JP2018019539A - 駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの制御性の低下を抑制する。
【解決手段】パルスパターンの切替時には、以下のようにｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定する。まず、パルスパターンの切替前および切替後の、複数のスイッチング素子のスイッチングの際のデッドタイムによる誤差電圧の振幅と、ｄ軸，ｑ軸の電流指令に基づく電流位相と誤差電圧の位相との位相差と、をそれぞれ演算する。続いて、パルスパターンの切替前および切替後の振幅および位相差に基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を設定する。そして、ｄ軸，ｑ軸の電流指令とｄ軸，ｑ軸の電流とに基づくｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令をｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を用いて補正してｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定する。
【選択図】図４

Description

本発明は、駆動装置に関し、詳しくは、モータおよびインバータを備える駆動装置に関する。

従来、この種の駆動装置としては、電動機と、複数のスイッチング素子のスイッチングによって電動機を駆動するインバータ回路を有する電力変換装置と、を備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この駆動装置では、電力変換装置のインバータ回路を以下のように制御する。まず、電動機のトルク指令に基づいてｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を設定する。続いて、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値とｄ軸電流値およびｑ軸電流値とに基づいてｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を設定する。そして、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値に基づく電圧の変調率および位相角と、電動機の電気１周期のパルス数と、に基づいて複数のスイッチング素子のパルス信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう。この際に、変調率と位相角とパルス数とに基づいて電力変換装置および電動機の電力損失が最小となるようにパルス信号を生成することにより、電力変換装置および電動機を有する駆動システム全体の損失の低減を図っている。

特開２０１３−１６２６６０号公報

こうした駆動装置では、インバータ回路の複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう際には、デッドタイムによる誤差電圧（モータの供給電圧の不足分）が生じる。そして、上述のように、変調率と位相角とパルス数を含むパルスパターンとに基づいてパルス信号を生成してインバータ回路を制御する場合、パルスパターンの切替時に、デッドタイムによる誤差電圧の振幅や位相が変化する。しかし、このようにインバータ回路を制御する場合において、パルスパターンの切替時の誤差電圧の変化を補償する手法が確立されていなかったことから、パルスパターンの切替時に、ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値が適切な値とならずに、電動機の制御性の低下を招く可能性があった。

本発明の駆動装置は、モータの制御性の低下を抑制することを主目的とする。

本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の駆動装置は、
モータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
前記モータのトルク指令に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令を設定し、前記ｄ軸，ｑ軸の電流指令とｄ軸，ｑ軸の電流とに基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、前記モータの電気角の所定周期のパルス数を含むパルスパターンと、に基づいて前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、前記パルスパターンの切替時には、
前記パルスパターンの切替前および切替後の、前記複数のスイッチング素子のスイッチングの際のデッドタイムによる誤差電圧の振幅と、前記ｄ軸，ｑ軸の電流指令に基づく電流位相と前記誤差電圧の位相との位相差と、をそれぞれ演算し、
前記パルスパターンの切替前および切替後の前記振幅および前記位相差に基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を設定し、
前記ｄ軸，ｑ軸の電流指令と前記ｄ軸，ｑ軸の電流とに基づくｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令を、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を用いて補正して前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定する、
ことを要旨とする。

この本発明の駆動装置では、パルスパターンの切替時には、以下のようにｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定する。まず、パルスパターンの切替前および切替後の、複数のスイッチング素子のスイッチングの際のデッドタイムによる誤差電圧の振幅と、ｄ軸，ｑ軸の電流指令に基づく電流位相と誤差電圧の位相との位相差と、をそれぞれ演算する。続いて、パルスパターンの切替前および切替後の振幅および位相差に基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を設定する。そして、ｄ軸，ｑ軸の電流指令とｄ軸，ｑ軸の電流とに基づくｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令を、ｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を用いて補正してｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定する。即ち、パルスパターンの切替前後のそれぞれのデッドタイムによる誤差電圧の振幅と、パルスパターンの切替前後のそれぞれの電流位相とデッドタイムによる誤差電圧の位相との位相差と、に基づくｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を用いてｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令を補正してｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定するのである。これにより、パルスパターンの切替前後のデッドタイムによる誤差電圧の変化をより適切に補償することができ、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令をより適切な値とすることができる。この結果、パルスパターンの切替時にモータの制御性が低下するのを抑制することができる。なお、パルスパターンの切替時以外のときには、ｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令をｄ軸，ｑ軸の電圧指令として設定すればよい。

