 51e, and an addition unit. 51f, a voltage phase angle calculation unit 51g, and a triangular wave generation unit 51h.
  • the buffer 51b and the integration unit 51d are used to predict the phase angle until the next calculation cycle.
  • the first triangular wave generation unit 51 uses a method of updating the phase angle, which has integrated the rotational speed from the previous time, to the latest value for each calculation cycle shown in FIG.
  • the output switching unit 51a in FIG. 3 switches the output only for the first time when the acquired electrical angle ⁇ is input and switches to the transient state, and outputs the output to the addition unit 51c.
  • the buffer 51b inputs the rotational angular velocity ⁇ and outputs the rotational angular velocity ⁇ to the addition unit 51c at every predetermined time ⁇ t.
  • the adder 51c adds the initial electrical angle ⁇ and the rotational angular velocity ⁇ for each predetermined time ⁇ t, and outputs the amount of change in the phase angle to the integrator 51d.
  • the integrator 51d is for calculating the predicted value of the phase angle until the next calculation cycle, and integrates the amount of change in the phase angle (velocity ⁇ ) for each predetermined time ⁇ t.
  • the voltage phase angle calculation unit 51g is for making the voltage phase to be output, and inputs the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * and calculates the voltage phase angle ⁇ by the following equation (2). To calculate.
  • the addition unit 51e adds the integrated value of the rotational angular velocity ⁇ from the integration unit 51d and the voltage phase angle ⁇ from the voltage phase angle calculation unit 51g.
  • the addition unit 51f adds the output value of the addition unit 51e and the electrical angle ⁇ to update the phase angle, and outputs the phase angle to the triangular wave generation unit 51h.
  • the triangular wave generation unit 51h generates a triangular wave by outputting 0 when the monotonically increasing phase angle becomes 2 ⁇ , and outputs the triangular wave. That is, the angle proportional to time is reset at 2 ⁇ , this is shaped, and a triangular wave is output.
  • the phase is added to the u phase by ⁇ 2 / 3 ⁇ , and the v phase and the w phase are calculated in the same manner (a triangular wave is output).
  • the first triangular wave generation unit 51 uses the u, v, and w phase voltages based on the phase angle updated to the latest value with respect to the phase angle at which the rotation speed has been integrated from the last time in each calculation cycle. Generates a waveform signal (triangular wave) corresponding to the command value.
  • the second triangular wave generation unit 52 in FIG. 2 includes an output switching unit 52a, a buffer 52b, an addition unit 52c, an integration unit 52d, an addition unit 52e, and a voltage phase angle calculation unit 52f. , And a triangular wave generator 52g.
  • the second triangular wave generation unit 52 uses a method of integrating the rotation speed subsequent to the phase angle at which the rotation speed has been integrated from the previous time in each calculation cycle shown in FIG.
  • the output switching unit 52a switches the output only for the first time when the acquired electrical angle ⁇ is input and switched to the steady state, and outputs the output to the addition unit 52c.
  • the buffer 52b inputs the rotational angular velocity ⁇ and outputs the rotational angular velocity ⁇ to the addition unit 52c at every predetermined time ⁇ t.
  • the addition unit 52c adds the initial electrical angle ⁇ and the rotation angular velocity ⁇ for each predetermined time ⁇ t, and outputs the amount of change in the phase angle to the integration unit 52d.
  • the integrator 52d is for calculating the predicted value of the phase angle until the next calculation cycle, and integrates the amount of change (velocity ⁇ ) in the phase angle for each predetermined time ⁇ t.
  • the voltage phase angle calculation unit 52f is for making the voltage phase to be output, and inputs the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * and calculates the voltage phase angle ⁇ by the above equation (2). To calculate.
  • the addition unit 52e adds the integrated value of the rotational angular velocity ⁇ from the integration unit 52d and the voltage phase angle ⁇ from the voltage phase angle calculation unit 52f, and outputs the phase angle to the triangular wave generation unit 52g.
  • the triangular wave generation unit 52g generates a triangular wave and outputs it when the monotonically increasing phase angle reaches 2 ⁇ . That is, the angle proportional to time is reset at 2 ⁇ , this is shaped, and a triangular wave is output.
  • the phase is added to the u phase by ⁇ 2 / 3 ⁇ , and the v phase and the w phase are calculated in the same manner (a triangular wave is output).
  • the second triangular wave generation unit 52 outputs u, v, based on the phase angle obtained by integrating the rotation speed from the previous time at each calculation cycle after integrating the rotation speed.
  • a signal (triangular wave) having a waveform corresponding to the w-phase voltage command value is generated. Therefore, the phase angle does not become discontinuous in the control cycle.
  • the triangular wave generation units 51 and 52 in FIG. 2 use the electrical angle ⁇ as the angle information, the rotational angular velocity ⁇ , and the d, q-axis voltage command values Vd *, Vq * to determine the u, v, and w phases as shown in FIG. Generate a triangular wave.
  • the amplitude of the triangular wave is 1.
  • the frequency of the triangular wave changes according to the number of rotations (temporal change rate of the electrical angle ⁇ ).
  • the triangular wave is input to the comparator 53.
  • the switching unit 56 of FIG. 2 selects a signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated by the first triangular wave generation unit 51 in the transient state by the state determination unit 50, and selects the signal. Output to the comparator 53.
