JP2010104151A - 交流電動機の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】過変調ＰＷＭ制御と正弦波ＰＷＭ制御とを選択的に適用する交流電動機のＰＷＭ制御において、制御モード切替時におけるトルク変動の発生を防止して制御の安定化を図る。
【解決手段】制御装置３０は、過変調ＰＷＭ制御と正弦波ＰＷＭ制御との間の制御モードの切替が指示されたときには、インバータ１４による電力変換動作の状態に基づいて、制御モード切替時における交流電動機Ｍ１の印加電圧へのデッドタイムの影響の変化を抑制するように、電圧指令信号の振幅を補正する。インバータ１４による電力変換動作の状態には、搬送波周波数についての、現在の制御モードにおける現在値および制御モードを切替えたときの予測値、デッドタイムの大きさ、インバータ１４および交流電動機Ｍ１の間で授受される交流電力の力率および交流電動機Ｍ１の運転状態のうちの少なくとも１つが含まれる。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流電動機の制御装置および制御方法に関し、より特定的には、正弦波変調モードおよび過変調モードを有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が適用される交流電動機の制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

さらに、特開２００８−１１６８２号公報（特許文献１）には、交流電動機の駆動制御について、ｄ軸およびｑ軸の電流偏差を補償するための電流フィードバック制御において、電圧指令の振幅が基準三角波の振幅以下である正弦波ＰＷＭ制御（特許文献１の図２）と、電圧指令の振幅が基準三角波のピーク値を超える過変調ＰＷＭ制御（特許文献１の図３）とを使い分けるＰＷＭ制御構成が開示されている。

特に、特許文献１による交流電動機の制御では、トルク偏差に応じて電圧位相が制御される矩形波電圧を交流電動機に印加する矩形波制御をさらに適用するとともに、矩形波制御と過変調ＰＷＭ制御との間の制御モード切替を安定化するための技術が記載されている。
特開２００８−１１６８２号公報 特開２００６−１３６１８４号公報

特許文献１では、ＰＷＭ制御における、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の間の切替判定については、交流電動機の必要電圧振幅としきい値電圧との比較に基づいて実行される。このしきい値は、代表的には、基準三角波電圧のピーク値の絶対値に相当することが記載されており、固定値であることが理解される。

しかしながら、特許文献１の図３からも理解されるように、過変調ＰＷＭ制御では、インバータでのスイッチング回数を減らすことによって、交流電動機の印加電圧の基本波成分を高めている。また、通常の正弦波ＰＷＭ制御が搬送波周波数を高周波数に固定する、いわゆる非同期ＰＷＭで実行されるのに対して、過変調ＰＷＭ制御では、スイッチング回数の低減に伴なって、交流電動機への印加電圧の正負が非対称とならないように、いわゆる同期ＰＷＭ方式を適用して、交流電動機の回転速度に応じて搬送波周波数が可変制御されることがある。

また、インバータでのスイッチング制御では、同一相の上下アーム素子間での短絡電流を防止するために、スイッチング素子のオン・オフ切替（スイッチング）時には、当該相の上下アームの両方をオフさせるデッドタイムを設けることが実用上不可欠である。このデッドタイムの存在により、制御モードの切替時にインバータでのスイッチング回数が大幅に変化すると、インバータ出力電圧、すなわち、交流電動機の印加電圧へのデッドタイムの影響が大幅に変化するおそれがある。

このような現象が発生すると、電圧指令が同等であっても制御モードの切替をトリガに交流電動機の印加電圧が大きく変化することから、制御モードの切替直後においては、該印加電圧の変化分に応じてモータ電流が変動し、過大なモータ電流が交流電動機を流れる可能性がある。この結果、制御モードの切替時から電流フィードバック制御によってモータ電流の変動が収束するまでの期間において、交流電動機にはトルク変動が発生するおそれがある。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、過変調ＰＷＭ制御（過変調モード）と正弦波ＰＷＭ制御（正弦波変調モード）とを選択的に適用する交流電動機のＰＷＭ制御において、制御モード切替時におけるトルク変動の発生を防止して制御の安定化を図ることである。

この発明のある局面に従えば、交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生するパルス幅変調制御部と、パルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御を、電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅よりも大きい過変調モードと、電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅以下である正弦波変調モードとのいずれの制御モードによって実行するかを指示するモード切替判定部とを備える。インバータは、パルス幅変調制御部からの制御指令に従ってオンオフされる電力半導体スイッチング素子を含む。パルス幅変調制御部は、モード切替判定部から過変調モードと正弦波変調モードとの間の制御モードの切替が指示されたときには、インバータによる電力変換動作の状態に基づいて、制御モード切替時における交流電動機の印加電圧へのデッドタイムの影響の変化を抑制するように、電圧指令信号の振幅を補正する。

好ましくは、パルス幅変調制御部は、過変調モードでは、搬送波信号の周波数が交流電動機の回転周波数の整数倍となるように、交流電動機の回転速度に応じて搬送波信号の周波数を制御する一方で、正弦波モードでは、インバータおよび交流電動機の動作状態に応じて、交流電動機の回転速度とは無関係に搬送波信号の周波数を制御する周波数制御部と、搬送波信号の周波数についての、現在の制御モードにおける現在値および制御モードを切替えたときの予測値、デッドタイムの大きさ、インバータおよび交流電動機の間で授受される交流電力の力率および交流電動機の運転状態のうちの少なくとも１つに基づいて、制御モード切替時における交流電動機の印加電圧の変化量を推定する電圧変化量推定部と、電圧変化量推定部によって推定された交流電動機の印加電圧の変化量を補償するように電圧指令信号の振幅を補正する電圧指令補正部と含む。