こうした本発明の駆動装置において、前記パルスパターンは、前記パルス数に加えてパルスタイプも含み、前記パルスタイプは、前記モータの鉄損を低減するように前記ＰＷＭ信号を生成するタイプと高調波を低減するように前記ＰＷＭ信号を生成するタイプとを含む、ものとしてもよい。この場合、パルス数やパルスタイプの切替時に、切替前後のデッドタイムによる誤差電圧の変化をより適切に補償することができ、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令をより適切な値とすることができる。

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 、実施例の電子制御ユニット５０により実行される第２ＰＷＭ信号生成ルーチンの一例を示すフローチャートである。 モータ３２のＵ相の上アーム（トランジスタＴ１１）のＰＷＭ信号の一例を示す説明図である。 電圧補正値設定処理の一例を示す説明図である。 前回のパルスパターン（前回ＰＰ）と前回の位相差（前回Δθｉｖ）とパルスパターンＰＰの切替前の位相差Δθｏｌｄとの関係の一例を示す説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、バッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。

インバータ３４は、モータ３２に接続されると共に高電圧側電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。このインバータ３４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、高電圧側電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対して、ソース側とシンク側になるように、２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれ、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。以下、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３を「上アーム」，トランジスタＴ１４〜Ｔ１６を「下アーム」ということがある。高電圧側電力ライン４２の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧側電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧側電力ライン４４の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。

昇圧コンバータ４０は、高電圧側電力ライン４２と低電圧側電力ライン４４とに接続されている。この昇圧コンバータ４０は、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧側電力ライン４２の正極母線に接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧側電力ライン４２および低電圧側電力ライン４４の負極母線と、に接続されている。２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２は、それぞれ、トランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧側電力ライン４４の正極母線と、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧側電力ライン４４の電力を電圧の昇圧を伴って高電圧側電力ライン４２に供給したり、高電圧側電力ライン４２の電力を電圧の降圧を伴って低電圧側電力ライン４４に供給したりする。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。

電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍ，モータ３２の各相に流れる電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧ＶＢ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流ＩＢも挙げることができる。さらに、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧側電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰも挙げることができる。また、車速センサ６８からの車速ＶＳも挙げることができる。

電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号，昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。

電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや角速度ωｍ，回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流ＩＢの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速ＶＳとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧側電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、インバータ３４の制御として、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行する。正弦波ＰＷＭ制御は、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御であり、過変調ＰＷＭ制御は、過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御であり、矩形波制御は、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御である。正弦波ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．６１となり、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．７１となる。変調率Ｒｍは、インバータ３４の入力電圧（高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータ３２の印加電圧）の実効値の割合である。実施例では、正弦波ＰＷＭ制御を実行できる変調率Ｒｍの領域を大きくするために、重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするものとした。また、矩形波制御を実行する場合、変調率Ｒｍは略０．７８となる。実施例では、これらを踏まえて、変調率Ｒｍに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行するものとした。以下、正弦波ＰＷＭ制御について説明する。過変調ＰＷＭ制御や矩形波制御については本発明の中核をなさないことから、詳細な説明は省略する。

正弦波ＰＷＭ制御として、実施例では、第１ＰＷＭ制御または第２ＰＷＭ制御を実行する。第１ＰＷＭ制御は、モータ３２の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波電圧（三角波電圧）との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第１ＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう制御である。第２ＰＷＭ制御は、電圧の変調率Ｒｍおよび電圧位相θｖと所定周期（例えば、モータ３２の電気角θｅの半周期や１周期など）のパルスパターンＰＰに基づいてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう制御である。ここで、パルスパターンＰＰは、ＰＷＭ制御におけるパルスタイプＰＴとパルス数Ｎｐとの組み合わせである。実施例では、パルスタイプＰＴとして、モータ３２の鉄損を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＴａと、電圧や電流の高調波（特に、低次高調波）を低減する（例えば最小にする）ようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＴｂと、を用いるものとした。パルスパターンＰＰは、実施例では、モータ３２の目標動作点（回転数Ｎｍおよびトルク指令Ｔｍ＊）とパルスパターンＰＰとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２の目標動作点が与えられると、このマップに適用して、パルスパターンＰＰを設定するものとした。