  • a signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated by the second triangular wave generator 52 is selected and the signal is output to the comparator 53.
  • the comparator 53 compares the input u-phase triangular wave with the value of ⁇ Vm, as shown in FIG. 9 (a). Then, the comparator 53 outputs the pulse pattern of the switching element Q1 for the u-phase upper arm as shown in FIG. 9B and the switching pattern Q2 for the u-phase lower arm as shown in FIG. 9C. The pulse pattern of is calculated. Similarly, the comparator 53 compares the input v-phase triangular wave with a value of ⁇ Vm, and compares the pulse pattern of the v-phase upper arm switching element Q3 and the v-phase lower arm switching element Q4. The pulse pattern of is calculated.
  • the comparator 53 compares the input w-phase triangular wave with the value of ⁇ Vm, and compares the pulse pattern of the w-phase upper arm switching element Q5 and the w-phase lower arm switching element Q6. Calculate the pulse pattern. In this way, the comparator 53 compares the signal of the waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values selected by the switching unit 56 with the modulation voltage Vm converted by the modulation voltage generation unit 55. Then, the pulse pattern of the switching element for the upper arm and the pulse pattern of the switching element for the lower arm in the inverter circuit 20 are output. This pulse pattern is a pulse pattern that considers loss reduction.
  • inputs are electrical angle ⁇ , rotation angular velocity ⁇ , rotation angular velocity command value (command velocity) ⁇ *, d, q-axis voltage command values Vd *, Vq *, DC voltage Vdc, and output.
  • u, v, and w-phase triangular waves are generated from the rotational angular velocity ⁇ , the electrical angle ⁇ , and the d, q-axis voltage command values Vd *, Vq *, respectively. ..
  • the state determination unit 50 determines the transient state or the steady state using the determination formula (( ⁇ *) ⁇ K) and switches the triangular wave output.
  • the modulation factor calculation unit 54 converts the modulation factor M from the d, q-axis voltage command values Vd *, Vq * and the DC voltage Vdc. That is, the modulation factor M is converted from the d, q-axis voltage command values Vd *, Vq * and the DC voltage Vdc.
  • the modulation voltage generator 55 converts the modulation factor M into the modulation voltage Vm based on the data calculated in advance.
  • the comparator 53 compares the u phase triangular wave input from the first triangular wave generating section 51 or the u phase triangular wave input from the second triangular wave generating section 52 with a value of ⁇ Vm to compare the value of ⁇ Vm with that of the switching element Q1 for the upper arm.
  • the pulse pattern and the pulse pattern of the switching element Q2 for the lower arm are calculated.
  • the triangular wave and ⁇ Vm are compared. As a result, for example, it becomes possible to obtain a pulse pattern as shown in FIG.
  • This pulse pattern can represent information of 0 to 90 degrees by using symmetry.
  • the triangular wave since the triangular wave includes the symmetry, it is not necessary to have a map up to 360 degrees or to perform an operation to expand up to 360 degrees.
  • ( ⁇ - ⁇ *) ⁇ K is satisfied as a determination expression, it is a transient state (during acceleration / deceleration), ⁇ is the acquired rotational angular velocity, ⁇ * is the rotational angular velocity command value, and K is a threshold value. Yes Constant (constant value). If it is satisfied, as shown in FIG. 5, a pulse is generated using the acquired phase angle ⁇ . On the other hand, if not satisfied, it is regarded as a steady state, and the desired pulse is output by continuously connecting the phase angle ⁇ based on the speed information for each calculation cycle shown in FIG. 7.
  • the state determination unit 50 determines whether the state is the transient state or the steady state, and the switching unit 56 outputs the u, v, and w-phase voltage command values generated by the first triangular wave generation unit 51 during the transient state.
  • the signal having the waveform corresponding to is selected, and in the steady state, the signal having the waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated by the second triangular wave generation unit 52 is selected.
  • the comparator 53 the signal of the waveform corresponding to the selected voltage command value of the u, v, and w phases and the modulation voltage Vm are compared in the control cycle, and the pulse pattern of the switching element for the upper arm and the switching for the lower arm. Output the pulse pattern of the device.
  • the signal of the waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated in the first triangular wave generation unit 51 is updated to the latest value with respect to the phase angle at which the rotation speed has been integrated from the last time in each calculation cycle. It is based on horns. This makes it possible to improve loss reduction in the transient state without increasing the deviation width between the actual phase angle and the phase angle used in the calculation in the transient state. Specifically, in the transient state during acceleration or deceleration, when the method shown in FIG. 15 is used, the deviation width W between the actual phase angle and the phase angle used in the calculation tends to increase gradually. The method shown in FIG.
  • the signal of the waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated in the second triangular wave generation unit 52 has the rotation speed subsequent to the phase angle at which the rotation speed has been integrated from the previous time for each calculation cycle. It is based on the integrated phase angle. Accordingly, even if a load change occurs in the steady state, the phase angle does not become discontinuous in the control cycle, and it is possible to prevent the pulse loss when the load change occurs in the steady state.
  • the phase angle waveform a triangular wave
  • the number of data of map information or pulse symmetry can be taken into consideration to reduce the number of calculations.
  • the optimum pulse can be realized without missing the pulse, and the deviation width W can be reduced in the transient state to improve the loss reduction.