この発明の別の局面に従えば、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御方法であって、交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生するステップと、パルス幅変調制御を、電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅よりも大きい過変調モードと、電圧指令信号の振幅が搬送波信号の振幅以下である正弦波変調モードとのいずれの制御モードによって実行するかを指示するステップとを備える。インバータは、制御指令に従ってオンオフされる電力半導体スイッチング素子を含む。パルス幅変調制御によってインバータの制御指令を発生するステップは、過変調モードと正弦波変調モードとの間の制御モードの切替が指示されたときには、インバータによる電力変換動作の状態に基づいて、制御モード切替時における交流電動機の印加電圧へのデッドタイムの影響の変化を抑制するように、電圧指令信号の振幅を補正する。

好ましくは、パルス幅変調制御によってインバータの制御指令を発生するステップは、過変調モードでは、搬送波信号の周波数が交流電動機の回転周波数の整数倍となるように、交流電動機の回転速度に応じて搬送波信号の周波数を制御する一方で、正弦波モードでは、インバータおよび交流電動機の動作状態に応じて、交流電動機の回転速度とは無関係に搬送波信号の周波数を制御するステップと、搬送波信号の周波数についての、現在の制御モードにおける現在値および制御モードを切替えたときの予測値、デッドタイムの大きさ、インバータおよび交流電動機の間で授受される交流電力の力率および交流電動機の運転状態のうちの少なくとも１つに基づいて、制御モード切替時における交流電動機の印加電圧の変化量を推定するステップと、推定された交流電動機の印加電圧の変化量を補償するように電圧指令信号の振幅を補正するステップと含む。

本発明によれば、過変調モードと正弦波変調モードとを選択的に適用する交流電動機のＰＷＭ制御において、制御モード切替時におけるトルクサージの発生を防止して制御の安定化を図ることができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

（全体システム構成）
図１は、この発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置および制御方法が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されている。この制御方式では、高調波分によって電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された３ｎ次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波ＰＷＭ制御に含めるものとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、昇降圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

（各制御モードの制御構成の説明）
図４は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による、基本的な制御構成である、正弦波ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の一般的な例を説明するブロック図である。図４を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、正弦波ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電流指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電流指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ変調部２６０は、図５に示すように、搬送波２６２と、交流電圧指令２６４（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。搬送波２６２は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。上述のように、正弦波の交流電圧指令に対して３ｎ次高調波を重畳させることも可能である。

なお、インバータ制御のためのＰＷＭ変調において、搬送波２６２の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、ＰＷＭ変調する交流電圧指令２６４の振幅について、本来の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波２６２の振幅を固定できる。

再び図４を参照して、インバータ１４が、正弦波ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

次に、正弦波ＰＷＭ制御と他の制御方式との間の制御モードの切替判定について図６を用いて説明する。

図６を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１０により、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（Ｓ１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１１により、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯および、システム電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４の入力電圧ＶＨを、交流電動機Ｍ１へのモータ印加電圧に変換する際の変調率を演算する。

たとえば、下記（１）式によって、変調率ＦＭは算出される。
ＦＭ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（１）
そして、制御装置３０は、ステップＳ１２により、ステップＳ１１で求めた変調率が０．７８以上であるかどうかを判定する。変調率≧０．７８のとき（Ｓ１２のＹＥＳ判定時）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、制御装置３０は、処理をステップＳ１５に進めて、矩形波電圧制御モードを選択するように制御モードを切替える。

一方、ステップＳ１２０のＮＯ判定時、すなわち、ステップＳ１１で求めた変調率が０．７８未満であるときには、制御装置３０は、ステップＳ１４により、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。

一方、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであるとき（Ｓ１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３により、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉの絶対値が、所定の切替電流位相φ０の絶対値よりも小さくなるか否かを監視する。なお、切替電流位相φ０は、交流電動機Ｍ１の力行時および回生時で異なる値に設定されてもよい。

制御装置３０は、実電流位相φｉの絶対値が切替電流位相φ０の絶対値よりも小さくなると（Ｓ１３のＹＥＳ判定時）、制御モードを矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御への切替を判定する。この際には、制御装置３０は、ステップＳ１４により、ＰＷＭ制御モードを選択する。

一方、制御装置３０は、ステップＳ１３がＮＯ判定のとき、すなわち実電流位相φｉの絶対値が切替電流位相φ０の絶対値以上であるときには、ステップＳ１５により、制御モードを矩形波電圧制御モードに維持する。

ＰＷＭ制御モードの選択時（Ｓ１４）には、制御装置３０は、さらにステップＳ１６により、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを判定する。この判定は、変調率ＦＭを所定の閾値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御適用時の変調率の理論最大値である０．６１）と比較することにより実行できる。

変調率が閾値以下であるとき（Ｓ１６のＹＥＳ判定時）、すなわち、交流電圧指令２６４（正弦波成分）の振幅が搬送波２６２の振幅以下であるＰＷＭ制御が実現できるときには、ステップＳ１７により、正弦波ＰＷＭ制御が適用される。これに対して、変調率が閾値より大きいとき（Ｓ１６のＮＯ判定時）、すなわち、交流電圧指令２６４（正弦波成分）の振幅が搬送波２６２の振幅より大きいときには、ステップＳ１８により、過変調ＰＷＭ制御が適用される。

このように、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ（ｉｖ，ｉｗ）、電圧センサ１３によって検出されたインバータ１４の入力電圧（システム電圧）ＶＨ、電圧指令生成部２４０によって生成された電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づいて、制御モードの切替判定が実行できる。

図７は、図６に示した制御モード切替判定処理によって、過変調ＰＷＭ制御が適用された場合に実行される、過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の一般的な例を説明するブロック図である。

図７を参照して、過変調ＰＷＭ制御部２０１は、図４に示した正弦波ＰＷＭ制御部２００の構成に加えて、電流フィルタ２３０および電圧振幅補正部２７０を含む。

電流フィルタ２３０は、座標変換部２２０によって算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを、時間軸方向に平滑化する処理を実行する。これにより、センサ検出値に基づく実電流Ｉｄ，Ｉｑがフィルタ処理された電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆに変換される。

