JP2666641B2 - Ｐｗｍ波形生成方法及びインバータ装置 - Google Patents
Ｐｗｍ波形生成方法及びインバータ装置Info
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- JP2666641B2 JP2666641B2 JP4009967A JP996792A JP2666641B2 JP 2666641 B2 JP2666641 B2 JP 2666641B2 JP 4009967 A JP4009967 A JP 4009967A JP 996792 A JP996792 A JP 996792A JP 2666641 B2 JP2666641 B2 JP 2666641B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、正弦波などの変調波
を三角波などの搬送波と比較してパルス幅変調し、３相
疑似交流波形を生成する方法及び該方法を用いて生成し
たＰＷＭ変調波形から疑似交流波形を出力し、誘導電動
機などのモータを駆動するインバータ装置に関するもの
である。
を三角波などの搬送波と比較してパルス幅変調し、３相
疑似交流波形を生成する方法及び該方法を用いて生成し
たＰＷＭ変調波形から疑似交流波形を出力し、誘導電動
機などのモータを駆動するインバータ装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】図９は、例えば「ＡＣサーボモータとマ
イコン制御」（見城尚志著、総合電子出版社）に記載さ
れた、変調波を正弦波、搬送波を三角波とする正弦波近
似ＰＷＭ方式のＰＷＭ波形生成方法である。図におい
て、１は変調波である正弦波、３は搬送波である三角波
である。
イコン制御」（見城尚志著、総合電子出版社）に記載さ
れた、変調波を正弦波、搬送波を三角波とする正弦波近
似ＰＷＭ方式のＰＷＭ波形生成方法である。図におい
て、１は変調波である正弦波、３は搬送波である三角波
である。
【０００３】また図１０は、例えば特開平２−１７８８
８号公報に示された従来のベクトル制御インバータ装置
を示すブロック図である。図において、５は図示しない
パワートランジスタブリッジ等からなるインバータ、６
はインバータ５の３相出力に接続された誘導電動機、７
は誘導電動機６の回転軸などに取り付けられる速度検出
器、８は速度設定器、９は速度検出器７と速度設定器８
の出力を入力とする速度調節器、１０は励磁電流設定
器、１１は速度調節器９と励磁電流設定器１０の出力を
入力とするすべり演算器、１２は速度検出器７とすべり
演算器１１の出力を入力とする積分器、１３ａ、ｂはイ
ンバータ５の出力電流を検出する電流検出器、１４は２
個の電流検出器１３ａ、ｂの出力を入力とする３相／２
相変換器、１５は３相／２相変換器１４及び積分器１２
の出力を入力とする座標回転器、１６は励磁電流設定器
１０と座標回転器１５の出力を入力とする励磁電流調節
器、１７は速度調節器９と座標回転器１５の出力を入力
とするトルク電流調節器、１８は励磁電流調節器１６と
トルク電流調節器１７の出力を入力とする第２の座標回
転器、１９は第２の座標回転器１８の出力からインバー
タの点弧タイミング信号を発生する点弧パルス発生器で
ある。点弧パルス発生器１９の出力はインバータ５に入
力されるよう接続されている。
８号公報に示された従来のベクトル制御インバータ装置
を示すブロック図である。図において、５は図示しない
パワートランジスタブリッジ等からなるインバータ、６
はインバータ５の３相出力に接続された誘導電動機、７
は誘導電動機６の回転軸などに取り付けられる速度検出
器、８は速度設定器、９は速度検出器７と速度設定器８
の出力を入力とする速度調節器、１０は励磁電流設定
器、１１は速度調節器９と励磁電流設定器１０の出力を
入力とするすべり演算器、１２は速度検出器７とすべり
演算器１１の出力を入力とする積分器、１３ａ、ｂはイ
ンバータ５の出力電流を検出する電流検出器、１４は２
個の電流検出器１３ａ、ｂの出力を入力とする３相／２
相変換器、１５は３相／２相変換器１４及び積分器１２
の出力を入力とする座標回転器、１６は励磁電流設定器
１０と座標回転器１５の出力を入力とする励磁電流調節
器、１７は速度調節器９と座標回転器１５の出力を入力
とするトルク電流調節器、１８は励磁電流調節器１６と
トルク電流調節器１７の出力を入力とする第２の座標回
転器、１９は第２の座標回転器１８の出力からインバー
タの点弧タイミング信号を発生する点弧パルス発生器で
ある。点弧パルス発生器１９の出力はインバータ５に入
力されるよう接続されている。
【０００４】次に従来のＰＷＭ波形生成方法について説
明する。図９において、正弦波１と三角波３とを対比
し、正弦波の方がレベルが高ければ論理出力を「１」と
し、正弦波の方が低ければ「０」とする。こうして得ら
れた同図に示すパルス列４をインバータ瞬時出力電圧±
Ｅdc／２に対応させることにより、疑似的に正弦波交流
波形を生成する。正弦波出力電圧を変更するときは正弦
波または三角波を基準にしてどちらかのピーク値を可変
する。正弦波のピーク電圧をｅa 、三角波のピーク電圧
をｅb とすると、正弦波出力電圧の振幅Ｅacは次式とな
る。 Ｅac＝±（Ｅdc／２）・（ｅa ／ｅb ）
明する。図９において、正弦波１と三角波３とを対比
し、正弦波の方がレベルが高ければ論理出力を「１」と
し、正弦波の方が低ければ「０」とする。こうして得ら
れた同図に示すパルス列４をインバータ瞬時出力電圧±
Ｅdc／２に対応させることにより、疑似的に正弦波交流
波形を生成する。正弦波出力電圧を変更するときは正弦
波または三角波を基準にしてどちらかのピーク値を可変
する。正弦波のピーク電圧をｅa 、三角波のピーク電圧
をｅb とすると、正弦波出力電圧の振幅Ｅacは次式とな
る。 Ｅac＝±（Ｅdc／２）・（ｅa ／ｅb ）
【０００５】次に従来のベクトル制御インバータ装置の
動作について説明する。インバータ５が供給する電力に
よって誘導電動機６が回転すると、速度検出器７にその
回転数に比例した検出信号が発生する。速度調節器９
は、速度設定器８で設定された速度指令値と速度検出器
７から得られた速度とを比較し、誘導電動機６に与える
べきベクトル電流指令値を決定する。ここで得られたト
ルク電流指令値と励磁電流設定器１０で設定された励磁
電流指令値は、すべり演算器１１に入力され、誘導電動
機６のすべりが算出される。このすべりと速度検出器７
で検出した電動機６の回転速度とを積分器１２で積分し
て回転磁界と等速で回転する回転座標系の座標回転角が
得られる。一方、電流検出器１３で検出したモータ電流
は３相／２相変換器１４によって２軸座標系の値に変換
され、さらに積分器１２の出力である座標系回転角か
ら、座標回転器１５によって回転座標系の値である励磁
電流検出値とトルク電流検出値に変換される。励磁電流
設定器１０で設定された励磁電流指令値と励磁電流検出
値は、励磁電流調節器１６の入力となり、励磁電流調節
器１６はその差に応じて必要な励磁分電圧指令値を出力
する。また、速度調節器９から得られたトルク電流指令
値とトルク電流検出値は、トルク電流調節器１７で比較
され、必要なトルク分電圧指令値となる。そしてこの励
磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値は、第２の座標回