  • the inverter device 10 has switching elements Q1 to Q6 that form upper and lower arms for each phase of u, v, and w between the positive and negative buses Lp and Ln.
  • the inverter circuit 20 which converts a voltage into an alternating voltage and supplies it to the motor 60 is provided.
  • a modulation rate calculation unit 54 for converting the d, q-axis voltage command values Vd *, Vq * into a modulation rate M, and a phase angle updated to the latest value with respect to the phase angle at which the rotational speed has been integrated from the last time in each calculation cycle.
  • the first triangular wave generation unit 51 as a first signal generation unit that generates a signal (triangular wave) having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values based on the above.
  • the second triangular wave generation unit 52 as a second signal generation unit that generates A state determination unit 50 that determines whether the state is a transient state or a steady state based on the rotational angular velocity command value (command velocity) ⁇ * is provided.
  • the state determination unit 50 selects a signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated by the first triangular wave generation unit 51 in the transient state, and the second triangular wave generation unit 52 in the steady state.
  • the switching unit 56 is provided for selecting a signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated in (3).
  • the modulation voltage generator 55 is provided for converting the modulation factor M converted by the modulation factor calculator 54 into a modulation voltage Vm for each control cycle.
  • a comparator 53 is provided.
  • the comparator 53 compares the waveform signal corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values selected by the switching unit 56 with the modulation voltage Vm converted by the modulation voltage generation unit 55. Then, the pulse pattern of the switching element for the upper arm and the pulse pattern of the switching element for the lower arm in the inverter circuit 20 are output.
  • the transient state and the steady state are divided into cases, and the method shown in FIG. 14 and the method shown in FIG. 15 are used separately.
  • the method shown in FIG. 14 and the method shown in FIG. 15 are used separately.
  • the signal having a waveform corresponding to the u, v, and w-phase voltage command values generated by the first triangular wave generation unit 51 and the second triangular wave generation unit 52 is a triangular wave. Therefore, the number of pulse calculations can be reduced by utilizing the pulse symmetry.
  • the state determination unit 50 determines that it is in a transient state, and the difference is less than the threshold value. Determined to be in a steady state. Therefore, it is possible to accurately determine whether the state is the transient state or the steady state.
  • the embodiment is not limited to the above, and may be embodied as follows, for example.
  • the triangular wave is generated from the phase angle, but instead of this, as shown in FIGS. 10 and 11, the first sine wave generating unit 51j and the second sine wave generating unit 52j are used to change the phase angle from the phase angle.
  • a sine wave may be generated.
  • the first sine wave generation unit 51j and the second sine wave generation unit 52j serve as a first signal generation unit and a second signal generation unit, respectively.
  • the sensorless driving may be used instead of the sensor driving, and the phase angle ⁇ and the rotational angular velocity ⁇ may be estimated values.