そして、過変調ＰＷＭ制御部２０１では、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑは、フィルタ処理された電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆを用いて算出される。すなわち、ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄｆ、ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑｆとされる。

電圧振幅補正部２７０は、電圧指令生成部２４０によって算出された、本来のｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯に対して、モータ印加電圧の振幅を拡大するための補正処理を実行する。座標変換部２５０および変調部２６０は、電圧振幅補正部２７０による補正処理がなされた電圧指令に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

なお、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。この状態は、図５に示した波形図において、交流電圧指令２６４の振幅が搬送波２６２の振幅よりも大きくなった状態に相当する。このようになると、インバータ１４からは交流電動機Ｍ１に対してはシステム電圧ＶＨを超えた電圧が印加できないため、本来の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従った各相電圧指令信号に従ったＰＷＭ制御によっては、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調率が確保できなくなる。

このため、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｋ倍，ｋ＞１）する補正処理を行うことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調率が確保できるようになる。なお、電圧振幅補正部２７０におる電圧振幅の拡大比ｋは、この本来の変調率に基づいて理論的に導出できる。

（ＰＷＭ制御における問題点）
次に、図４および７に示した一般的なＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御）によるモータ制御構成の問題点について、図８〜図１０を用いて説明する。特に、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間で切替える際における、制御安定性上の問題点について説明する。

上述したように、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、インバータ１４でのスイッチング回数を減らすことによって、交流電動機Ｍ１の印加電圧の基本波成分を高めている。

また、非同期ＰＷＭが適用される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１の回転速度（以下、単に「モータ回転速度」）とは無関係に、可聴周波数帯より高く、かつ、スイッチング損失が過大とならない範囲で搬送波周波数が設定されるのに対し、過変調ＰＷＭ制御では、同期ＰＷＭ制御が適用されるので、モータ回転速度に応じて搬送波周波数が制御される。すなわち、搬送波周波数が、モータ回転速度に従う電圧指令の周波数の整数倍となるように搬送波周波数が設定される。そのため、過変調ＰＷＭ制御では、モータ回転速度に応じて搬送波周波数が変化するために、インバータ１４でのスイッチング回数が変化し易い。この結果、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間での制御モード切替時におけるスイッチング回数の変化量は、過変調ＰＷＭ制御での状態に応じて異なってくる。

特に、過変調ＰＷＭ制御でのスイッチング回数が少ない場合には、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間での切替に伴なってスイッチング回数が大幅に変化する。そして、このスイッチング回数の変化に起因してモータ印加電圧へのデッドタイムの影響が大幅に変化することから、制御モード切替時には、同一の電圧指令に対してもモータ印加電圧が変化する可能性がある。この結果、制御モードの切替直後においては、モータ印加電圧の変化分に応じてモータ電流が変動し、過大なモータ電流が交流電動機を流れる可能性がある。この結果、制御モードの切替時から電流フィードバック制御によってモータ電流の変動が収束するまでの期間において、交流電動機Ｍ１にはトルク変動が発生するおそれがある。

ここで、制御モード切替時においてモータ印加電圧が、振幅増大方向あるいは振幅減少方向のいずれに変化するについては、図８および図９に示すように、モータ印加電圧およびモータ電流位相が関連してくる。

図８（ａ）には、交流電動機Ｍ１の力行時における典型的な電圧電流波形が示される。図８（ａ）に示されるように、力行時には、電圧Ｖの位相に対して、電流Ｉの位相が遅れる状態となる。そしてデッドタイムによりモータ印加電圧が影響を受けるが、その影響は電流の極性によって異なる。すなわち、電流Ｉが正の期間では、デットタイムによって生じる近似的な方形波電圧（オフセットＶｏｆｆ）は、負となり、その反対に電流Ｉが負の期間ではオフセットＶｏｆｆは正となる。このため、力行時には、デッドタイムによって生じるオフセットＶｏｆｆは、モータ印加電圧の振幅を減少させる方向に作用する。

図９（ａ）には、力行時における電圧Ｖおよび電流Ｉのベクトル図が示される。同図において、オフセットＶｏｆｆは、電流Ｉとは逆向きとなっている。そのため、このオフセットＶｏｆｆが合成されることにより、合成後の電圧Ｖは、本来の電圧Ｖと比較してその振幅が減少している。

一方、図８（ｂ）には、交流電動機Ｍ１の回生時における典型的な電圧電流波形が示される。図８（ｂ）に示されるように、回生時には、電圧Ｖと電流Ｉとの位相差が大きくなり、両者はほぼ逆位相となる。このため、回生時には、デッドタイムによって生じるオフセットＶｏｆｆは、モータ印加電圧の振幅を増大させる方向に作用する。図９（ｂ）には、回生時における電圧Ｖおよび電流Ｉのベクトル図が示される。同図においても、図９（ａ）と同様に、オフセットＶｏｆｆは電流Ｉとは逆向きとなるが、電圧Ｖが電流Ｉと逆位相となっているため、オフセットＶｏｆｆが合成された後の電圧Ｖは、本来の電圧Ｖと比較して振幅が増大している。

このように、交流電動機Ｍ１の電圧Ｖおよび電流Ｉの位相差、すなわち力率に応じてモータ印加電圧へのデッドタイムの影響が変化することになる。そのため、力率に応じて、制御モード切替に伴なうモータ印加電圧変化の特性が異なることが理解される。

図１０は、制御モード切替時における電流変動の一例を示す波形図である。図１０には、交流電動機Ｍ１の力行時に、制御モードが正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御へ切替えられる場合におけるモータ電流の時間的変化が示されている。