第１ＰＷＭ制御を実行する場合、第２ＰＷＭ制御を実行する場合に比して、ＰＷＭ信号の生成周期を短くすることができるから、モータ３２の応答性（目標動作点が変化したときの動作点の追従性）を高くすることができる。また、第２ＰＷＭ制御を実行する場合、モータ３２の鉄損を低減する（例えば最小にする）ように第２ＰＷＭ信号を生成したり電圧や電流の高調波（特に、モータ３２の回転６次や回転１２次などの低次高調波）を低減する（例えば最小にする）ように第２ＰＷＭ信号を生成したりすることにより、第１ＰＷＭ制御を実行する場合に比して、モータ３２の鉄損を低減したり高調波を低減したりすることができる。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、第２ＰＷＭ制御に用いる第２ＰＷＭ信号を生成する際の動作について説明する。図２は、実施例の電子制御ユニット５０により実行される第２ＰＷＭ信号生成ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。

第２ＰＷＭ信号生成ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖや電気角θｅ，回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊，高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨ，パルスパターンＰＰ，スイッチング周波数ｆｓなどのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖによって検出された値を入力するものとした。モータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａによって検出されたモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力するものとした。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御によって設定された値を入力するものとした。高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨは、電圧センサ４６ａによって検出されたものを入力するものとした。パルスパターンＰＰ（パルスタイプＰＴおよびパルス数Ｎｐ）は、上述のようにモータ３２の目標動作点に基づいて設定されたものを入力するものとした。スイッチング周波数ｆｓは、モータ３２の電気角θｅの１周期の時間Ｔｅをパルス数Ｎｐで除した値の逆数（Ｎｐ／Ｔｅ）を入力するものとした。なお、時間Ｔｅは、モータ３２の回転数Ｎｍとモータ３２の極対数とに基づいて求めることができる。

こうしてデータを入力すると、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１１０）。続いて、モータ３２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に流れる電流の総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いて、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１２０）。そして、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくフィードバック項と、ｄ軸，ｑ軸の各軸相互に干渉する項をキャンセルするためのフィードフォワード項と、の和によって、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の仮の値としてのベース電圧指令Ｖｄｔｍｐ，Ｖｑｔｍｐを設定する（ステップＳ１３０）。

次に、パルスパターンＰＰ（パルスタイプＰＴおよびパルス数Ｎｐ）が切り替わったか否かを判定する（ステップＳ１４０）。この処理は、本ルーチンの今回の実行時に入力したパルスパターン（今回ＰＰ）と前回の実行時に入力したパルスパターン（前回ＰＰ）とを比較することによって行なうことができる。

ステップＳ１４０でパルスパターンＰＰが切り替わっていないと判定されたときには、ｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令Ｖｄｔｍｐ，Ｖｑｔｍｐを補正するための電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑに共に値０を設定する（ステップＳ１５０）。そして、ｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令Ｖｄｔｍｐ，Ｖｑｔｍｐに電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを加えて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する（ステップＳ１７０）。

こうしてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定すると、設定したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を用いて電圧の変調率Ｒｍおよび電圧位相θｖを設定する（ステップＳ１８０）。ここで、変調率Ｒｍは、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根として計算される電圧指令絶対値Ｖｄｑを高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨで除して得ることができる。電圧位相θｖは、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を成分とする電圧ベクトルのｑ軸に対する角度として得ることができる。

続いて、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を用いて電流位相θｉを設定し（ステップＳ１９０）、電流位相θｉと電圧位相θｖとの位相差Δθｉｖ（＝θｉ−θｖ）を計算する（ステップＳ２００）。ここで、電流位相θｉは、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を成分とする電流ベクトルのｑ軸に対する角度として得ることができる。位相差Δθｉｖは、後述の電圧補正値設定処理で用いられる。

続いて、パルスパターンＰＰと変調率Ｒｍと電圧位相θｖとに基づいてスイッチング角θｓとスイッチングパターンＶとを設定し（ステップＳ２１０）、設定したスイッチング角θｓとスイッチングパターンＶとに基づいて第２ＰＷＭ信号を生成して（ステップＳ２２０）、本ルーチンを終了する。

ここで、スイッチング角θｓは、モータ３２の各相の相電圧（トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のうち対応する相のトランジスタのオンオフ、例えばＵ相についてはトランジスタＴ１１，Ｔ１４のオンオフ）を切り替える角度である。