  • the determination formula in the state determination unit 50 in FIG. 2 is ( ⁇ *) ⁇ K, but instead of this, the difference between the current value and the previous value for the rotational angular velocity command value (command speed) ⁇ * You may judge from.
  • Inverter device 20 Inverter circuit 50 State determination section 51 First triangular wave generation section 52 Second triangular wave generation section 53 Comparator 54 Modulation rate calculation section 55 Modulation voltage generation section 56 Switching section 60 Motor M Modulation rate Lp, Ln Positive / negative busbar Q1 ⁇ Q6 Switching element Vd *, Vq * d, q-axis voltage command value Vm Modulation voltage

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Abstract

第１三角波生成部（５１）は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいて三角波を生成する。第２三角波生成部（５２）は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいて三角波を生成する。切替部（５６）は、過渡状態時においては第１三角波生成部（５１）において生成した三角波を選択し、定常状態時においては第２三角波生成部（５２）において生成した三角波を選択する。コンパレータ（５３）は、選択された三角波とモジュレーション電圧とを比較してパルスパターンを出力する。

Description

インバータ装置
　本発明は、インバータ装置に関するものである。
　特許文献１に開示の電力変換器制御装置は、特許文献１での図１を用いて示されているようにパルスパターン演算部とゲートパルス出力部を備える。パルスパターン演算部は、第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部及び選択回路を備える。第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部は、電圧指令部からの電圧指令に基づき変調率演算部で算出された変調率と速度演算部で算出された回転速度信号とに基づき、回転速度信号に応じて予め設定された互いに異なる次数の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを演算する。選択回路は、回転速度信号に基づき、第１、第２・・第ｎの高調波抑制パルスパターン部のいずれかを選択してそのパルスパターンをゲートパルス出力部に出力する。パルスパターン演算部におけるパルスパターンの演算は、パルス位相データを予め計算して保存したパルス位相テーブル（特許文献１での図７に示す変調率と速度によるパルス情報のマップ）を参照して行うか、あるいは近似式を用いて行う。ゲートパルス出力部は特許文献１での図６のように演算した電圧位相θとパルス位相θ１～θｎとを比較してゲートパルスを出力する。このようにして、図１８に示すような電圧指令に対するパルスパターンが得られる。
特開２０１３－２１５０４１号公報
　ところで、定常状態において角度を取得して位相角を演算する場合、図１２に示すように各演算タイミングＴ０，Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，・・・の間はセンシングできないので次の演算タイミングまでの位相角を予測する。図１２に示す負荷一定の場合には時間と共に位相角は単調に増加していくが図１３に示す負荷変動があると単調増加でなくなる。単調増加ではなくなり演算の位相角と実際の位相角との差異が生じると、以下のような問題が生じる。
　定常状態において図１４に示すように演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新する方式を用いることが考えられる。
　加減速していない定常状態において、図１２に示す負荷一定の場合に比べ図１３に示す負荷が変動した場合には、パルス出力のベースとなる位相角θが不連続となり、パルスが欠落してしまい、思い通りの効果を得られない（上記特許文献１では高調波低減できない、若しくは、低損失駆動ができない）。その理由を以下に述べる。なお、図１２及び図１３のθｎは演算周期ごとの位相角を表し、特許文献１での図６のパルス位相θｎ（図１８のスイッチングタイミング）とは異なる。
　図１２に示す負荷一定（速度変動なし）の場合において、マイコン使用を前提として、演算開始と角度取得タイミングが一緒と仮定する。一般的にはそれぞれのタイミングは異なる場合があるが、１演算周期に１度角度を取得するので上記仮定は問題ない。ある演算タイミングＴ０の演算について説明する。演算タイミングＴ０で取得した位相角θ０とその時の回転速度ω０（もしくは前回の位相角θ－１）から次の演算タイミングＴ１の位相角を推定する。θ０から推定した位相角までの間のパルスパターンをセットする。これらが繰り返し演算される。例として、図１６（ａ）に出力したいパルスパターンを示すとともに図１６（ｂ）にＴ０時の演算結果及びＴ１時の演算結果を示す。
　一方、図１３に示す負荷変動（速度変動あり）の場合においては、負荷変動の影響で演算周期ごとの位相角の変化量が変化している。そのことが原因でパルスパターンの情報が欠落してしまう例を説明する。同様にある演算タイミングＴ０の演算について説明する。演算タイミングＴ０で取得した位相角θ０とその時の回転速度ω０（もしくは前回の位相角θ－１）から次の演算タイミングＴ１の位相角θ１´を推定する。θ０から推定した位相角θ１´までの間のパルスパターンをセットする。負荷変動により位相角の変化量が一定でないため、次の演算タイミングＴ１での位相角θ１は推定した位相角θ１´と異なってしまう可能性がある。よって、推定した位相角θ１´と次の演算タイミングＴ１での位相角θ１との間にパルスが存在すれば、そのパルスは欠落してしまう。その例を図示する。図１７（ａ）に示すように出力したいパルスパターンに対し図１７（ｂ）に示すようにＴ０時の演算に対しＴ１時の実際の位相角が演算の位相角より進んでしまった場合には演算では位相角が不連続になるためパルスが欠落してしまう。
　また、過渡状態において、図１５に示すように演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していく方式を用いることが考えられる。
　加速中もしくは減速中の過渡状態では図１５に示す方式を用いた場合には実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅Ｗがどんどん増加していく傾向があり、損失低減効果の減少を招く虞がある。
　本発明の目的は、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができるとともに過渡状態において損失低減の向上を図ることができるインバータ装置を提供することにある。
　上記問題点を解決するためのインバータ装置は、正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、ｄ，ｑ軸電圧指令値を変調率に変換する変調率計算部と、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する第１信号生成部と、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する第２信号生成部と、回転角速度指令値に基づいて過渡状態であるか定常状態であるかを判定する状態判定部と、前記状態判定部により過渡状態時においては前記第１信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択し、定常状態時においては前記第２信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択する切替部と、前記変調率計算部において変換した変調率をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換するモジュレーション電圧生成部と、前記切替部により選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号と前記モジュレーション電圧生成部において変換したモジュレーション電圧とを比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力するコンパレータと、を備えたことを要旨とする。