図１０を参照して、交流電動機Ｍ１の力行時には、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御への切替によって、スイッチング回数が減少すると、デッドタイムの影響の変化に起因してモータ印加電圧が変化する。この場合、図８（ａ）および図９（ａ）で示したように、力行時には、モータ印加電圧の振幅が減少する方向にデッドタイムの影響が発生することから、過変調ＰＷＭ制御への切替によってスイッチング回数が減少することにより、モータ印加電圧は、振幅増大方向に変化することとなる。そのため、制御モード切替直後においては、モータ印加電圧の振幅が増大したことを受けてモータ電流が増大する。この結果、交流電動機Ｍ１では、制御モードの切替時から電流フィードバック制御によってモータ電流の変動が収束するまでの期間において、トルク変動が発生する可能性がある。

なお、図示は省略するが、交流電動機Ｍ１の回生時には、過変調ＰＷＭ制御への切替に伴ない、モータ印加電圧は振幅減少方向に変化する。そのため、図１０とは対照的に、制御モード切替直後においてモータ電流が減少することとなる。このように、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ供給される電圧および電流の位相差（力率）に応じて、制御モードの切替に伴なうモータ印加電圧の変化の特性が異なってくる。

（本実施の形態によるＰＷＭ制御）
以上に述べたように、ＰＷＭ制御においては、制御モード切替時にスイッチング回数の変化に起因してモータ印加電圧へのデッドタイムの影響が変化することによってモータ印加電圧が変化し、このモータ印加電圧の変化が、交流電動機Ｍ１にトルク変動が発生させる要因となる。なお、モータ印加電圧の変化の特性は、上述したように、インバータ１４のスイッチング状態（電力変換動作状態）に応じて変化するものである。

そこで、本実施の形態による交流電動機の制御装置では、ＰＷＭ制御における制御モード切替時において、インバータ１４によるスイッチング状態に基づいて、デッドタイムがモータ印加電圧に与える影響の変化を抑制するように、電圧指令値を補正する構成とする。

なお、本構成において、インバータ１４によるスイッチング状態としては、制御モード切替前後における搬送波周波数、デッドタイムの長さ、交流電動機Ｍ１の力率（電圧電流位相差）および交流電動機Ｍ１の運転状態（力行／回生）が反映される。これら複数の要因のうち、制御モード切替前後における搬送波周波数およびデッドタイムの長さは、主としてモータ印加電圧の変化量の指標となり、交流電動機Ｍ１の力率および運転状態は、主として、モータ印加電圧の変化の方向（振幅増大方向か振幅減少方向か）の指標となる。

また、以下の実施例では、上記の複数の要因を組み合わせることによって、電圧指令値を補正する構成について説明するが、いずれか１つの要因、あるいは２以上の要因の組合せに基づいて電圧指令値を補正する構成としてもよい。

図１１は、本実施の形態によるＰＷＭ制御における制御モード切替時の電圧指令値の補正処理を説明する図である。図１１には、図１０と同様に、交流電動機Ｍ１の力行時に、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御へ切替える場合におけるモータ印加電圧およびモータ電流の時間的変化が示されている。

図１１を参照して、時刻ｔ１において、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御への切替が行なわれるものとする。制御モードの切替は、図６で説明したように、変調率が所定の閾値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御適用時の変調率の理論最大値である０．６１）を超えたことに応じて行なわれる。このとき、制御モードの切替前後において電圧指令値には大差がないにもかかわらず、図１０で述べたように、スイッチング回数の減少に起因してデッドタイムの影響が変化することから、モータ印加電圧は振幅増大方向に変化する。

このような制御モード切替時におけるモータ印加電圧の変化を抑制するために、本実施の形態では、インバータ１４によるスイッチング状態に基づいてモータ印加電圧の変化量を推定するとともに、制御モードが切替えられる時刻ｔ１における電圧指令値を、その推定したモータ印加電圧の変化量を補償するように補正するものとする。

具体的には、図１１の場合では、過変調ＰＷＭ制御への切替によってモータ印加電圧が振幅増大方向に変化することから、時刻ｔ１において、電圧指令値（たとえばｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯）は、モータ印加電圧の振幅増加量だけ減少するように補正される。なお、電圧指令値の補正は、制御モード切替直後の最初の１制御周期において実行される。

そして、時刻ｔ１以降では、補正後の電圧指令値Ｖｑ♯１に従ってモータ電流のフィードバック制御が行なわれることにより、ｑ軸電流Ｉｑは、時刻ｔ１の前後において連続的に変化する。この結果、モータ電流Ｉｕは、制御モード切替直後においても増大することがないため、交流電動機Ｍ１にトルク変動が発生するのを抑制することができる。

このように、本実施の形態では、制御モード切替時における電圧指令値に対して、推定したモータ印加電圧の変化量をフォードフォワード要素として含める。これにより、交流電動機Ｍ１のトルク変動を抑制することができる。この結果、交流電動機Ｍ１の制御安定性を高めることができる。

（制御構造）
次に、上述した本実施の形態によるＰＷＭ制御を実現するためのモータ制御構造について説明する。

図１２は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による正弦波ＰＷＭ制御によるモータの制御構成を説明するブロック図である。

図１２を参照して、本発明の実施の形態による正弦波ＰＷＭ制御部２００Ａは、図４に比較例として示した正弦波ＰＷＭ制御部２００と比較して、電圧指令補正部３００と、モード切替判定部３０２とをさらに含む点で異なる。

モード切替判定部３０２は、ＰＷＭ制御モード中での正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の間の切替を判定する。モード切替判定部３０２は、電圧センサ１３（図１）によって検出されたインバータ１４の入力電圧ＶＨおよび電圧指令生成部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯に基づいて、モード切替判定を実行する。

具体的には、モード切替判定部３０２は、上記（１）式によって、インバータ１４の入力電圧ＶＨを、交流電動機Ｍ１へのモータ印加電圧指令（交流電圧）に変換する際の変調率ＦＭを演算する。そして、モード切替判定部３０２は、演算した変調率ＦＭと所定の閾値（たとえば、０．６１）とを比較し、変調率ＦＭが閾値以下であるときには、現在の正弦波ＰＷＭ制御を維持する。一方、変調率ＦＭが閾値を超えるときには、現在の正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御への切替を指示するための制御信号ＣＨＧ１を生成して電圧指令補正部３００へ出力する。