転器１８によって２軸座標系の交流電圧指令値に変換さ
れる。点弧パルス発生器１９は得られた交流電圧指令値
からＰＷＭパルス列を発生し、インバータ５はそのパル
ス列に応じてスイッチング素子をオン／オフ制御し、交
流波形を出力する。
動作について説明する。インバータ５が供給する電力に
よって誘導電動機６が回転すると、速度検出器７にその
回転数に比例した検出信号が発生する。速度調節器９
は、速度設定器８で設定された速度指令値と速度検出器
７から得られた速度とを比較し、誘導電動機６に与える
べきベクトル電流指令値を決定する。ここで得られたト
ルク電流指令値と励磁電流設定器１０で設定された励磁
電流指令値は、すべり演算器１１に入力され、誘導電動
機６のすべりが算出される。このすべりと速度検出器７
で検出した電動機６の回転速度とを積分器１２で積分し
て回転磁界と等速で回転する回転座標系の座標回転角が
得られる。一方、電流検出器１３で検出したモータ電流
は３相／２相変換器１４によって２軸座標系の値に変換
され、さらに積分器１２の出力である座標系回転角か
ら、座標回転器１５によって回転座標系の値である励磁
電流検出値とトルク電流検出値に変換される。励磁電流
設定器１０で設定された励磁電流指令値と励磁電流検出
値は、励磁電流調節器１６の入力となり、励磁電流調節
器１６はその差に応じて必要な励磁分電圧指令値を出力
する。また、速度調節器９から得られたトルク電流指令
値とトルク電流検出値は、トルク電流調節器１７で比較
され、必要なトルク分電圧指令値となる。そしてこの励
磁分電圧指令値とトルク分電圧指令値は、第２の座標回
転器１８によって２軸座標系の交流電圧指令値に変換さ
れる。点弧パルス発生器１９は得られた交流電圧指令値
からＰＷＭパルス列を発生し、インバータ５はそのパル
ス列に応じてスイッチング素子をオン／オフ制御し、交
流波形を出力する。
【０００６】またその他の従来のインバータ装置とし
て、インバータの出力電流検出信号に基づいてインバー
タ回路の電圧降下を演算し、論理演算に基づいてインバ
ータ出力電圧指令を補正するものが提案されている（特
開昭６２−２３９８９７号公報）。
て、インバータの出力電流検出信号に基づいてインバー
タ回路の電圧降下を演算し、論理演算に基づいてインバ
ータ出力電圧指令を補正するものが提案されている（特
開昭６２−２３９８９７号公報）。
【０００７】さらに他の従来のインバータ装置として、
例えば図１１に示す特開平２−２４１３７０号公報のパ
ルス幅変調インバータ装置が提案されている。すなわ
ち、図１１に示すように、基準正弦波データの６０度か
ら１２０度の区間を直線とし、正弦波との差を他の基準
正弦波データに加算または減算した波形を波形生成の基
準データとし、これと三角波等のキャリアを比較してＰ
ＷＭパルス波形を生成していた。この方法によれば、直
線とした部分がキャリアの振幅と一致する電圧までは、
線間電圧波形が正弦波のままであり、その最大線間電圧
は基準データを正弦波としたときより高くすることがで
きる。
例えば図１１に示す特開平２−２４１３７０号公報のパ
ルス幅変調インバータ装置が提案されている。すなわ
ち、図１１に示すように、基準正弦波データの６０度か
ら１２０度の区間を直線とし、正弦波との差を他の基準
正弦波データに加算または減算した波形を波形生成の基
準データとし、これと三角波等のキャリアを比較してＰ
ＷＭパルス波形を生成していた。この方法によれば、直
線とした部分がキャリアの振幅と一致する電圧までは、
線間電圧波形が正弦波のままであり、その最大線間電圧
は基準データを正弦波としたときより高くすることがで
きる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のＰＷＭ波形生成
方法は以上のように行われているので、変調波の振幅が
搬送波の振幅より大きい場合は出力電圧が飽和し、変調
波を正しく出力できず、歪が生じる。歪を生じずに出力
できる変調波の最大電圧実行値Ｖacは、 Ｖac＝Ｅdc／（２×２0.5 ） となり、直流電圧の利用率が０．７０７と低い。
方法は以上のように行われているので、変調波の振幅が
搬送波の振幅より大きい場合は出力電圧が飽和し、変調
波を正しく出力できず、歪が生じる。歪を生じずに出力
できる変調波の最大電圧実行値Ｖacは、 Ｖac＝Ｅdc／（２×２0.5 ） となり、直流電圧の利用率が０．７０７と低い。
【０００９】また、上記ＰＷＭ波形生成方法を用いた従
来のベクトル制御インバータ装置は、インバータの出力
電圧指令値が変調波の振幅を越えた場合は、その電圧を
正しく出力できず、誘導電動機のトルク不足、振動等が
発生する等の問題点があった。
来のベクトル制御インバータ装置は、インバータの出力
電圧指令値が変調波の振幅を越えた場合は、その電圧を
正しく出力できず、誘導電動機のトルク不足、振動等が
発生する等の問題点があった。
【００１０】特開平２−２４１３７０号公報に示された
インバータ装置は上記のように構成されているので、基
準波形とキャリアの振幅が近くなったとき、直線部分に
相当する変調後のパルス波形は非常に幅の狭いパルスが
連続することになる。通常インバータ装置では、この波
形で駆動される上下のスイッチング素子の短絡を防止す
るためＴｄと呼ばれる休止時間を設けるので、幅の狭い
パルス波形に対して出力電圧の誤差が大きくなる。上記
の方法では、誤差の大きな区間が広くなるという問題点
があった。また、キャリアの振幅が基準波形の振幅より
小さくなった場合は、線間電圧の歪はもはや補正不可能
なのであるが、そのとき生じる誤差は直線部分について
は一様な値なのに対し、その反対側で生じる誤差は角度
ごとに異なる。従って図１２に示す部分のＵ相−Ｗ相間
の誤差とＶ相−Ｗ相間の誤差は等しくなく、線間電圧の
歪が急激に増加するという問題点もあった。
インバータ装置は上記のように構成されているので、基
準波形とキャリアの振幅が近くなったとき、直線部分に
相当する変調後のパルス波形は非常に幅の狭いパルスが
連続することになる。通常インバータ装置では、この波
形で駆動される上下のスイッチング素子の短絡を防止す
るためＴｄと呼ばれる休止時間を設けるので、幅の狭い
パルス波形に対して出力電圧の誤差が大きくなる。上記
の方法では、誤差の大きな区間が広くなるという問題点
があった。また、キャリアの振幅が基準波形の振幅より
小さくなった場合は、線間電圧の歪はもはや補正不可能
なのであるが、そのとき生じる誤差は直線部分について
は一様な値なのに対し、その反対側で生じる誤差は角度
ごとに異なる。従って図１２に示す部分のＵ相−Ｗ相間
の誤差とＶ相−Ｗ相間の誤差は等しくなく、線間電圧の
歪が急激に増加するという問題点もあった。
【００１１】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、出力電圧指令値が搬送波のピー
ク値を越えても、できる限り歪の少ない３相疑似交流波
形を出力でき、直流電圧利用率が向上するＰＷＭ波形生
成方法及びできる限り指令値に忠実に電圧を出力し、ト
ルク不足、振動等を発生することなく、誘導電動機を駆
動できるベクトル制御インバータ装置を得ることを目的
とする。
ためになされたもので、出力電圧指令値が搬送波のピー
ク値を越えても、できる限り歪の少ない３相疑似交流波
形を出力でき、直流電圧利用率が向上するＰＷＭ波形生
成方法及びできる限り指令値に忠実に電圧を出力し、ト
ルク不足、振動等を発生することなく、誘導電動機を駆