　これによれば、過渡状態時においては第１信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号が選択され、定常状態時においては第２信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号が選択される。そして、選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号とモジュレーション電圧とが比較されてインバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンが出力される。
　第１信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づくものである。これにより、過渡状態時に実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅が増加していくことなく、過渡状態において損失低減の向上を図ることができる。
　第２信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角である。これにより、定常状態時に負荷変動が生じても制御周期で位相角が不連続になることなく、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができる。
　また、インバータ装置において、前記第１信号生成部及び前記第２信号生成部において生成するｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、三角波であるとよい。
　また、インバータ装置において、前記状態判定部は、取得した回転角速度と回転角速度指令値との差が閾値以上であると過渡状態であると判定するとともに、前記差が閾値未満であると定常状態であると判定するとよい。
　本発明によれば、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができるとともに過渡状態において損失低減の向上を図ることができる。
実施形態におけるインバータ装置の構成を示すブロック図。 ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路の構成を示すブロック図。 第１三角波生成部の構成を示すブロック図。 変調率とモジュレーション電圧の関係を示す図。 過渡状態で負荷変動がある場合の演算周期毎の位相角の変化を示す図。 第２三角波生成部の構成を示すブロック図。 定常状態で負荷変動がある場合の演算周期毎の位相角の変化を示す図。 三角波生成部から生成される三角波を示す図。 （ａ）はコンパレータでの比較処理を示す図、（ｂ）は上アーム用スイッチング素子のパルスパターンを示す図、（ｃ）は下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを示す図。 別例の構成を示すブロック図。 別例の構成を示すブロック図。 定常状態において負荷一定の場合の演算周期毎の位相角の変化を示す図。 定常状態において負荷変動の場合の演算周期毎の位相角の変化を示す図。 演算周期毎の位相角の変化を示す図。 演算周期毎の位相角の変化を示す図。 （ａ）は定常状態において負荷一定の場合の出力したいパルスパターンを示す図、（ｂ）はＴ０時の演算結果及びＴ１時の演算結果を示す図。 （ａ）は定常状態において負荷変動の場合の出力したいパルスパターンを示す図、（ｂ）はＴ０時の演算結果及びＴ１時の演算結果を示す図。 パルスパターンを示す図。
　以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
　図１に示すように、インバータ装置１０は、インバータ回路２０とインバータ制御装置３０を備えている。インバータ制御装置３０は、ドライブ回路３１と制御部３２とを備えている。
　インバータ回路２０は、６つのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６と６つのダイオードＤ１～Ｄ６を有する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６としてＩＧＢＴを用いている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｕ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と、ｕ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｖ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と、ｖ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。正極母線Ｌｐと負極母線Ｌｎとの間に、ｗ相上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と、ｗ相下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６にはダイオードＤ１～Ｄ６が逆並列接続されている。正極母線Ｌｐ、負極母線Ｌｎには平滑コンデンサＣを介して直流電源としてのバッテリＢが接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の間がモータ６０のｕ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４の間がモータ６０のｖ相端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６の間がモータ６０のｗ相端子に接続されている。上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有するインバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のスイッチング動作に伴いバッテリＢの電圧である直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給することができるようになっている。モータ６０は車両駆動用モータである。
　各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のゲート端子にはドライブ回路３１が接続されている。ドライブ回路３１は、制御信号であるパルスパターンに基づいてインバータ回路２０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をスイッチング動作させる。
　モータ６０に位置検出部６１が設けられ、位置検出部６１によりモータ６０の回転位置としての電気角θが検出される。電流センサ６２によりモータ６０のｕ相電流Ｉｕが検出される。また、電流センサ６３によりモータ６０のｖ相電流Ｉｖが検出される。
　制御部３２はマイクロコンピュータにより構成され、制御部３２は、減算部３３と、トルク制御部３４、トルク／電流指令値変換部３５と、減算部３６，３７と、電流制御部３８と、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９と、座標変換部４０と、速度演算部４１を備えている。
　速度演算部４１は、位置検出部６１により検出される電気角θから回転角速度ωを演算する。減算部３３は、回転角速度指令値（指令速度）ω＊と速度演算部４１により演算された回転角速度ωとの差分Δωを算出する。トルク制御部３４は、速度ωの差分Δωからトルク指令値Ｔ＊を演算する。
　トルク／電流指令値変換部３５は、トルク指令値Ｔ＊を、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部３５は、記憶部（図示略）に予め記憶される目標トルクとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応付けられたテーブルを用いてトルク／電流指令値変換を行う。