また、スイッチングパターンＶは、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフの組み合わせを示すパターンであり、パターンＶ０〜Ｖ７を用いるものとした。なお、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせでなくトランジスタＴ１１〜Ｔ１３のオンオフの組み合わせを用いるのは、通常、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のうち対応する上アームと下アームとを同時にオンとすることはなく、トランジスタＴ１４〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせを省略しても差し支えないためである。パターンＶ０〜Ｖ７は以下の通りである。
パターンＶ０：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てがオフ
パターンＶ１：トランジスタＴ１１，Ｔ１２がオフでトランジスタＴ１３がオン
パターンＶ２：トランジスタＴ１１，Ｔ１３がオフでトランジスタＴ１２がオン
パターンＶ３：トランジスタＴ１１がオフでトランジスタＴ１２，Ｔ１３がオン
パターンＶ４：トランジスタＴ１１がオンでトランジスタＴ１２，Ｔ１３がオフ
パターンＶ５：トランジスタＴ１１，Ｔ１３がオンでトランジスタＴ１２がオフ
パターンＶ６：トランジスタＴ１１，Ｔ１２がオンでトランジスタＴ１３がオフ
パターンＶ７：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３が全てオン

さらに、モータ３２のＵ相の上アーム（トランジスタＴ１１）のＰＷＭ信号の一例を図３に示す。こうしてＰＷＭ信号を生成すると、生成したＰＷＭ信号を用いてインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。即ち、モータ３２のスイッチング角θｓで、スイッチング角θｓに対応するスイッチングパターンＶとなるようにトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。こうした制御により、パルスタイプＰＴ（タイプＰＴａまたはタイプＰＴｂ）およびパルス数ＮｐからなるパルスパターンＰＰに応じて、モータ３２の鉄損を低減したり電圧や電流の高調波を低減したりすることができる。

ステップＳ１４０でパルスパターンＰＰが切り替わったと判定されたときには、図４の電圧補正値設定処理によってｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを設定し（ステップＳ１６０）、ステップＳ１７０〜Ｓ２２０の処理を実行して、本ルーチンを終了する。

次に、図４の電圧補正値設定処理について説明する。電圧補正値設定処理では、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、前回に第２ＰＷＭ信号生成ルーチンを実行したときの（以下、単に「前回の」という）パルスパターン（前回ＰＰ）に基づいて、パルスパターンＰＰの切替前の、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングの際のデッドタイムによる誤差電圧（モータ３２の供給電圧の不足分）の基本振幅Ｖｐｏｌｄｔｍｐを設定する（ステップＳ３００）。ここで、パルスパターンＰＰの切替前のデッドタイムによる誤差電圧の基本振幅Ｖｐｏｌｄｔｍｐは、実施例では、パルスパターンＰＰとデッドタイムによる誤差電圧の基本振幅Ｖｐｏｌｄｔｍｐとの予め定めた関係に、前回のパルスパターン（前回ＰＰ）を適用して設定するものとした。なお、この関係における基本振幅Ｖｐｏｌｄｔｍｐは、パルスパターンＰＰについての誤差電圧の波形を周波数解析して得られた基本波の振幅（モータ３２の電気角θｅの１次成分）を用いるものとした。

こうしてパルスパターンＰＰの切替前のデッドタイムによる誤差電圧の基本振幅Ｖｐｏｌｄｔｍｐを設定すると、式（１）に示すように、この基本振幅Ｖｐｏｌｄｔｍｐと、前回の高電圧側電力ライン４２の電圧（前回ＶＨ）と、前回のスイッチング周波数（前回ｆｓ）と、の積をパルスパターンＰＰの切替前のデッドタイムによる誤差電圧の振幅Ｖｐｏｌｄとして設定する（ステップＳ３１０）。

Vpold=Vpoldtmp・前回VH・前回fs (1)