動できるベクトル制御インバータ装置を得ることを目的
とする。
【００１２】また、基準波形データを一つにできるとと
もに、出力電圧が高くなったときでも直流電源の電圧利
用率が改善されるパルス幅変調インバータ装置を得るこ
とを目的とする。また、さらに出力電圧が高くなり、補
正が不可能になった場合でも急激に歪が増加することの
ないインバータ装置を得ることを目的とする。
もに、出力電圧が高くなったときでも直流電源の電圧利
用率が改善されるパルス幅変調インバータ装置を得るこ
とを目的とする。また、さらに出力電圧が高くなり、補
正が不可能になった場合でも急激に歪が増加することの
ないインバータ装置を得ることを目的とする。
【００１３】さらに、上記の目的に加えて回路構成が簡
単にでき、性能向上を図り易いデジタル制御に適するイ
ンバータ装置を得ることを目的とする。
単にでき、性能向上を図り易いデジタル制御に適するイ
ンバータ装置を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明に係る請求項１
のＰＷＭ波形生成方法は、正弦波等の出力希望電圧波形
を三角波等の搬送波と比較してパルス幅変調（ＰＷＭ）
することにより、３相疑似交流波形を出力するＰＷＭ波
形生成方法において、ある相の出力希望電圧が飽和値を
越えた場合、前記飽和値と前記出力希望電圧の差を他の
相に対する補正電圧とし、全ての相について前記補正電
圧を求め、各相の前記出力希望電圧に他の２相の前記補
正電圧を加え、前記飽和値でリミッタをかけてその相の
出力電圧とし、補正後の電圧を前記搬送波と比較してパ
ルス幅変調する。
のＰＷＭ波形生成方法は、正弦波等の出力希望電圧波形
を三角波等の搬送波と比較してパルス幅変調（ＰＷＭ）
することにより、３相疑似交流波形を出力するＰＷＭ波
形生成方法において、ある相の出力希望電圧が飽和値を
越えた場合、前記飽和値と前記出力希望電圧の差を他の
相に対する補正電圧とし、全ての相について前記補正電
圧を求め、各相の前記出力希望電圧に他の２相の前記補
正電圧を加え、前記飽和値でリミッタをかけてその相の
出力電圧とし、補正後の電圧を前記搬送波と比較してパ
ルス幅変調する。
【００１５】この発明に係る請求項２のインバータ装置
は、電動機の回転速度指令値と、回転速度検出値の差等
から、速度制御演算、電流制御演算及びベクトル制御演
算等を行って得られた電圧指令値に対し、請求項１記載
のＰＷＭ波形生成方法で補正を加える補正手段と、この
補正手段により補正された前記電圧指令値に基づいてＰ
ＷＭ波形を生成するＰＷＭ波形生成手段とを備える。
は、電動機の回転速度指令値と、回転速度検出値の差等
から、速度制御演算、電流制御演算及びベクトル制御演
算等を行って得られた電圧指令値に対し、請求項１記載
のＰＷＭ波形生成方法で補正を加える補正手段と、この
補正手段により補正された前記電圧指令値に基づいてＰ
ＷＭ波形を生成するＰＷＭ波形生成手段とを備える。
【００１６】この発明に係る請求項３のインバータ装置
は、周波数指令からＶ／Ｆパターンにより出力電圧を演
算する電圧指令演算手段と、周波数指令値を時間積分す
ることにより出力位相を演算する出力位相演算手段と、
前記電圧指令と出力位相と基準正弦波データから瞬時出
力電圧を演算する瞬時電圧演算手段と、得られた瞬時電
圧を補正する電圧補正手段と、前記補正された瞬時電圧
と三角波等のキャリアとを比較して、ＰＷＭパルス生成
するＰＷＭパルス生成手段と、該ＰＷＭパルスに応じて
オンオフ制御される３相フルブリッジ構成のスイッチン
グ素子を備えたものである。
は、周波数指令からＶ／Ｆパターンにより出力電圧を演
算する電圧指令演算手段と、周波数指令値を時間積分す
ることにより出力位相を演算する出力位相演算手段と、
前記電圧指令と出力位相と基準正弦波データから瞬時出
力電圧を演算する瞬時電圧演算手段と、得られた瞬時電
圧を補正する電圧補正手段と、前記補正された瞬時電圧
と三角波等のキャリアとを比較して、ＰＷＭパルス生成
するＰＷＭパルス生成手段と、該ＰＷＭパルスに応じて
オンオフ制御される３相フルブリッジ構成のスイッチン
グ素子を備えたものである。
【００１７】この発明に係る請求項４のインバータ装置
は、周波数指令からＶ／Ｆパターンにより出力電圧を演
算する電圧指令演算手段と、周波数指令値を時間積分す
ることにより出力位相を演算する出力位相演算手段と、
前記電圧指令と出力位相と基準正弦波データから瞬時出
力電圧を演算する瞬時電圧演算手段と、得られた瞬時電
圧を補正する電圧補正手段と、前記補正された瞬時電圧
と三角波等のキャリアとを比較して、スイッチング素子
をオンまたはオフするタイミングを演算するタイミング
演算手段と、そのタイミングを記憶する記憶手段と、記
憶されたタイミングにスイッチング素子をオンまたはオ
フするタイミング出力回路と、タイミング出力回路によ
ってオンオフ制御される３相フルブリッジ構成のスイッ
チング素子を備えたものである。
は、周波数指令からＶ／Ｆパターンにより出力電圧を演
算する電圧指令演算手段と、周波数指令値を時間積分す
ることにより出力位相を演算する出力位相演算手段と、
前記電圧指令と出力位相と基準正弦波データから瞬時出
力電圧を演算する瞬時電圧演算手段と、得られた瞬時電
圧を補正する電圧補正手段と、前記補正された瞬時電圧
と三角波等のキャリアとを比較して、スイッチング素子
をオンまたはオフするタイミングを演算するタイミング
演算手段と、そのタイミングを記憶する記憶手段と、記
憶されたタイミングにスイッチング素子をオンまたはオ
フするタイミング出力回路と、タイミング出力回路によ
ってオンオフ制御される３相フルブリッジ構成のスイッ
チング素子を備えたものである。
【００１８】
【作用】この発明における請求項１のＰＷＭ波形生成方
法は、出力希望電圧を補正して出力電圧変調波形を生成
し、歪みの少ない３相疑似交流波形を出力すると共に、
直流電圧利用率を高める。
法は、出力希望電圧を補正して出力電圧変調波形を生成
し、歪みの少ない３相疑似交流波形を出力すると共に、
直流電圧利用率を高める。
【００１９】この発明における請求項２のインバータ装
置は、補正された電圧指令値に基づいてＰＷＭ波形を生
成して３相疑似交流波形を出力し、トルク不足、振動等
を発生することなく電動機を駆動する。
置は、補正された電圧指令値に基づいてＰＷＭ波形を生
成して３相疑似交流波形を出力し、トルク不足、振動等
を発生することなく電動機を駆動する。
【００２０】この発明における請求項３のインバータ装
置は、瞬時電圧演算手段が電圧指令と出力位相と基準正
弦波データから瞬時出力電圧を演算するから、基準正弦
波データは一つでよい。得られた瞬時電圧が飽和値を越
えた場合、電圧補正手段が飽和値と瞬時電圧の差を補正
電圧とし、全ての相について補正電圧を求め、各相の瞬
時電圧に他の２相の補正電圧を加え、飽和値でリミッタ
をかけて補正された瞬時電圧とするから、出力電圧波形
は不連続部分がなく、指令電圧が高くなったときでも、
直流電源の電圧まで線間電圧を出力できるから電圧利用
率が高くなる。
置は、瞬時電圧演算手段が電圧指令と出力位相と基準正
弦波データから瞬時出力電圧を演算するから、基準正弦
波データは一つでよい。得られた瞬時電圧が飽和値を越
えた場合、電圧補正手段が飽和値と瞬時電圧の差を補正
電圧とし、全ての相について補正電圧を求め、各相の瞬
時電圧に他の２相の補正電圧を加え、飽和値でリミッタ