　座標変換部４０は、電流センサ６２，６３によるｕ相電流Ｉｕ及びｖ相電流Ｉｖからモータ６０のｗ相電流Ｉｗを求め、位置検出部６１により検出される電気角θに基づいて、ｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖ及びｗ相電流Ｉｗをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。なお、ｄ軸電流Ｉｄはモータ６０に流れる電流において、界磁を発生させるための電流ベクトル成分であり、ｑ軸電流Ｉｑはモータ６０に流れる電流において、トルクを発生させるための電流ベクトル成分である。
　減算部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを算出する。減算部３７は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを算出する。電流制御部３８は、差分ΔＩｄ及び差分ΔＩｑに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。
　電圧センサ４２によりバッテリＢの電圧（直流電圧）Ｖｄｃが検出される。この検出結果がｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９に送られる。
　ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、角度情報である電気角θと回転角速度ωとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と回転角速度指令値（指令速度）ω＊と直流電圧Ｖｄｃを入力して各相の上下アーム用のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６のパルスパターンをドライブ回路３１に出力する。つまり、位置検出部６１により検出される電気角θと回転角速度ωに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊からインバータ回路２０の各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６をオン、オフさせるためのパルスパターンを出力する。即ち、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、モータ６０に流れるｕ，ｖ，ｗの各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいてモータ６０におけるｄ軸電流とｑ軸電流が目標値となるようにモータ６０の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御する。
　ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、図２に示す構成となっている。
　図２において、ｄ，ｑ／ｕ，ｖ，ｗ変換回路３９は、状態判定部５０、第１三角波生成部５１と、第２三角波生成部５２と、コンパレータ５３と、変調率計算部５４と、モジュレーション電圧生成部５５と、切替部５６とを備える。
　変調率計算部５４は、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、変調率Ｍに変換する。詳しくは、次の式（１）により変調率Ｍを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　・・・（１）
　モジュレーション電圧生成部５５は、図４に示すマップを用いて変調率Ｍを事前に算出したデータをもとに、モジュレーション電圧Ｖｍに変換する。図４において、横軸に変調率Ｍをとり、縦軸にモジュレーション電圧Ｖｍをとっている。特性線Ｌ１００は、事前に算出されたデータであり、このデータはマップデータであり、他にもテーブルデータ、近似式等でも構わない。このモジュレーション電圧Ｖｍがパルス幅を決定する要素となる。図９（ａ）に示すように、モジュレーション電圧Ｖｍはプラスの値とマイナスの値の両方がコンパレータ５３に入力される。
　このように、モジュレーション電圧生成部５５は、変調率計算部５４において変換した変調率Ｍをモジュレーション電圧Ｖｍに制御周期毎に変換する。
　図２の状態判定部５０は、回転角速度指令値（指令速度）ω＊に基づいて過渡状態であるか定常状態であるかを判定する。具体的には、判定式として、回転角速度ωと回転角速度指令値（指令速度）ω＊と閾値Ｋから、（ω－ω＊）≧Ｋが成立するか否か判定して、成立すると過渡状態（加減速時）と判定し、不成立ならば定常状態であると判定する。このようにして、状態判定部５０は、取得した回転角速度ωと回転角速度指令値（指令速度）ω＊との差（ω－ω＊）が閾値Ｋ以上であると過渡状態であると判定するとともに、差（ω－ω＊）が閾値Ｋ未満であると定常状態であると判定する。
　第１三角波生成部５１は、図３に示すように、フィードホワード制御を用いており、出力切替部５１ａと、バッファ５１ｂと、加算部５１ｃと、積分部５１ｄと、加算部５１ｅと、加算部５１ｆと、電圧位相角演算部５１ｇと、三角波生成部５１ｈを有する。バッファ５１ｂと積分部５１ｄとは、次の演算周期までの位相角を予測するために用いられる。
　第１三角波生成部５１においては、図１４で示した演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新する方式を用いている。
　図３の出力切替部５１ａは、取得した電気角θを入力して過渡状態に切り替わったときの初回のみ出力を切り替えて加算部５１ｃに出力する。バッファ５１ｂは、回転角速度ωを入力して所定時間Δｔごとに回転角速度ωを加算部５１ｃに出力する。加算部５１ｃは、初回の電気角θと所定時間Δｔごとの回転角速度ωを加算して位相角の変化量を積分部５１ｄに出力する。積分部５１ｄは次の演算周期までの位相角の予測値の算出用であり、所定時間Δｔごとの位相角の変化量（速度ω）を積分する。
　電圧位相角演算部５１ｇは、出力したい電圧位相にするためのものであり、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を入力して次の式（２）により電圧位相角δを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　・・・（２）
　加算部５１ｅは、積分部５１ｄからの回転角速度ωの積分値と電圧位相角演算部５１ｇからの電圧位相角δを加算する。加算部５１ｆは、位相角を更新すべく加算部５１ｅの出力値と電気角θとを加算して位相角を三角波生成部５１ｈに出力する。三角波生成部５１ｈは、単調増加する位相角を２πになると０にして三角波を生成して出力する。つまり、時間に比例する角度は２πでリセットしてこれを成形して三角波を出力する。ｕ相に対し位相を±２／３π加算し、ｖ相、ｗ相も同様にして算出する（三角波を出力する）。第１三角波生成部５１は、図５に示すように、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号（三角波）を生成する。
　図２の第２三角波生成部５２は、図６に示すように、出力切替部５２ａと、バッファ５２ｂと、加算部５２ｃと、積分部５２ｄと、加算部５２ｅと、電圧位相角演算部５２ｆと、三角波生成部５２ｇを有する。
　第２三角波生成部５２においては、図１５で示した演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していく方式を用いている。
　出力切替部５２ａは、取得した電気角θを入力して定常状態に切り替わったときの初回のみ出力を切り替えて加算部５２ｃに出力する。バッファ５２ｂは、回転角速度ωを入力して所定時間Δｔごとに回転角速度ωを加算部５２ｃに出力する。加算部５２ｃは、初回の電気角θと所定時間Δｔごとの回転角速度ωを加算して位相角の変化量を積分部５２ｄに出力する。積分部５２ｄは次の演算周期までの位相角の予測値の算出用であり、所定時間Δｔごとの位相角の変化量（速度ω）を積分する。電圧位相角演算部５２ｆは、出力したい電圧位相にするためのものであり、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を入力して前述の式（２）により電圧位相角δを算出する。加算部５２ｅは、積分部５２ｄからの回転角速度ωの積分値と電圧位相角演算部５２ｆからの電圧位相角δを加算して位相角を三角波生成部５２ｇに出力する。三角波生成部５２ｇは、単調増加する位相角を２πになると０にして三角波を生成して出力する。つまり、時間に比例する角度は２πでリセットしてこれを成形して三角波を出力する。ｕ相に対し位相を±２／３π加算し、ｖ相、ｗ相も同様にして算出する（三角波を出力する）。