続いて、前回のパルスパターン（前回ＰＰ）と、前回の電流位相（前回θｉ）と前回の電圧位相（前回θｖ）との位相差（前回Δθｉｖ）と、に基づいてパルスパターンＰＰの切替前の電流位相とデッドタイムによる誤差電圧の位相との位相差Δθｏｌｄを設定する（ステップＳ３２０）。ここで、パルスパターンＰＰの切替前の位相差Δθｏｌｄは、パルスパターンＰＰの切替前のデッドタイムによる誤差電圧の位相に対するパルスパターンＰＰの切替前の電流位相に相当し、実施例では、前回のパルスパターン（前回ＰＰ）と前回の位相差（前回Δθｉｖ）とパルスパターンＰＰの切替前の位相差Δθｏｌｄとの予め定めた関係に、前回のパルスパターン（前回ＰＰ）と前回の位相差（前回Δθｉｖ）とを適用して設定するものとした。前回のパルスパターン（前回ＰＰ）と前回の位相差（前回Δθｉｖ）とパルスパターンＰＰの切替前の位相差Δθｏｌｄとの関係の一例を図５に示す。図５の例では、前回のパルスパターン（前回ＰＰ）がパターンＡ〜Ｄの何れかであるかによって異なるように、且つ、前回の位相差（前回Δθｉｖ）が大きいときには小さいときに比して大きくなるように、位相差Δθｏｌｄを設定するものとした。

そして、パルスパターンＰＰの切替前のデッドタイムによる誤差電圧の振幅Ｖｐｏｌｄと、パルスパターンＰＰの切替前の電流ベクトルとデッドタイムによる誤差電圧との位相差Δθｏｌｄと、に基づいてパルスパターンＰＰの切替前のデッドタイムによる誤差電圧のｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｏｌｄ，ΔＶｑｏｌｄを設定する（ステップＳ３３０）。

次に、今回に第２ＰＷＭ信号生成ルーチンを実行したときの（以下、単に「今回の」という）パルスパターン（今回ＰＰ）に基づいて、パルスパターンＰＰの切替後のデッドタイムによる誤差電圧の基本振幅Ｖｐｎｅｗｔｍｐを設定する（ステップＳ３４０）。ここで、パルスパターンＰＰの切替後のデッドタイムによる誤差電圧の基本振幅Ｖｐｎｅｗｔｍｐは、実施例では、上述のパルスパターンＰＰとデッドタイムによる誤差電圧の基本振幅Ｖｐｏｌｄｔｍｐとの予め定めた関係における「基本振幅Ｖｐｏｌｄｔｍｐ」を「基本振幅Ｖｐｎｅｗｔｍｐ」に置き換えたものに、今回のパルスパターン（今回ＰＰ）を適用して設定するものとした。

こうしてパルスパターンＰＰの切替後のデッドタイムによる誤差電圧の基本振幅Ｖｐｎｅｗｔｍｐを設定すると、式（２）に示すように、この基本振幅Ｖｐｎｅｗｔｍｐと、今回の高電圧側電力ライン４２の電圧（今回ＶＨ）と、今回のスイッチング周波数（今回ｆｓ）と、の積をパルスパターンＰＰの切替後のデッドタイムによる誤差電圧の振幅Ｖｐｎｅｗとして設定する（ステップＳ３５０）。

Vpnew=Vpnewtmp・今回VH・今回fs (2)

続いて、今回のパルスパターン（今回ＰＰ）と、前回の電流位相（前回θｉ）と前回の電圧位相（前回θｖ）との位相差（前回Δθｉｖ）と、に基づいてパルスパターンＰＰの切替後の電流ベクトルとデッドタイムによる誤差電圧との位相差Δθｎｅｗを設定（推定）する（ステップＳ３６０）。ここで、パルスパターンＰＰの切替後の位相差Δθｎｅｗは、パルスパターンＰＰの切替後のデッドタイムによる誤差電圧の位相に対するパルスパターンＰＰの切替後の電流位相に相当し、実施例では、上述の前回のパルスパターン（前回ＰＰ）と前回の位相差（前回Δθｉｖ）とパルスパターンＰＰの切替前の位相差Δθｏｌｄとの予め定めた関係（図５参照）における「前回のパルスパターン（前回ＰＰ）」および「パルスパターンＰＰの切替前の位相差Δθｏｌｄ」を「今回のパルスパターン（今回ＰＰ）」および「パルスパターンＰＰの切替後の位相差Δθｎｅｗ」に置き換えたものに、今回のパルスパターン（今回ＰＰ）と前回の位相差（前回Δθｉｖ）とを適用して設定するものとした。なお、パルスパターンＰＰの切替後の位相差Δθｎｅｗを設定する際には、本来であれば、前回の位相差（前回Δθｉｖ）でなく今回の位相差（今回Δθｉｖ）を用いるべきであると考えられる。しかし、上述したように、ｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを用いて電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定してから電圧位相θｖ，位相差Δθｉｖを設定することから、ステップＳ３６０の処理では、今回の位相差（今回Δθｉｖ）を用いることができない。したがって、実施例では、今回の位相差（今回Δθｉｖ）に代えて、前回の位相差（前回Δθｉｖ）を用いるものとした。