をかけて補正された瞬時電圧とするから、出力電圧波形
は不連続部分がなく、指令電圧が高くなったときでも、
直流電源の電圧まで線間電圧を出力できるから電圧利用
率が高くなる。
【００２１】この発明における請求項４のインバータ装
置は上記作用に加えてスイッチング素子のオンオフをタ
イミングとして演算し、記憶手段に記憶してからタイミ
ング出力回路によってオンオフ制御するようにしたか
ら、ワンチップマイクロコンピュータ等を用いたデジタ
ル制御に適し、回路構成を簡単にでき、性能向上を図る
ことが容易となる。
置は上記作用に加えてスイッチング素子のオンオフをタ
イミングとして演算し、記憶手段に記憶してからタイミ
ング出力回路によってオンオフ制御するようにしたか
ら、ワンチップマイクロコンピュータ等を用いたデジタ
ル制御に適し、回路構成を簡単にでき、性能向上を図る
ことが容易となる。
【００２２】
【実施例】実施例１．以下、この発明の実施例１を図に
ついて説明する。図１に於いて、１ａないし１ｃは出力
希望電圧波形（変調波）である正弦波、２ａ〜２ｃは補
正後の出力電圧波形、３は搬送波である三角波である。
ついて説明する。図１に於いて、１ａないし１ｃは出力
希望電圧波形（変調波）である正弦波、２ａ〜２ｃは補
正後の出力電圧波形、３は搬送波である三角波である。
【００２３】また図２は、本発明の実施例１によるベク
トル制御インバータ装置のブロック図である。図におい
て、５〜１８は上記従来装置と全く同一のものである。
２０は第２の座標回転器１８の出力である２軸座標系の
出力電圧指令値を３相座標軸系に変換する２相／３相変
換器、２１は３相座標軸系に変換された出力電圧指令値
を補正する補正手段、２２は三角波を発生する発振器、
２３ａないし２３ｃは出力電圧指令値と三角波を比較す
る比較器である。比較器２３ａないし２３ｃの出力はイ
ンバータ５に入力されるよう接続されている。
トル制御インバータ装置のブロック図である。図におい
て、５〜１８は上記従来装置と全く同一のものである。
２０は第２の座標回転器１８の出力である２軸座標系の
出力電圧指令値を３相座標軸系に変換する２相／３相変
換器、２１は３相座標軸系に変換された出力電圧指令値
を補正する補正手段、２２は三角波を発生する発振器、
２３ａないし２３ｃは出力電圧指令値と三角波を比較す
る比較器である。比較器２３ａないし２３ｃの出力はイ
ンバータ５に入力されるよう接続されている。
【００２４】次に実施例１の動作について説明する。変
調波１ａのピーク値が搬送波３のピーク値を越えている
場合は、越えた部分の実際の出力電圧は、図１の様に±
Ｅdc／２となり、同図の斜線部に示す電圧が不足する。
ここで線間電圧に着目すると、この不足した分の電圧を
他の２相から引けば、線間電圧は元の出力希望電圧波形
から得られる値と同じになる。これについて以下に詳し
く説明する。
調波１ａのピーク値が搬送波３のピーク値を越えている
場合は、越えた部分の実際の出力電圧は、図１の様に±
Ｅdc／２となり、同図の斜線部に示す電圧が不足する。
ここで線間電圧に着目すると、この不足した分の電圧を
他の２相から引けば、線間電圧は元の出力希望電圧波形
から得られる値と同じになる。これについて以下に詳し
く説明する。
【００２５】波形は３相対称なので、０≦θ≦π／６で
考えればすべての範囲を考えられる。今、各相Ｕ，Ｖ，
Ｗの電圧波形ＶU ，ＶV ，ＶW を、 ＶU ＝ＥS ｓｉｎθ ＶV ＝ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） ＶW ＝ＥS ｓｉｎ（θ＋２π／３） とし、搬送波のピーク値をＥC とするとＥS ／ＥC ≧１
のとき出力電圧が飽和する。１≦ＥS ／ＥC ≦２×３
0.5 ／３のときはＶ相のみが飽和し、その時のθの値
は、 ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３）≦−ＥC ∴θ≧−ｓｉｎ-1 （ＥC ／ＥS ）＋２π／３ ただし、π／２≦−ｓｉｎ-1（ＥC ／ＥS ）≦２π／３
を選ぶ。 よって、２π／３−ｓｉｎ-1（ＥC ／ＥS ）≦θ≦π／
６のときＶ相が飽和して生じた誤差電圧ΔＶV は、 ΔＶV ＝−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） これをＵ相に補正電圧として加えると、 ＶU ’＝ＶU ＋ΔＶV ＶU ’＝ＥS ｓｉｎθ−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） ＶU ’＝ＥS ｛ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ−２π／３）｝−ＥC ＶU ’＝ＥS ・３0.5 ｃｏｓ（θ−π／３）−ＥC ＶU ’＝ＥC ・｛３0.5 ＥS ／ＥC ）ｃｏｓ（θ−π／３）−ＥC となりＵ相は飽和しない。同様にＷ相に加えると、 ＶW ’＝ＶW ＋ΔＶV ＶW ’＝ＥS ｓｉｎ（θ＋２π／３）−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） ＶW ’＝ＥS ｛ｓｉｎ（θ＋２π／３）−ｓｉｎ（θ−２π／３）｝−ＥC ＶW ’＝ＥS ・３0.5 ｃｏｓθ−ＥC ＶW ’＝ＥC ・｛（３0.5 ＥS ／ＥC ）ｃｏｓθ−１≦ＥC となりやはり飽和しないので、共にそのままで良い。こ
の様に不足分電圧を他の２相に加えることで補正したの
で、線間電圧は正弦波に保たれ、補正を受けた相の出力
電圧は飽和しない。
考えればすべての範囲を考えられる。今、各相Ｕ，Ｖ，
Ｗの電圧波形ＶU ，ＶV ，ＶW を、 ＶU ＝ＥS ｓｉｎθ ＶV ＝ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） ＶW ＝ＥS ｓｉｎ（θ＋２π／３） とし、搬送波のピーク値をＥC とするとＥS ／ＥC ≧１
のとき出力電圧が飽和する。１≦ＥS ／ＥC ≦２×３
0.5 ／３のときはＶ相のみが飽和し、その時のθの値
は、 ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３）≦−ＥC ∴θ≧−ｓｉｎ-1 （ＥC ／ＥS ）＋２π／３ ただし、π／２≦−ｓｉｎ-1（ＥC ／ＥS ）≦２π／３
を選ぶ。 よって、２π／３−ｓｉｎ-1（ＥC ／ＥS ）≦θ≦π／
６のときＶ相が飽和して生じた誤差電圧ΔＶV は、 ΔＶV ＝−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） これをＵ相に補正電圧として加えると、 ＶU ’＝ＶU ＋ΔＶV ＶU ’＝ＥS ｓｉｎθ−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） ＶU ’＝ＥS ｛ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ−２π／３）｝−ＥC ＶU ’＝ＥS ・３0.5 ｃｏｓ（θ−π／３）−ＥC ＶU ’＝ＥC ・｛３0.5 ＥS ／ＥC ）ｃｏｓ（θ−π／３）−ＥC となりＵ相は飽和しない。同様にＷ相に加えると、 ＶW ’＝ＶW ＋ΔＶV ＶW ’＝ＥS ｓｉｎ（θ＋２π／３）−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） ＶW ’＝ＥS ｛ｓｉｎ（θ＋２π／３）−ｓｉｎ（θ−２π／３）｝−ＥC ＶW ’＝ＥS ・３0.5 ｃｏｓθ−ＥC ＶW ’＝ＥC ・｛（３0.5 ＥS ／ＥC ）ｃｏｓθ−１≦ＥC となりやはり飽和しないので、共にそのままで良い。こ