　第２三角波生成部５２は、図７に示すように、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号（三角波）を生成する。そのため、制御周期で位相角が不連続になることはない。
　図２の三角波生成部５１，５２は、角度情報としての電気角θと回転角速度ωとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から、図８に示すようにｕ，ｖ，ｗ相の三角波を生成する。三角波の振幅は１とする。三角波の周波数は回転数（電気角θの時間的変化割合）に応じて変化する。電流１周期に対して三角波１周期である。三角波はコンパレータ５３に入力される。
　図２の切替部５６は、状態判定部５０により過渡状態時においては第１三角波生成部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択してその信号をコンパレータ５３に出力する。定常状態時においては第２三角波生成部５２において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択してその信号をコンパレータ５３に出力する。
　コンパレータ５３は図９（ａ）に示すように、入力されたｕ相の三角波と±Ｖｍの値を比較する。そして、コンパレータ５３は、図９（ｂ）に示すようにｕ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターン、及び、図９（ｃ）に示すようにｕ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンを算出する。同様に、コンパレータ５３は、入力されたｖ相の三角波と±Ｖｍの値を比較して、ｖ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ３のパルスパターン、及び、ｖ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ４のパルスパターンを算出する。また、コンパレータ５３は、入力されたｗ相の三角波と±Ｖｍの値を比較して、ｗ相の上アーム用のスイッチング素子Ｑ５のパルスパターン、及び、ｗ相の下アーム用のスイッチング素子Ｑ６のパルスパターンを算出する。このようにして、コンパレータ５３は、切替部５６により選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号とモジュレーション電圧生成部５５において変換したモジュレーション電圧Ｖｍとを比較する。そして、インバータ回路２０における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。このパルスパターンは損失低減を考慮したパルスパターンである。
　次に、インバータ装置１０の作用について説明する。
　図２において、パルス生成アルゴリズムとして、入力は電気角θ、回転角速度ω、回転角速度指令値（指令速度）ω＊、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊、直流電圧Ｖｄｃであり、出力は各相上下アーム用スイッチング素子のパルスパターンである。
　第１三角波生成部５１及び第２三角波生成部５２において、それぞれ、回転角速度ωと電気角θとｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊からｕ，ｖ，ｗ相の三角波が生成される。
　状態判定部５０において、判定式（（ω－ω＊）≧Ｋ）を用いて、過渡状態もしくは定常状態を判定して、三角波の出力を切り替える。
　一方、変調率計算部５４において、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と直流電圧Ｖｄｃから変調率Ｍが変換される。つまり、ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と直流電圧Ｖｄｃから変調率Ｍが変換される。
　モジュレーション電圧生成部５５において変調率Ｍが事前に算出したデータをもとにモジュレーション電圧Ｖｍに変換される。コンパレータ５３は、第１三角波生成部５１から入力されたｕ相の三角波または第２三角波生成部５２から入力されたｕ相の三角波と±Ｖｍの値を比較して上アーム用のスイッチング素子Ｑ１のパルスパターン、及び、下アーム用のスイッチング素子Ｑ２のパルスパターンが算出される。
　ｖ，ｗ相についてはｕ相の電圧指令値から±２／３πズレた指令値をそれぞれ持つのでその三角波と±Ｖｍとの比較を行う。
　その結果、例えば、図１８に示すようなパルスパターンを得ることが可能となる。このパルスパターンは、０～９０度の情報を対称性を用いて表現できる。特許文献１に開示の技術を用いて出力しようとすると、０～３６０度のマップデータを用意するか、０～９０度の情報を演算で３６０度まで拡大する必要がある。本実施形態では、三角波がその対称性を含んでいるので、３６０度までのマップを持ったり、３６０度まで拡大する演算は不要である。
　具体的には、判定式として（ω－ω＊）≧Ｋが成立すれば過渡状態（加減速時）であり、ωは、取得した回転角速度、ω＊は回転角速度指令値、Ｋは閾値であり定数（一定値）である。成立ならば図５に示すように、取得した位相角θを用いてパルスを生成する。一方、不成立ならば定常状態であるとして、図７に示す演算周期ごとに速度情報を基に位相角θを連続的につなぎ合わせることで、所望のパルスを出力する。
　つまり、状態判定部５０で過渡状態であるか定常状態であるかを判定し、切替部５６において、過渡状態時においては第１三角波生成部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択し、定常状態時においては第２三角波生成部５２において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択する。そして、コンパレータ５３において、選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号とモジュレーション電圧Ｖｍとを制御周期で比較して上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。
　第１三角波生成部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づくものである。これにより、過渡状態時に実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅が増加していくことなく、過渡状態において損失低減の向上を図ることができる。詳しくは、加速中もしくは減速中の過渡状態では図１５に示す方式を用いた場合には実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅Ｗがどんどん増加していく傾向がある。演算で使用する位相角が不連続になっても理想的なパルスパターンを出力できる点では図１４に示す方式のほうが有利である。図１５に示す方式を過渡状態にも適応すると、実際の位相角と演算で使用する位相角との乖離幅Ｗが増加していき損失低減効果の減少を招く虞がある。本実施形態ではこれを回避することができる。
　また、第２三角波生成部５２において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づくものである。これにより、定常状態時に負荷変動が生じても制御周期で位相角が不連続になることなく、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができる。
　また、位相角波形を三角波にすることでマップ情報のデータ数もしくはパルス対称性を考慮して演算を減らすことができる。
　その結果、定常状態において負荷変動が生じた場合でもパルスが欠落することなく最適パルスが実現できるとともに過渡状態のときにおいて乖離幅Ｗを小さくでき損失低減の向上が図られる。