電圧指令補正部３００は、モード切替判定部３０２から制御信号ＣＨＧ１を受けると、すなわち、過変調ＰＷＭ制御への切替が指示されると、インバータ１４のスイッチング状態に基づいて、デッドタイムがモータ印加電圧に与える影響の変化を抑制するように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を補正する。

具体的には、電圧指令補正部３００は、最初に、インバータ１４のスイッチング状態に基づいて、過変調ＰＷＭ制御への切替時におけるモータ印加電圧の変化量を推定する。

このとき、電圧指令補正部３００は、インバータ１４のスイッチング状態として、ＰＷＭ変調部２６０から現在の搬送波２６２（図５）の周波数（搬送波周波数）およびデッドタイムの長さ（固定値）を取得する。また、電圧指令補正部３００は、インバータ１４のスイッチング状態として、過変調ＰＷＭ制御への移行したときの搬送波周波数の予測値を取得する。この搬送波周波数の予測値については、回転角センサ（レゾルバ）２５からの交流電動機Ｍ１の回転角θから求めたモータ回転速度に基づいて算出される。すなわち、搬送波周波数は、モータ回転速度に従う電圧指令の周波数の整数倍（好ましくは、３・（２ｎ−１）倍、ｎ：自然数）として算出される。

さらに、電圧指令補正部３００は、インバータ１４のスイッチング状態として、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ供給される電圧および電流の位相差（力率）を取得する。なお、現在のＰＷＭ制御による力率は、電圧および電流の検出値から求めることができる。あるいは、ＰＷＭ制御に用いるｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯および電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍからも求めることができる。たとえば、電圧指令値に伴なう電圧位相ｔａｎ^-1（Ｖｑ♯／Ｖｄ♯）および電流指令値に伴なう電流位相ｔａｎ^-1（Ｉｑｃｏｍ／Ｉｄｃｏｍ）の位相差によって、力率を求めることができる。

また、電圧指令補正部３００は、この力率（電圧電流位相差）に併せて、交流電動機Ｍ１の運転状態（力行／回生）についても取得する。交流電動機Ｍ１が力行時であるか回生時であるかについては、たとえば交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数に基づいて判断することができる。

次に、電圧指令補正部３００は、インバータ１４のスイッチング状態として、これら複数の情報を取得すると、該複数の情報に基づいて過変調ＰＷＭ制御への切替時におけるモータ印加電圧の変化量および変化の方向（振幅増大方向か振幅減少方向か）を推定する。

具体的には、電圧指令補正部３００は、現在の正弦波ＰＷＭ制御における搬送波周波数および過変調ＰＷＭ制御へ移行したときの搬送波周波数の予測値と、デッドタイムの長さとに基づいて、スイッチング回数の減少に起因するデッドタイムの影響の変化によるモータ印加電圧の変化量を推定する。また、電圧指令補正部３００は、力率および交流電動機Ｍ１の運転状態に基づいて、モータ印加電圧の変化の方向（振幅増大方向か振幅減少方向か）を推定する。

そして、電圧指令補正部３００は、推定されたモータ印加電圧の変化方向に応じて、推定されたモータ印加電圧の変化量を補償するように、ｄ軸およひｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を補正する。補正後のｄ軸およひｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯１，Ｖｑ♯１は座標変換部２５０へ出力される。

図１３は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による過変調ＰＷＭ制御によるモータの制御構成を説明するブロック図である。

図１３を参照して、本発明の実施の形態による過変調ＰＷＭ制御部２０１Ａは、図７に比較例として示した過変調ＰＷＭ制御部２０１と比較して、電圧指令補正部３１０と、モード切替判定部３１２とをさらに含む点で異なる。

モード切替判定部３１２は、ＰＷＭ制御モード中での正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の間の切替を判定する。モード切替判定部３１２は、電圧センサ１３（図１）によって検出されたインバータ１４の入力電圧ＶＨおよび電圧指令生成部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯に基づいて、モード切替判定を実行する。

具体的には、モード切替判定部３１２は、上記（１）式によって、インバータ１４の入力電圧ＶＨを、交流電動機Ｍ１へのモータ印加電圧指令（交流電圧）に変換する際の変調率ＦＭを演算する。そして、モード切替判定部３１２は、演算した変調率ＦＭと所定の閾値（たとえば、０．６１）とを比較し、変調率ＦＭが閾値を超えるときには、現在の過変調ＰＷＭ制御を維持する。一方、変調率ＦＭが閾値以下となるときには、現在の過変調ＰＷＭ制御から正弦波ＰＷＭ制御への切替を指示するための制御信号ＣＨＧ２を生成して電圧指令補正部３１０へ出力する。

電圧指令補正部３１０は、モード切替判定部３１２から制御信号ＣＨＧ２を受けると、すなわち、正弦波ＰＷＭ制御への切替が指示されると、インバータ１４のスイッチング状態に基づいて、デッドタイムがモータ印加電圧に与える影響の変化を抑制するように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を補正する。

具体的には、電圧指令補正部３１０は、最初に、インバータ１４のスイッチング状態に基づいて、正弦波ＰＷＭ制御への切替時におけるモータ印加電圧の変化量を推定する。

このとき、電圧指令補正部３１０は、インバータ１４のスイッチング状態として、ＰＷＭ変調部２６０から現在の搬送波２６２（図５）の周波数（搬送波周波数）およびデッドタイムの長さ（固定値）を取得する。また、電圧指令補正部３００は、インバータ１４のスイッチング状態として、正弦波ＰＷＭ制御への移行したときの搬送波周波数の予測値を取得する。この搬送波周波数の予測値は、モータ回転速度とは無関係に予め設定されている交流電動機Ｍ１の状態（トルク、回転数）と搬送波周波数との関係に基づいて算出することができる。