の様に不足分電圧を他の２相に加えることで補正したの
で、線間電圧は正弦波に保たれ、補正を受けた相の出力
電圧は飽和しない。
【００２６】２×３0.5 ／３≦ＥS ／ＥC ≦２のときＶ
相、Ｗ相が共に飽和してその誤差電圧ΔＶV 、ΔＶW
は、 ΔＶV ＝−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） ΔＶW ＝ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ＋２π／３） となる。これをＵ相で補正することになる。ΔＶV 、Δ
ＶW はＵ相に対して相矛盾した補正量であるが、極力歪
みを少なくするという意味から、両者とも加える。 ＶU ’＝ＶU ＋ΔＶV ＋ΔＶW ＶU ’＝ＥS ｓｉｎθ−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３）＋ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ＋２π／３） ＶU ’＝（１＋３0.5 ）−ＥS ｓｉｎθ これはＥC を超える可能性があるが、その時はすべての
相が飽和しているということであり、原理上補正が不可
能であるので、ＥC でリミッタのみかければ良い。他の
θの値の範囲についても相順、極性を適当に入れ変えれ
ば同様に考えることができる。
相、Ｗ相が共に飽和してその誤差電圧ΔＶV 、ΔＶW
は、 ΔＶV ＝−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３） ΔＶW ＝ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ＋２π／３） となる。これをＵ相で補正することになる。ΔＶV 、Δ
ＶW はＵ相に対して相矛盾した補正量であるが、極力歪
みを少なくするという意味から、両者とも加える。 ＶU ’＝ＶU ＋ΔＶV ＋ΔＶW ＶU ’＝ＥS ｓｉｎθ−ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ−２π／３）＋ＥC −ＥS ｓｉｎ（θ＋２π／３） ＶU ’＝（１＋３0.5 ）−ＥS ｓｉｎθ これはＥC を超える可能性があるが、その時はすべての
相が飽和しているということであり、原理上補正が不可
能であるので、ＥC でリミッタのみかければ良い。他の
θの値の範囲についても相順、極性を適当に入れ変えれ
ば同様に考えることができる。
【００２７】また、以上の考え方をＥS 、ＥC 、θによ
る場合分けでなく、出力希望電圧の瞬時値を用いて行え
ば、より簡単に適切な補正を行える。以下、図３でその
フローチャートを示す。ステップ２４でＵ相出力電圧Ｖ
U がＥC より高いかを判定し、高ければステップ２５で
Ｕ相誤差電圧ΔＶU ＝ＥC −ＶU とし、ステップ２９に
進む。高くなければステップ２６で、Ｕ相出力電圧ＶU
が−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ２７で
Ｕ相誤差電圧ΔＶU ＝−ＥC −ＶU とし、ステップ２９
に進む。低くなければステップ２８でΔＶU ＝０とし、
ステップ２９に進む。次にステップ２９でＶ相出力電圧
ＶV がＥC より高いかを判定し、高ければステップ３０
でＶ相誤差電圧ΔＶV ＝Ｅ C −ＶV とし、ステップ３４
に進む。高くなければステップ３１で、Ｖ相出力電圧Ｖ
V が−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ３２
でＶ相誤差電圧ΔＶV ＝−ＥC −ＶV とし、ステップ３
４に進む。低くなければステップ３３でΔＶV ＝０と
し、ステップ３４に進む。次にステップ３４でＷ相出力
電圧ＶW がＥC より高いかを判定し、高ければステップ
３５でＷ相誤差電圧ΔＶW ＝ＥC −ＶW とし、ステップ
３９に進む。高くなければステップ３６で、Ｗ相出力電
圧ＶW が−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ
３７でＷ相誤差電圧ΔＶW ＝−ＥC −ＶW とし、ステッ
プ３９に進む。低くなければステップ３８でΔＶW ＝０
とし、ステップ３９に進む。次に、ステップ３９でＵ、
Ｖ、Ｗ各相の補正後の電圧ＶU ’、ＶV ’、ＶW を、 ＶU ’＝ＶU ＋ΔＶV ＋ΔＶW ＶV ’＝ＶV ＋ΔＶU ＋ΔＶW ＶW ’＝ＶW ＋ΔＶV ＋ΔＶV とする。最後に、補正後の電圧を搬送波のピーク値でリ
ミットする。すなわち、ステップ４０で、ＶV ’がＥC
より高いかを判定し、高ければステップ４１でＶU ’＝
ＥC とし、低ければステップ４２に進む。ステップ４２
で、ＶU ’が−ＥC より低いかを判定し、低ければステ
ップ４３でＶU ’＝−ＥC とし、高ければステップ４４
に進む。次に、ステップ４４で、ＶV ’がＥC より高い
かを判定し、高ければステップ４５でＶV ’＝ＥC と
し、低ければステップ４６に進む。ステップ４６で、Ｖ
V ’が−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ４
７でＶV ’＝−ＥC とし、高ければステップ４８に進
む。次に、ステップ４８で、ＶW ’がＥC より高いかを
判定し、高ければステップ４９でＶW ’＝ＥC とし、低
ければステップ５０に進む。ステップ５０で、ＶW ’が
−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ５１でＶ
W ’＝−ＥC とし、高ければ補正を終了する。
る場合分けでなく、出力希望電圧の瞬時値を用いて行え
ば、より簡単に適切な補正を行える。以下、図３でその
フローチャートを示す。ステップ２４でＵ相出力電圧Ｖ
U がＥC より高いかを判定し、高ければステップ２５で
Ｕ相誤差電圧ΔＶU ＝ＥC −ＶU とし、ステップ２９に
進む。高くなければステップ２６で、Ｕ相出力電圧ＶU
が−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ２７で
Ｕ相誤差電圧ΔＶU ＝−ＥC −ＶU とし、ステップ２９
に進む。低くなければステップ２８でΔＶU ＝０とし、
ステップ２９に進む。次にステップ２９でＶ相出力電圧
ＶV がＥC より高いかを判定し、高ければステップ３０
でＶ相誤差電圧ΔＶV ＝Ｅ C −ＶV とし、ステップ３４
に進む。高くなければステップ３１で、Ｖ相出力電圧Ｖ
V が−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ３２
でＶ相誤差電圧ΔＶV ＝−ＥC −ＶV とし、ステップ３
４に進む。低くなければステップ３３でΔＶV ＝０と
し、ステップ３４に進む。次にステップ３４でＷ相出力
電圧ＶW がＥC より高いかを判定し、高ければステップ
３５でＷ相誤差電圧ΔＶW ＝ＥC −ＶW とし、ステップ
３９に進む。高くなければステップ３６で、Ｗ相出力電
圧ＶW が−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ
３７でＷ相誤差電圧ΔＶW ＝−ＥC −ＶW とし、ステッ