　上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
　（１）インバータ装置１０の構成として、正負の母線Ｌｐ，Ｌｎ間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有し、スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータ６０に供給するインバータ回路２０を備える。ｄ，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を変調率Ｍに変換する変調率計算部５４と、演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号（三角波）を生成する第１信号生成部としての第１三角波生成部５１を備える。演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号（三角波）を生成する第２信号生成部としての第２三角波生成部５２を備える。回転角速度指令値（指令速度）ω＊に基づいて過渡状態であるか定常状態であるかを判定する状態判定部５０を備える。状態判定部５０により過渡状態時においては第１三角波生成部５１において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択し、定常状態時においては第２三角波生成部５２において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択する切替部５６を備える。変調率計算部５４において変換した変調率Ｍをモジュレーション電圧Ｖｍに制御周期毎に変換するモジュレーション電圧生成部５５を備える。コンパレータ５３を備える。コンパレータ５３は、切替部５６により選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号とモジュレーション電圧生成部５５において変換したモジュレーション電圧Ｖｍとを比較する。そして、インバータ回路２０における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力する。
　よって、過渡状態と定常状態とで場合分けをして、図１４に示す方式と図１５に示す方式とを使い分ける。これにより、定常状態において負荷変動が生じた場合にパルスの欠落を防止することができるとともに過渡状態において損失低減の向上を図ることができる。
　（２）第１三角波生成部５１及び第２三角波生成部５２において生成するｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、三角波である。よって、パルス対称性を利用してパルス演算回数を削減することができる。
　（３）状態判定部５０は、取得した回転角速度ωと回転角速度指令値（指令速度）ω＊との差が閾値以上であると過渡状態であると判定するとともに、差が閾値未満であると定常状態であると判定する。よって、過渡状態であるか定常状態であるかの判定を正確に行うことができる。
　実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○　図３及び図６では位相角から三角波を生成したが、これに代わり図１０及び図１１に示すように、第１正弦波生成部５１ｊ及び第２正弦波生成部５２ｊを用いて位相角から正弦波を生成してもよい。この場合、第１正弦波生成部５１ｊ及び第２正弦波生成部５２ｊはそれぞれ第１信号生成部及び第２信号生成部となる。
○　センサ駆動に代わりセンサレス駆動としてもよく、位相角θ、回転角速度ωは推定値でもよい。
○　図２での状態判定部５０における判定式は、（ω－ω＊）≧Ｋであったが、これに代わり、回転角速度指令値（指令速度）ω＊についての今回値と前回値の差から判定してもよい。
　１０　　インバータ装置
　２０　　インバータ回路
　５０　　状態判定部
　５１　　第１三角波生成部
　５２　　第２三角波生成部
　５３　　コンパレータ
　５４　　変調率計算部
　５５　　モジュレーション電圧生成部
　５６　　切替部
　６０　　モータ
　Ｍ　　変調率
　Ｌｐ，Ｌｎ　　正負の母線
　Ｑ１～Ｑ６　　スイッチング素子
　Ｖｄ＊，Ｖｑ＊　　ｄ，ｑ軸電圧指令値
　Ｖｍ　　モジュレーション電圧

 

Claims (3)

  1. 　正負の母線間においてｕ，ｖ，ｗの相毎の上下のアームを構成するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作に伴い直流電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、
    　ｄ，ｑ軸電圧指令値を変調率に変換する変調率計算部と、
    　演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に対し最新値に更新した位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する第１信号生成部と、
    　演算周期毎に前回から回転速度を積分している位相角に続いて回転速度を積分していった位相角に基づいてｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を生成する第２信号生成部と、
    　回転角速度指令値に基づいて過渡状態であるか定常状態であるかを判定する状態判定部と、
    　前記状態判定部により過渡状態時においては前記第１信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択し、定常状態時においては前記第２信号生成部において生成したｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号を選択する切替部と、
    　前記変調率計算部において変換した変調率をモジュレーション電圧に制御周期毎に変換するモジュレーション電圧生成部と、
    　前記切替部により選択されたｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号と前記モジュレーション電圧生成部において変換したモジュレーション電圧とを比較して前記インバータ回路における上アーム用スイッチング素子のパルスパターン及び下アーム用スイッチング素子のパルスパターンを出力するコンパレータと、
    を備えたことを特徴とするインバータ装置。
  2. 　前記第１信号生成部及び前記第２信号生成部において生成するｕ，ｖ，ｗ相の電圧指令値に対応する波形の信号は、三角波であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　前記状態判定部は、取得した回転角速度と回転角速度指令値との差が閾値以上であると過渡状態であると判定するとともに、前記差が閾値未満であると定常状態であると判定することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。

     
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Citations (3)

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JP2001292589A (ja) * 2000-04-04 2001-10-19 Daikin Ind Ltd ファンモータ制御方法およびその装置
JP2010081660A (ja) * 2008-09-24 2010-04-08 Toyota Motor Corp 回転電機制御システム
WO2016031031A1 (ja) * 2014-08-28 2016-03-03 三菱電機株式会社 電力変換装置および車両駆動システム

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001292589A (ja) * 2000-04-04 2001-10-19 Daikin Ind Ltd ファンモータ制御方法およびその装置
JP2010081660A (ja) * 2008-09-24 2010-04-08 Toyota Motor Corp 回転電機制御システム
WO2016031031A1 (ja) * 2014-08-28 2016-03-03 三菱電機株式会社 電力変換装置および車両駆動システム

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