さらに、電圧指令補正部３１０は、インバータ１４のスイッチング状態として、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ供給される電圧および電流の位相差（力率）および交流電動機Ｍ１の運転状態（力行／回生）を取得する。なお、現在のＰＷＭ制御による力率は、図１２で説明したのと同様に、電圧および電流の検出値あるいは、ｄ軸およひｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯および電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍから求めることができる。また、交流電動機Ｍ１が力行時であるか回生時であるかについては、たとえば交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数に基づいて判断することができる。

次に、電圧指令補正部３１０は、インバータ１４のスイッチング状態として、これら複数の情報を取得すると、該複数の情報に基づいて、後述する方法によって正弦波ＰＷＭ制御への切替時におけるモータ印加電圧の変化量および変化の方向（振幅増大方向か振幅減少方向か）を推定する。

具体的には、電圧指令補正部３１０は、現在の過変調ＰＷＭ制御における搬送波周波数および正弦波ＰＷＭ制御へ移行したときの搬送波周波数の予測値と、デッドタイムの長さとに基づいて、スイッチング回数の増加に起因するデッドタイムの影響の変化によるモータ印加電圧の変化量を推定する。また、電圧指令補正部３１０は、力率および交流電動機Ｍ１の運転状態に基づいて、モータ印加電圧の変化の方向（振幅増大方向か振幅減少方向か）を推定する。

そして、電圧指令補正部３１０は、推定されたモータ印加電圧の変化方向に応じて、推定されたモータ印加電圧の変化量を補償するように、ｄ軸およひｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を補正する。補正後のｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯１，Ｖｑ♯１は電圧振幅補正部２７０へ出力される。

（電圧指令補正処理）
次に、図１２および図１３のモータ制御構成における電圧指令値の補正処理を説明する。電圧指令値の補正処理は、制御装置３０が図１４および図１５に示すフローチャートに従った制御処理を実行することにより、電圧指令補正部３００（図１２），３１０（図１３）による電圧指令補正が実現される。

図１４を参照して、まず制御装置３０は、ステップＳ２１により、過変調ＰＷＭ制御からの制御モード切替時であるかを判定する。そして、過変調ＰＷＭ制御からの切替時あるいはその直後でない場合（ステップＳ２１のＮＯ判定時）には、さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２により、正弦波ＰＷＭ制御からの制御モード切替時であるかを判定する。

正弦波ＰＷＭ制御からの切替時あるいはその直後でない場合（ステップＳ２２のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくフィードバック制御により電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する（ステップＳ２５）。

一方、過変調ＰＷＭ制御からの切替時あるいはその直後（ステップＳ２１のＹＥＳ判定時）あるいは正弦波ＰＷＭ制御からの切替時あるいはその直後（ステップＳ２２のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２３により、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づくフィードバック制御により電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成すると、その生成した電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対して、デッドタイムの影響の変化によるモータ印加電圧の変化を抑制するための補正処理を実行する（ステップＳ２４）。

電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯の補正処理としては、図１５を参照して、まず制御装置３０は、インバータ１４のスイッチング状態を取得する。具体的には、制御装置３０は、制御モード切替前後の搬送波周波数を取得するとともに（ステップＳ３１）、デッドタイムの大きさを取得する（ステップＳ３２）。なお、制御モード切替後の搬送波周波数には、正弦波ＰＷＭ制御（または過変調制御）へ移行したときの搬送波周波数の予測値が適用される。

さらに、制御装置３０は、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ供給される電圧および電流の位相差（力率）および交流電動機Ｍ１の運転状態（力行／回生）を取得する（ステップＳ３３）。そして、制御装置３０は、力率および交流電動機Ｍ１の運転状態に基づき、制御モード切替時におけるモータ印加電圧の変化方向が振幅増大方向であるかを判定する（ステップＳ３４）。

モータ印加電圧の変化方向が振幅増大方向でない場合（ステップＳ３４のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２３（図１４）で生成した電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を、ステップＳ３１，Ｓ３２で取得した情報に基づいて推定したモータ印加電圧の変化量だけ増加させるように、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を補正する（ステップＳ３５）。これに対して、モータ印加電圧の変化方向が振幅増大方向である場合（ステップＳ３４のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を、推定したモータ印加電圧の変化量だけ減少させるように、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を補正する（ステップＳ３６）。

ここで、制御モード切替に伴なうモータ印加電圧の変化特性（変化量および変化の方向）を推定する方法としては、インバータ１４のスイッチング状態である、制御モード切替前後の搬送波周波数、デッドタイムの大きさ、力率および交流電動機Ｍ１の運転状態のうちのいずれか１つ、あるいはこれらの少なくとも一部を組合せることにより、予め構築された交流電動機Ｍ１のモータモデルを用いて、モータ印加電圧の変化特性をリアルタイムに演算することができる。

あるいは、リアルタイム演算を行なうことによって生じる制御負荷の増大を軽減するという観点からは、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御との間で切替えたときのモータ印加電圧の変化特性を、インバータ１４のスイッチング状態をランダムに変更させて予め計測しておくことで、その計測した実測データに基づいて容易に推定することができる。

そして、このように実測データからモータ印加電圧の変化特性を推定する場合には、図１６に示すように、推定されたモータ印加電圧の変化特性を補償するように適合させた変調率を予め導出しておき、この変調率の適合値をマップ化して予め図示しないＲＯＭ（Read Only Memory）に格納しておくことで、制御モード切替時には、ＲＯＭから読出したマップを用いて補正後の電圧指令値Ｖｄ♯１，Ｖｑ♯１を算出することができる。