プ３９に進む。低くなければステップ３８でΔＶW ＝０
とし、ステップ３９に進む。次に、ステップ３９でＵ、
Ｖ、Ｗ各相の補正後の電圧ＶU ’、ＶV ’、ＶW を、 ＶU ’＝ＶU ＋ΔＶV ＋ΔＶW ＶV ’＝ＶV ＋ΔＶU ＋ΔＶW ＶW ’＝ＶW ＋ΔＶV ＋ΔＶV とする。最後に、補正後の電圧を搬送波のピーク値でリ
ミットする。すなわち、ステップ４０で、ＶV ’がＥC
より高いかを判定し、高ければステップ４１でＶU ’＝
ＥC とし、低ければステップ４２に進む。ステップ４２
で、ＶU ’が−ＥC より低いかを判定し、低ければステ
ップ４３でＶU ’＝−ＥC とし、高ければステップ４４
に進む。次に、ステップ４４で、ＶV ’がＥC より高い
かを判定し、高ければステップ４５でＶV ’＝ＥC と
し、低ければステップ４６に進む。ステップ４６で、Ｖ
V ’が−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ４
７でＶV ’＝−ＥC とし、高ければステップ４８に進
む。次に、ステップ４８で、ＶW ’がＥC より高いかを
判定し、高ければステップ４９でＶW ’＝ＥC とし、低
ければステップ５０に進む。ステップ５０で、ＶW ’が
−ＥC より低いかを判定し、低ければステップ５１でＶ
W ’＝−ＥC とし、高ければ補正を終了する。
【００２８】次に、本発明の実施例１によるベクトル制
御インバータ装置の動作について説明する。第２の座標
回転器１８によって２軸座標系の出力電圧指令値が得ら
れるところまでの動作は従来例と同様であるので、説明
を省略する。第２の座標回転器１８から得られた出力は
２相／３相変換器２０に入力され、２相／３相変換器２
０はこの値を３相座標軸系の値に変換する。変換された
電圧指令値は、電圧補正手段２１に入力され、図３を用
いて説明した補正アルゴリズムに従って補正される。補
正された出力電圧指令値は比較器２３ａないし２３ｃの
一方の入力となり、他方の入力である三角波発振器２２
が発生した三角波のレベルと比較され、指令値の方がレ
ベルが高ければ出力を「Ｈ」とし、指令値の方が低けれ
ば「Ｌ」とする。インバータ５はそのパルス列に応じて
スイッチング素子をオン／オフ制御し、交流波形を出力
する。
御インバータ装置の動作について説明する。第２の座標
回転器１８によって２軸座標系の出力電圧指令値が得ら
れるところまでの動作は従来例と同様であるので、説明
を省略する。第２の座標回転器１８から得られた出力は
２相／３相変換器２０に入力され、２相／３相変換器２
０はこの値を３相座標軸系の値に変換する。変換された
電圧指令値は、電圧補正手段２１に入力され、図３を用
いて説明した補正アルゴリズムに従って補正される。補
正された出力電圧指令値は比較器２３ａないし２３ｃの
一方の入力となり、他方の入力である三角波発振器２２
が発生した三角波のレベルと比較され、指令値の方がレ
ベルが高ければ出力を「Ｈ」とし、指令値の方が低けれ
ば「Ｌ」とする。インバータ５はそのパルス列に応じて
スイッチング素子をオン／オフ制御し、交流波形を出力
する。
【００２９】実施例２．以下、この発明の実施例２を図
について説明する。図５において、６１は周波数指令か
らＶ／Ｆパターンにより出力電圧を演算する電圧指令演
算手段、６２は周波数指令値を時間積分することにより
出力位相を演算する出力位相演算手段、６３は前記電圧
指令と出力位相と基準正弦波データから瞬時出力電圧を
演算する瞬時電圧演算手段、６４は得られた瞬時出力電
圧を補正する電圧補正手段、６５は前記補正された瞬時
電圧と三角波等のキャリアとを比較して、ＰＷＭパルス
を生成するＰＷＭパルス生成手段、６６はＰＷＭパルス
に応じてオンオフ制御される３相フルブリッジ構成のス
イッチング素子である。
について説明する。図５において、６１は周波数指令か
らＶ／Ｆパターンにより出力電圧を演算する電圧指令演
算手段、６２は周波数指令値を時間積分することにより
出力位相を演算する出力位相演算手段、６３は前記電圧
指令と出力位相と基準正弦波データから瞬時出力電圧を
演算する瞬時電圧演算手段、６４は得られた瞬時出力電
圧を補正する電圧補正手段、６５は前記補正された瞬時
電圧と三角波等のキャリアとを比較して、ＰＷＭパルス
を生成するＰＷＭパルス生成手段、６６はＰＷＭパルス
に応じてオンオフ制御される３相フルブリッジ構成のス
イッチング素子である。
【００３０】次に実施例２の動作について説明する。電
圧指令演算手段６１は、与えられた周波数指令と図７に
一例を示すＶ／Ｆパターンから、出力する電圧指令値Ｖ
を演算する。一方出力演算手段６２は、周波数指令値を
時間積分し、２πをかけることによって出力位相θを演
算する。瞬時電圧演算手段６３はこれらから、 ｖU ＝２0.5 Ｖｓｉｎθ ｖV ＝２0.5 Ｖｓｉｎ（θ−２π／３） ｖW ＝２0.5 Ｖｓｉｎ（θ＋２π／３） の演算によって瞬時出力電圧を求める。演算に代えて結
果をＶ及びθに対応するデータとして持ち、参照して求
めても良い。ここで得られた値がキャリアのピーク値を
超えている場合は、越えた部分の実際の出力電圧は図１
のように飽和し、同図の斜線部に示す電圧が不足する。
ここで、線間電圧に着目するとこの不足した分の電圧を
他の２相から引けば線間電圧波元の出力電圧波形から得
られる値と同じになる。これについては実施例１と同様
である。
圧指令演算手段６１は、与えられた周波数指令と図７に
一例を示すＶ／Ｆパターンから、出力する電圧指令値Ｖ
を演算する。一方出力演算手段６２は、周波数指令値を
時間積分し、２πをかけることによって出力位相θを演
算する。瞬時電圧演算手段６３はこれらから、 ｖU ＝２0.5 Ｖｓｉｎθ ｖV ＝２0.5 Ｖｓｉｎ（θ−２π／３） ｖW ＝２0.5 Ｖｓｉｎ（θ＋２π／３） の演算によって瞬時出力電圧を求める。演算に代えて結
果をＶ及びθに対応するデータとして持ち、参照して求
めても良い。ここで得られた値がキャリアのピーク値を
超えている場合は、越えた部分の実際の出力電圧は図１
のように飽和し、同図の斜線部に示す電圧が不足する。
ここで、線間電圧に着目するとこの不足した分の電圧を
他の２相から引けば線間電圧波元の出力電圧波形から得
られる値と同じになる。これについては実施例１と同様
である。
【００３１】補正された電圧は、ＰＷＭパルス生成手段
６５において三角波等のキャリア波形と比較され、オン
オフ信号となるパルスに変換される。その変換の様子
は、図１３に示したタイミング図において、被変調波が
正弦波から瞬時電圧補正手段４によって補正された電圧
波形になる他は同様である。このパルス波形に応じてス
イッチング素子６６がオンオフ制御され、パルス幅変調
されたインバータ出力が得られる。
６５において三角波等のキャリア波形と比較され、オン
オフ信号となるパルスに変換される。その変換の様子
は、図１３に示したタイミング図において、被変調波が
正弦波から瞬時電圧補正手段４によって補正された電圧
波形になる他は同様である。このパルス波形に応じてス
イッチング素子６６がオンオフ制御され、パルス幅変調
されたインバータ出力が得られる。
【００３２】実施例３．またこの発明の実施例３につい
て説明する。図６において、６１〜６４及び６６は図５
と同様である。６７は補正された瞬時電圧と三角波等の
キャリアとを比較して、スイッチング素子をオンオフす
るタイミングを演算するタイミング演算手段、６８は算