そして、パルスパターンＰＰの切替後のデッドタイムによる誤差電圧の振幅Ｖｐｎｅｗと、パルスパターンＰＰの切替後の電流ベクトルとデッドタイムによる誤差電圧との位相差Δθｎｅｗと、に基づいてパルスパターンＰＰの切替後のデッドタイムによる誤差電圧のｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｎｅｗ，ΔＶｑｎｅｗを設定する（ステップＳ３７０）。

パルスパターンＰＰの切替前のデッドタイムによる誤差電圧のｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｏｌｄ，ΔＶｑｏｌｄおよびパルスパターンＰＰの切替後のデッドタイムによる誤差電圧のｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｎｅｗ，ΔＶｑｎｅｗを設定すると、式（３）および式（４）に示すように、ｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｏｌｄ，ΔＶｑｏｌｄからｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｎｅｗ，ΔＶｑｎｅｗを減じてｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを設定して（ステップＳ３８０）、本ルーチンを終了する。こうしてｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを設定すると、上述したように、図２の第２ＰＷＭ信号生成ルーチンで、ｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令Ｖｄｔｍｐ，Ｖｑｔｍｐに電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを加えてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定し（ステップＳ１７０）、このｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を用いて第２ＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１８０〜Ｓ２２０）。

ΔVd=ΔVdold-ΔVdnew (3)
ΔVq=ΔVqold-ΔVqnew (4)

第１ＰＷＭ制御を実行する場合、デッドタイムによる誤差電圧をモータ３２の電気角θｅの１周期の平均値で表わせる（方形波近似可能である）ことと、電流位相とデッドタイムによる誤差電圧の位相との位相差がπになることと、を踏まえて搬送波電圧の周波数とデッドタイムの時間と高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨとに基づいてデッドタイムによる誤差電圧を演算する手法が知られている。したがって、搬送波電圧の周波数が変化したときには、この手法を用いてデッドタイムによる誤差電圧（電圧不足分）を補償することができる。しかしながら、第２ＰＷＭ制御を実行する場合、第１ＰＷＭ制御を実行する場合に比してスイッチング角θｓおよびスイッチングパターンＶの自由度が高いことから、デッドタイムによる誤差電圧をモータ３２の電気角θｅの１周期の平均値で表わすことができないと共に電流位相とデッドタイムによる誤差電圧の位相との位相差がπになるとは限らない。このため、第１ＰＷＭ制御と同様の手法では、パルスパターンＰＰの切替前後のデッドタイムによる誤差電圧の変化を適切に補償できない可能性があった。また、パルスパターンＰＰの切替前後のデッドタイムによる誤差電圧の変化を補償するための他の手法も確立されていなかった。こうした課題に対して、実施例では、パルスパターンＰＰの切替前後のそれぞれのデッドタイムによる誤差電圧の振幅Ｖｐｏｌｄ，Ｖｐｎｅｗと、パルスパターンＰＰの切替前後のそれぞれの電流ベクトルの位相とデッドタイムによる誤差電圧との位相差Δθｏｌｄ，Δθｎｅｗと、に基づくｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを用いてｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令Ｖｄｔｍｐ，Ｖｑｔｍｐを補正してｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する。これにより、パルスパターンＰＰの切替前後のデッドタイムによる誤差電圧の変化をより適切に補償することができ、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をより適切な値とすることができる。この結果、パルスパターンＰＰの切替時にモータ３２の制御性が低下するのを抑制することができる。