図１６は、制御モード切替時における変調率のマップの一例を示す図である。図１６には、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御への切替が行なわれる場合において、インバータ１４のスイッチング状態ごとに適合された変調率が示されている。

図１６を参照して、現在の正弦波ＰＷＭ制御適用時における搬送波周波数と、過変調ＰＷＭ制御へ移行したときの搬送波周波数の予測値との組合せが複数パターン設定されており、該複数パターンの各々に対して、制御モード切替時における変調率の適合値が設定されている。

なお、パターンごとの変調率の適合値については、交流電動機Ｍ１の運転状態に応じて異なる値が設定されている。一例として、正弦波ＰＷＭ制御適用時の搬送波周波数がｆｃ１であって、かつ、過変調ＰＷＭ制御へ移行したときの搬送波周波数の予測値がｆｏ１であるときのパターンにおいて、交流電動機Ｍ１の力行時では、変調率が所定の閾値からΔＦ１だけ減少させた値（０．６１−ΔＦ１）に適合されるのに対して、回生時では、変調率が所定の閾値からΔＦ１だけ増加させた値（０．６１＋ΔＦ１）に適合される。

このように力行時と回生時とで所定の閾値に対する適合の方向（変調率増加方向か変調率減少方向か）が異なっているのは、図８および図９で述べたように、力率に応じて、制御モード切替に伴なうモータ印加電圧変化の特性が異なることによる。すなわち、力行時では、力率が大きい（すなわち、電圧および電流の位相差が小さい）ため、スイッチング回数の減少によるデッドタイムの変化の影響がモータ印加電圧の振幅が増大する方向に作用するのに対し、回生時では、力率が小さい（すなわち、電圧および電流の位相差が大きい）ため、スイッチング回数の減少によるデッドタイムの変化の影響がモータ印加電圧の振幅が減少する方向に作用することによる。

なお、図示は省略するが、図１６に示す複数のパターンの各々について、交流電動機Ｍ１の運転状態および力率の組合せ、あるいは力率に応じて変調率の適合値を設定するようにマップを構成してもよい。

（変更例）
図１６に示したように、インバータ１４のスイッチング状態に応じて、制御モード切替時の変調率の適合値を設定するマップを構成することにより、制御モード切替時において補正後の電圧指令値Ｖｄ♯１，Ｖｑ♯１を容易に算出することができる。

その一方で、図１６のマップは、制御モード切替前および切替後の１制御周期内でモータ回転数がほとんど変化しない場合、すなわち、定常状態にある場合を前提として構成されたものであるため、制御モード切替前後の１制御周期内でモータ回転数が急激に変化する現象、たとえば駆動輪にスリップやグリップなどが発生した場合には、モータ印加電圧の変化を抑制するのに必要な電圧指令値に対して、図１６のマップから算出された電圧指令値Ｖｄ♯１，Ｖｑ♯１が過大となる、もしくは過小となる可能性がある。この結果、制御モード切替時に生じるトルク変動を確実に抑制することが困難となるおそれがある。

そこで、本変更例では、制御モード切替時においてスリップおよびグリップが検出された場合には、図１６のマップから算出される変調率の適合値を、スリップおよびグリップの各々に対応して適合された変調率に変更するものとする。

なお、変更後の変調率の適合値については、図１７に示すように、図１６のマップにおける変調率の適合値の各々に対して、スリップが検出された場合の変調率の適合値およびグリップが検出された場合の変調率の適合値を予め実測データに基づいて求めておくようにすればよい。あるいは、図１７のマップを構成する以外に、スリップおよびグリップが検出された場合には、変調率の適合を行なわず、変調率を本来の閾値（０．６１）に維持するようにしてもよい。

図１８は、本実施の形態の変更例による電圧指令値の補正処理を説明するフローチャートである。

図１８を参照して、まず制御装置３０は、インバータ１４のスイッチング状態を取得する。具体的には、制御装置３０は、制御モード切替前後の搬送波周波数を取得するとともに（ステップＳ３１）、デッドタイムの大きさを取得する（ステップＳ３２）。なお、制御モード切替後の搬送波周波数には、正弦波ＰＷＭ制御（または過変調制御）へ移行したときの搬送波周波数の予測値が適用される。

さらに、制御装置３０は、インバータ１４から交流電動機Ｍ１へ供給される電圧および電流の位相差（力率）および交流電動機Ｍ１の運転状態（力行／回生）を取得する（ステップＳ３３）。また、制御装置３０は、回転角センサ（レゾルバ）２５（図１）から交流電動機Ｍ１の回転角θを取得する（ステップＳ３３０）。

そして、制御装置３０は、取得した回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）を算出し、その算出した回転数に基づいて駆動輪にスリップまたはグリップが生じているか否かを判定する（ステップＳ３４０）。

駆動輪にスリップまたはグリップが生じていない場合（ステップＳ３４０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、図１７のマップのうち、定常時の変調率を参照することにより、インバータ１４のスイッチング状態に応じた変調率の適合値を算出する（ステップＳ３４１）。一方、駆動輪にスリップまたはグリップが生じている場合（ステップＳ３４０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、図１７のマップのうち、スリップ／グリップ時の変調率を参照することにより、インバータ１４のスイッチング状態に応じた変調率の適合値を算出する（ステップＳ３４２）。

そして、制御装置３０は、ステップＳ３４１，Ｓ３４２で算出された変調率の適合値に基づいて、補正後の電圧指令値Ｖｄ♯１，Ｖｑ♯１を設定する（ステップＳ３４３）。

以上のように、図１７および図１８に示された変更例に従って、制御モード切替時の電圧指令値の補正処理を行なうことによって、制御モード切替前後において交流電動機Ｍ１の回転数が急変した場合であっても、交流電動機Ｍ１のトルク変動を抑制することができる。この結果、交流電動機Ｍ１の制御の安定性を高めることができる。