出されたタイミングデータを記憶するタイミング記憶手
段、６９はタイミング出力回路である。タイミング出力
回路６９は記憶手段６８に記憶されたタイミングでスイ
ッチング素子をオンまたはオフするためのタイマ６９ａ
を内蔵している。
て説明する。図６において、６１〜６４及び６６は図５
と同様である。６７は補正された瞬時電圧と三角波等の
キャリアとを比較して、スイッチング素子をオンオフす
るタイミングを演算するタイミング演算手段、６８は算
出されたタイミングデータを記憶するタイミング記憶手
段、６９はタイミング出力回路である。タイミング出力
回路６９は記憶手段６８に記憶されたタイミングでスイ
ッチング素子をオンまたはオフするためのタイマ６９ａ
を内蔵している。
【００３３】次に実施例３の動作を説明する。電圧指令
演算手段６１ないし電圧補正手段６４の動作は実施例２
と同様であるので、説明を省略する。タイミング演算手
段６７は三角波等のキャリアと補正された電圧とを比較
し、ある基準時点例えば図８に示す三角波キャリアの頂
点からスイッチング素子６６をオンまたはオフする時点
までの時間を演算し、算出された時間データｔ1 、ｔ2
等は記憶手段６８に記憶される。タイミング出力回路に
内蔵されたタイマ６９ａは基準時点からの時間を計数
し、記憶手段６８に記憶された時間にスイッチング素子
６６をオンまたはオフする。
演算手段６１ないし電圧補正手段６４の動作は実施例２
と同様であるので、説明を省略する。タイミング演算手
段６７は三角波等のキャリアと補正された電圧とを比較
し、ある基準時点例えば図８に示す三角波キャリアの頂
点からスイッチング素子６６をオンまたはオフする時点
までの時間を演算し、算出された時間データｔ1 、ｔ2
等は記憶手段６８に記憶される。タイミング出力回路に
内蔵されたタイマ６９ａは基準時点からの時間を計数
し、記憶手段６８に記憶された時間にスイッチング素子
６６をオンまたはオフする。
【００３４】
【発明の効果】この発明は次に記載する効果を奏する。
請求項１のＰＷＭ波形生成方法は、正弦波等の出力希望
電圧波形を三角波等の搬送波と比較してパルス幅変調
（ＰＷＭ）することにより、３相疑似交流波形を出力す
るＰＷＭ波形生成方法において、ある相の出力希望電圧
が飽和値を越えた場合、前記飽和値と前記出力希望電圧
の差を他の相に対する補正電圧とし、全ての相について
前記補正電圧を求め、各相の前記出力希望電圧に他の２
相の前記補正電圧を加え、前記飽和値でリミッタをかけ
てその相の出力電圧とし、補正後の電圧を前記搬送波と
比較してパルス幅変調する構成にしたので、出力希望電
圧を補正して出力電圧変調波を生成し、歪みの少ない３
相疑似交流波形を出力すると共に、直流電圧利用率を高
めることができる。
請求項１のＰＷＭ波形生成方法は、正弦波等の出力希望
電圧波形を三角波等の搬送波と比較してパルス幅変調
（ＰＷＭ）することにより、３相疑似交流波形を出力す
るＰＷＭ波形生成方法において、ある相の出力希望電圧
が飽和値を越えた場合、前記飽和値と前記出力希望電圧
の差を他の相に対する補正電圧とし、全ての相について
前記補正電圧を求め、各相の前記出力希望電圧に他の２
相の前記補正電圧を加え、前記飽和値でリミッタをかけ
てその相の出力電圧とし、補正後の電圧を前記搬送波と
比較してパルス幅変調する構成にしたので、出力希望電
圧を補正して出力電圧変調波を生成し、歪みの少ない３
相疑似交流波形を出力すると共に、直流電圧利用率を高
めることができる。
【００３５】請求項２のインバータ装置は、電動機の回
転速度指令値と、回転速度検出値の差等から、速度制御
演算、電流制御演算及びベクトル制御演算等を行って得
られた電圧指令値に対し、請求項１記載のＰＷＭ波形生
成方法で補正を加える補正手段と、この補正手段により
補正された前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ波形を生成
するＰＷＭ波形生成手段とを備えた構成にしたので、補
正された電圧指令値に基づいてＰＷＭ波形を生成して３
相疑似交流波形を出力し、トルク不足、振動等を発生す
ることなく電動機を駆動する。
転速度指令値と、回転速度検出値の差等から、速度制御
演算、電流制御演算及びベクトル制御演算等を行って得
られた電圧指令値に対し、請求項１記載のＰＷＭ波形生
成方法で補正を加える補正手段と、この補正手段により
補正された前記電圧指令値に基づいてＰＷＭ波形を生成
するＰＷＭ波形生成手段とを備えた構成にしたので、補
正された電圧指令値に基づいてＰＷＭ波形を生成して３
相疑似交流波形を出力し、トルク不足、振動等を発生す
ることなく電動機を駆動する。
【００３６】請求項３のインバータ装置は、瞬時電圧演
算手段が電圧指令と出力位相と基準正弦波データから瞬
時出力電圧を演算するから、基準正弦波データは一つで
よく、構成が簡単になるという効果がある。得られた瞬
時電圧が飽和値を越えた場合、電圧補正手段が飽和値と
瞬時電圧の差を補正電圧とし、全ての相について補正電
圧を求め、各相の瞬時電圧に他の２相の補正電圧を加
え、飽和値でリミッタをかけて補正された瞬時電圧とす
るから、出力電圧波形は不連続部分がなく、指令電圧が
高くなったときでも、直流電源の電圧まで線間電圧を出
力できるから電圧利用率が高くなる。
算手段が電圧指令と出力位相と基準正弦波データから瞬
時出力電圧を演算するから、基準正弦波データは一つで
よく、構成が簡単になるという効果がある。得られた瞬
時電圧が飽和値を越えた場合、電圧補正手段が飽和値と
瞬時電圧の差を補正電圧とし、全ての相について補正電
圧を求め、各相の瞬時電圧に他の２相の補正電圧を加
え、飽和値でリミッタをかけて補正された瞬時電圧とす
るから、出力電圧波形は不連続部分がなく、指令電圧が
高くなったときでも、直流電源の電圧まで線間電圧を出
力できるから電圧利用率が高くなる。
【００３７】請求項４のインバータ装置は、請求項３の
効果に加えてスイッチング素子のオンオフをタイミング
として演算し、記憶手段に記憶してからタイミング出力
回路によってオンオフ制御するようにしたから、ワンチ
ップマイクロコンピュータ等を用いたデジタル制御に適
し、回路構成を簡単にでき、性能向上を図ることが容易
となる。
効果に加えてスイッチング素子のオンオフをタイミング
として演算し、記憶手段に記憶してからタイミング出力
回路によってオンオフ制御するようにしたから、ワンチ
ップマイクロコンピュータ等を用いたデジタル制御に適
し、回路構成を簡単にでき、性能向上を図ることが容易
となる。
【図１】この発明の実施例１によるＰＷＭ波形生成方法
説明図である。
説明図である。
【図２】この発明の実施例１による電動機のインバータ
装置のブロック図である。
装置のブロック図である。
【図３】この発明の実施例１による出力電圧補正アルゴ
リズムのフローチャート図である。
リズムのフローチャート図である。
【図４】この発明の実施例１による出力電圧補正アルゴ
リズムのフローチャート図である。
リズムのフローチャート図である。
【図５】この発明の実施例２によるインバータ装置を示
す回路ブロック図である。
す回路ブロック図である。
【図６】この発明の実施例３によるインバータ装置を示
す回路ブロック図である。
す回路ブロック図である。
【図７】この発明の実施例２によるインバータ装置のＶ
／Ｆパターン図である。
／Ｆパターン図である。
【図８】この発明の実施例３によるインバータ装置のタ