以上説明した実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、パルスパターンＰＰの切替時には、以下のようにｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する。まず、パルスパターンＰＰの切替前について、デッドタイムによる誤差電圧の振幅Ｖｐｏｌｄと、電流ベクトルとデッドタイムによる誤差電圧との位相差Δθｏｌｄと、に基づいてデッドタイムによる誤差電圧のｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｏｌｄ，ΔＶｑｏｌｄを設定する。続いて、パルスパターンＰＰの切替後について、デッドタイムによる誤差電圧の振幅Ｖｐｎｅｗと、電流ベクトルとデッドタイムによる誤差電圧との位相差Δθｎｅｗと、に基づいてデッドタイムによる誤差電圧のｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｎｅｗ，ΔＶｑｎｅｗを設定する。そして、ｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｏｌｄ，ΔＶｑｏｌｄからｄ軸，ｑ軸の成分ΔＶｄｎｅｗ，ΔＶｑｎｅｗを減じてｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを設定する。このｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑをｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令Ｖｄｔｍｐ，Ｖｑｔｍｐに加えてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する。このようにｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定することにより、パルスパターンＰＰの切替前後のデッドタイムによる誤差電圧の変化をより適切に補償することができ、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をより適切な値とすることができる。この結果、パルスパターンＰＰの切替時にモータ３２の制御性が低下するのを抑制することができる。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、パルスパターンＰＰの切替時に、図４の電圧補正値設定処理によってｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを設定し、このｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑをｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令Ｖｄｔｍｐ，Ｖｑｔｍｐに加えてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定するものとした。しかし、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御との切替時にも、図４の電圧補正値設定処理によってｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑを設定し、このｄ軸，ｑ軸の電圧補正値ΔＶｄ，ΔＶｑをｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令Ｖｄｔｍｐ，Ｖｑｔｍｐに加えてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定するものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、第２ＰＷＭ信号を生成する際に用いるパルスパターンＰＰのパルスタイプＰＴとして、モータ３２の鉄損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＴａと、電圧や電流の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプＰＴｂと、の２つのタイプを用いるものとした。しかし、パルスタイプＰＴとして、３つ以上のパルスタイプＰＴを用いるものとしてもよい。この場合、例えば、モータ３２の鉄損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２の銅損を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２のトルクリプルを低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，インバータ３４の損失を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，モータ３２およびインバータ３４のトータル損失を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，電圧の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプ，電流の高調波を低減するようにＰＷＭ信号を生成するタイプなどを用いるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、ＰＷＭ信号を生成する際に用いるパルスパターンＰＰのパルスタイプＰＴとして、１つのタイプだけを用いるものとしてもよい。この場合、パルスパターンＰＰとしては、パルス数Ｎｐだけに応じたパターンを設定すればよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、インバータ３４とバッテリ３６との間に昇圧コンバータ４０を設けるものとしたが、昇圧コンバータを設けないものとしてもよい。

実施例では、電気自動車２０に搭載される駆動装置の構成とした。しかし、モータとインバータとを備える駆動装置の構成であればよいから、電気自動車以外の自動車、例えば、ハイブリッド自動車や燃料電池車に搭載される駆動装置の構成としてもよいし、建設設備などの移動しない設備に搭載される駆動装置の構成としてもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。

２０ 電気自動車、２２ａ，２２ｂ 駆動輪、２４ デファレンシャルギヤ、２６ 駆動軸、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ，３６ｂ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３６ａ，４６ａ，４８ａ 電圧センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 高電圧側電力ライン、４４ 低電圧側電力ライン、４６，４８ コンデンサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。

Claims (1)

1. モータと、
   複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
   前記モータのトルク指令に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令を設定し、前記ｄ軸，ｑ軸の電流指令とｄ軸，ｑ軸の電流とに基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、前記モータの電気角の所定周期のパルス数を含むパルスパターンと、に基づいて前記複数のスイッチング素子のＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう制御装置と、
   を備える駆動装置であって、
   前記制御装置は、前記パルスパターンの切替時には、
   前記パルスパターンの切替前および切替後の、前記複数のスイッチング素子のスイッチングの際のデッドタイムによる誤差電圧の振幅と、前記ｄ軸，ｑ軸の電流指令に基づく電流位相と前記誤差電圧の位相との位相差と、をそれぞれ演算し、
   前記パルスパターンの切替前および切替後の前記振幅および前記位相差に基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を設定し、
   前記ｄ軸，ｑ軸の電流指令と前記ｄ軸，ｑ軸の電流とに基づくｄ軸，ｑ軸のベース電圧指令を、前記ｄ軸，ｑ軸の電圧補正値を用いて補正して前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定する、
   駆動装置。

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