本実施の形態と本発明の構成との対応関係については、交流電動機Ｍ１が本発明での「交流電動機」に対応し、インバータ１４が本発明での「インバータ」に対応し、制御装置３０が本発明での「制御装置」に対応する。制御装置３０は、本発明での「パルス幅変調部」および「モード切替判定部」を実現する。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置および制御方法が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍの制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機Ｍ１の動作状態と図２に示した制御モードとの対応関係を説明する図である。 正弦波ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の一般的な例を説明するブロック図である。 図４中のＰＷＭ変調部の動作を説明する波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における正弦波ＰＷＭ制御と他の制御方式との間の制御モードの切替判定処理を説明するフローチャートである。 過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の一般的な例を説明するブロック図である。 交流電動機における力行時および回生時の典型的な電圧および電流波形を示す概念図である。 交流電動機における力行時および回生時の典型的な電圧および電流ベクトルを示す概念図である。 制御モード切替時における電流変動の一例を示す波形図である。 本実施の形態によるＰＷＭ制御における制御モード切替時の電圧指令値の補正処理を説明する図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による正弦波ＰＷＭ制御によるモータの制御構成を説明するブロック図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による過変調ＰＷＭ制御によるモータの制御構成を説明するブロック図である。 図１２および図１３のモータ制御構成における電圧指令値の補正処理を説明するフローチャートである。 図１２および図１３のモータ制御構成における電圧指令値の補正処理を説明するフローチャートである。 制御モード切替時における変調率のマップの一例を示す図である。 本実施の形態の変更例による制御モード切替時における変調率のマップの一例を示す図である。 本実施の形態の変更例による電圧指令値の補正処理を説明するフローチャートである。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、２００，２００Ａ 正弦波ＰＷＭ制御部、２０１，２０１Ａ 過変調ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０ 電流フィルタ、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２６２ 搬送波、２６４ 交流電圧指令、２７０ 電圧振幅補正部、３００，３１０ 電圧指令補正部、３０２，３１２ モード切替判定部、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (4)

1. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を発生するパルス幅変調制御部と、
   前記パルス幅変調制御部による前記パルス幅変調制御を、前記電圧指令信号の振幅が前記搬送波信号の振幅よりも大きい過変調モードと、前記電圧指令信号の振幅が前記搬送波信号の振幅以下である正弦波変調モードとのいずれの制御モードによって実行するかを指示するモード切替判定部とを備え、
   前記インバータは、前記パルス幅変調制御部からの前記制御指令に従ってオンオフされる電力半導体スイッチング素子を含み、
   前記パルス幅変調制御部は、前記モード切替判定部から前記過変調モードと前記正弦波変調モードとの間の制御モードの切替が指示されたときには、前記インバータによる電力変換動作の状態に基づいて、制御モード切替時における前記交流電動機の印加電圧へのデッドタイムの影響の変化を抑制するように、前記電圧指令信号の振幅を補正する、交流電動機の制御装置。
2. 前記パルス幅変調制御部は、
   前記過変調モードでは、前記搬送波信号の周波数が前記交流電動機の回転周波数の整数倍となるように、前記交流電動機の回転速度に応じて前記搬送波信号の周波数を制御する一方で、前記正弦波モードでは、前記インバータおよび前記交流電動機の動作状態に応じて、前記交流電動機の回転速度とは無関係に前記搬送波信号の周波数を制御する周波数制御部と、
   前記搬送波信号の周波数についての、現在の制御モードにおける現在値および制御モードを切替えたときの予測値、デッドタイムの大きさ、前記インバータおよび前記交流電動機の間で授受される交流電力の力率、および前記交流電動機の運転状態のうちの少なくとも１つに基づいて、制御モード切替時における前記交流電動機の印加電圧の変化量を推定する電圧変化量推定部と、
   前記電圧変化量推定部によって推定された前記交流電動機の印加電圧の変化量を補償するように前記電圧指令信号の振幅を補正する電圧指令補正部と含む、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御方法であって、
   前記交流電動機を動作指令に従って動作させるための正弦波状の電圧指令信号と搬送波信号との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を発生するステップと、
   前記パルス幅変調制御を、前記電圧指令信号の振幅が前記搬送波信号の振幅よりも大きい過変調モードと、前記電圧指令信号の振幅が前記搬送波信号の振幅以下である正弦波変調モードとのいずれの制御モードによって実行するかを指示するステップとを備え、
   前記インバータは、前記制御指令に従ってオンオフされる電力半導体スイッチング素子を含み、
   前記パルス幅変調制御によって前記インバータの制御指令を発生するステップは、前記過変調モードと前記正弦波変調モードとの間の制御モードの切替が指示されたときには、前記インバータによる電力変換動作の状態に基づいて、制御モード切替時における前記交流電動機の印加電圧へのデッドタイムの影響の変化を抑制するように、前記電圧指令信号の振幅を補正する、交流電動機の制御方法。
4. 前記パルス幅変調制御によって前記インバータの制御指令を発生するステップは、
   前記過変調モードでは、前記搬送波信号の周波数が前記交流電動機の回転周波数の整数倍となるように、前記交流電動機の回転速度に応じて前記搬送波信号の周波数を制御する一方で、前記正弦波モードでは、前記インバータおよび前記交流電動機の動作状態に応じて、前記交流電動機の回転速度とは無関係に前記搬送波信号の周波数を制御するステップと、
   前記搬送波信号の周波数についての、現在の制御モードにおける現在値および制御モードを切替えたときの予測値、デッドタイムの大きさ、前記インバータおよび前記交流電動機の間で授受される交流電力の力率、および前記交流電動機の運転状態のうちの少なくとも１つに基づいて、制御モード切替時における前記交流電動機の印加電圧の変化量を推定するステップと、
   推定された前記交流電動機の印加電圧の変化量を補償するように前記電圧指令信号の振幅を補正するステップと含む、請求項３に記載の交流電動機の制御方法。

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