イミング演算手段が演算する時間データを説明する図で
ある。
イミング演算手段が演算する時間データを説明する図で
ある。
【図９】従来のＰＷＭ波形生成方法説明図である。
【図１０】従来のインバータ装置のブロック図である。
【図１１】従来のインバータ装置のＰＷＭパルス波形生
成方法説明図である。
成方法説明図である。
【図１２】正弦波と三角波キャリアから得られるＰＷＭ
パルス波形図である。
パルス波形図である。
【図１３】歪波と三角波キャリアから得られるＰＷＭパ
ルス波形図である。
ルス波形図である。
１ａ 出力希望電圧波形 １ｂ 出力希望電圧波形 １ｃ 出力希望電圧波形 ２ａ 補正された変調波 ２ｂ 補正された変調波 ２ｃ 補正された変調波 ３ 搬送波 ５ インバータ ６ 誘導電動機 ２１ 電圧補正手段 ２３ａ 比較器 ２３ｂ 比較器 ２３ｃ 比較器 ６１ 電圧指令演算手段 ６２ 出力位相演算手段 ６３ 瞬時電圧演算手段 ６４ 電圧補正手段 ６５ ＰＷＭパルス生成手段 ６６ スイッチング素子 ６７ タイミング演算手段 ６８ タイミング記憶手段 ６９ タイミング出力回路 ６９ａ タイマ
Claims (4)
- 【請求項１】 正弦波等の出力希望電圧波形を三角波等
の搬送波と比較してパルス幅変調（ＰＷＭ）することに
より、３相疑似交流波形を出力するＰＷＭ波形生成方法
において、ある相の出力希望電圧が飽和値を越えた場
合、前記飽和値と前記出力希望電圧の差を他の相に対す
る補正電圧とし、全ての相について前記補正電圧を求
め、各相の前記出力希望電圧に他の２相の前記補正電圧
を加え、前記飽和値でリミッタをかけてその相の出力電
圧とし、補正後の電圧を前記搬送波と比較してパルス幅
変調することを特徴とするＰＷＭ波形生成方法。 - 【請求項２】 電動機の回転速度指令値と回転速度検出
値の差等から、速度制御演算、電流制御演算及びベクト
ル制御演算等を行って得られた電圧指令値に対し、請求
項１記載のＰＷＭ波形生成方法で補正を加える補正手段
と、この補正手段により補正された前記電圧指令値に基
づいてＰＷＭ波形を生成するＰＷＭ波形生成手段とを備
えたインバータ装置。 - 【請求項３】 周波数指令からＶ／Ｆパターンにより出
力電圧を演算する電圧指令演算手段と、周波数指令値を
時間積分することにより出力位相を演算する出力位相演
算手段と、前記電圧指令と出力位相と基準正弦波データ
から瞬時出力電圧を演算する瞬時電圧演算手段と、得ら
れた瞬時電圧が飽和値を越えない場合は補正電圧を０と
して補正を行わず、得られた瞬時電圧が飽和値を越えた
場合は飽和値と瞬時電圧の差を補正電圧とし、全ての相
について補正電圧を求め、各相の瞬時電圧に他の２相の
補正電圧を加え、飽和値でリミッタをかけて補正された
瞬時電圧とする電圧補正手段と、前記補正された瞬時電
圧と三角波等のキャリアとを比較して、ＰＷＭパルスを
生成するＰＷＭパルス生成手段と、該ＰＷＭパルスに応
じてオンオフ制御される３相フルブリッジ構成のスイッ
チング素子を備えたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】 周波数指令からＶ／Ｆパターンにより出
力電圧を演算する電圧指令演算手段と、周波数指令値を
時間積分することにより出力位相を演算する出力位相演
算手段と、前記電圧指令と出力位相と基準正弦波データ
から瞬時出力電圧を演算する瞬時電圧演算手段と、得ら
れた瞬時電圧が飽和値を越えない場合は補正電圧を０と
して補正を行わず、得られた瞬時電圧が飽和値を越えた
場合、飽和値と瞬時電圧の差を補正電圧とし、全ての相
について補正電圧を求め、各相の瞬時電圧に他の２相の
補正電圧を加え、飽和値でリミッタをかけて補正された
瞬時電圧とする電圧補正手段と、前記補正された瞬時電
圧と三角波等のキャリアとを比較して、スイッチング素
子をオンまたはオフするタイミングを演算するタイミン
グ演算手段と、そのタイミングを記憶する記憶手段と、
記憶されたタイミングにスイッチング素子をオンまたは
オフするタイミング出力回路と、タイミング出力回路に
よってオンオフ制御される３相フルブリッジ構成のスイ
ッチング素子を備えたことを特徴とするインバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4009967A JP2666641B2 (ja) | 1991-04-26 | 1992-01-23 | Ｐｗｍ波形生成方法及びインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3-96944 | 1991-04-26 | ||
| JP9694491 | 1991-04-26 | ||
| JP4009967A JP2666641B2 (ja) | 1991-04-26 | 1992-01-23 | Ｐｗｍ波形生成方法及びインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0549286A JPH0549286A (ja) | 1993-02-26 |
| JP2666641B2 true JP2666641B2 (ja) | 1997-10-22 |
Family
ID=26344803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4009967A Expired - Lifetime JP2666641B2 (ja) | 1991-04-26 | 1992-01-23 | Ｐｗｍ波形生成方法及びインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2666641B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4529488B2 (ja) * | 2004-03-05 | 2010-08-25 | 三菱電機株式会社 | 相電圧指令値補正方法およびこの相電圧指令値補正方法を使用したモータ制御装置 |
| JP6008273B2 (ja) | 2012-04-25 | 2016-10-19 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | インバータ装置 |
| KR102009512B1 (ko) * | 2015-04-14 | 2019-08-13 | 엘에스산전 주식회사 | 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 |
| KR102009509B1 (ko) | 2015-04-14 | 2019-08-13 | 엘에스산전 주식회사 | 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 |
| US12107487B2 (en) | 2020-08-04 | 2024-10-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
-
1992
- 1992-01-23 JP JP4009967A patent/JP2666641B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0549286A (ja) | 1993-02-26 |
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