WO2023095319A1 - 電力変換装置、電力変換システム、及び過電流保護方法 - Google Patents

電力変換装置、電力変換システム、及び過電流保護方法 Download PDF

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航大 長山
直人 新村
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東芝三菱電機産業システム株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to a power conversion device, a power conversion system, and an overcurrent protection method.
  • the block diagram of the power converter device of embodiment. 4 is a block diagram of a current control system according to the control unit of the embodiment;
  • FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a current control system according to the control unit of the embodiment with a pulse transfer function;
  • FIG. 5 is a diagram for explaining frequency control of a comparative example;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between current and generated loss in the semiconductor switch of the embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between carrier signals and control cycles according to the embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between carrier signals and control cycles according to the embodiment;
  • 4 is a flowchart of frequency control according to the embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining frequency control according to the embodiment;
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device 1 according to an embodiment.
  • the power conversion device 1 includes, for example, a main circuit 3 that supplies power to a load 2 (denoted in the drawing as LOAD), a voltage transformer 5, a voltage sensor 5V, a voltage sensor 9V, a current sensor 9i, and a control unit 10 .
  • the input side of the main circuit 3 shares three-phase AC power from the power supply PS.
  • the main circuit 3 includes a transformer 4, a converter 6 (denoted as CNV in the figure), a capacitor 7, and an inverter 8 (denoted as INV in the figure).
  • Converter 6 is an example of a converter main circuit.
  • the converter 6 converts the AC power supplied from the transformer 4 into DC power.
  • a DC section is provided on the output side of the converter 6 .
  • a smoothing capacitor 7 and an input of an inverter 8 are connected in parallel to the output of the converter 6 via a DC section.
  • Capacitor 7 may be provided independently of converter 6 and inverter 8, may be a part of converter 6 or inverter 8, or may be a combination thereof.
  • Inverter 8 receives power supply from converter 6 via a DC section.
  • the main circuit 3 converts power supplied through the DC section.
  • a voltage sensor 9V detects the voltage in the DC section.
  • Current sensor 9 i detects current flowing to the input of converter 6 .
  • the control unit 10 includes, for example, a current detection unit 11 (denoted as IDET in the drawing), a subtractor 12, a carrier signal generation unit 13 , a voltage control unit 14 (denoted as AVR in the drawing), and a current control unit. 15 (denoted in the drawing as ACR), a PWM control section 16 (denoted as PWM in the drawing), a PLL 18 and a frequency control section 19 .
  • the current detection value IFBK may be an instantaneous value based on the above calculation result, or may be smoothed (filtered) for removing noise. A calculation method for the smoothing process may be selected as appropriate.
  • the reference phase ⁇ is a phase signal synchronized with the AC phase supplied to the converter 6 .
  • the PLL 18 adjusts the phase of the reference phase ⁇ used for controlling power conversion by the converter 6 with respect to the AC phase on the power supply side, based on the AC VAC_F generated by the voltage transformer 5 .
  • the voltage control unit 14 for example, calculates the current reference I_R based on the control deviation ⁇ V between the target amount V* and the feedback amount VDC_F.
  • the voltage control unit 14 performs constant voltage control with respect to the target amount V*.
  • the voltage control unit 14 calculates the current reference IQ_R as the current reference I_R based on the control deviation ⁇ V.
  • the voltage control unit 14 preferably calculates the current reference IQ_R such that the control deviation ⁇ V becomes zero.
  • the current reference IQ_R becomes a control target value that defines the magnitude of the effective current.
  • the voltage control unit 14 calculates the current reference IQ_R by PID calculation processing including a proportional element (P), an integral element (I), and a differential element (D). Note that the arithmetic processing by the voltage control unit 14 is not limited to the PID arithmetic processing.
  • the arithmetic processing by the voltage control unit 14 is arithmetic processing including at least one arithmetic element selected from the proportional element (P), the integral element (I), and the differential element (D) instead of the PID arithmetic processing.
  • P proportional element
  • I integral element
  • D differential element
  • voltage references EU_R, EV_R, and EW_R correspond to the U-phase and V-phase W-phase of AC, respectively.
  • voltage references EU_R, EV_R, and EW_R may be collectively referred to as voltage references E_R without distinguishing between phases.
  • the arithmetic processing by the current control unit 15 is not limited to the PID arithmetic processing.
  • the arithmetic processing by the current control unit 15 can be replaced with the PID arithmetic processing, and arithmetic processing related to other methods of current control can be applied.
  • it may be arithmetic processing including at least one arithmetic element among the proportional element (P), the integral element (I), and the differential element (D).
  • P proportional element
  • I integral element
  • D differential element
  • the PWM control unit 16 generates a signal for switching the semiconductor switch 6S by PWM control using the voltage reference and the carrier signal. For example, the PWM control unit 16 uses the carrier signal generated by the carrier signal generation unit 13 based on the voltage references EU_R, EV_R, and EW_R calculated by the current control unit 15 to control the current to flow in each AC phase. A gate pulse (GATE) for control is generated. The PWM control unit 16 supplies, for example, a gate pulse (GATE) of each AC phase to the control terminal of the semiconductor switch 6S (IGBT) of the converter 6, and turns on/off the semiconductor switch 6S to control each AC phase. adjust the current of
  • the frequency control unit 19 Based on the current detection value IFBK, the frequency control unit 19 detects a state in which the current detection value IFBK exceeds a predetermined current value, and outputs an operation mode control signal MCONT corresponding to this.
  • the operation mode control signal MCONT is used to generate a carrier signal in the carrier signal generator 13 .
  • the frequency control unit 19 Based on the AC voltage VAC_F, the frequency control unit 19 detects a state in which the AC voltage VAC_F exceeds a predetermined voltage value, and outputs an operation mode control signal MCONT corresponding to this.
  • the frequency control unit 19 outputs the operation mode control signal MCONT corresponding to the first control state until the detected current value IFBK exceeds a predetermined current value.
  • the frequency control unit 19 When detecting that the current detection value IFBK exceeds a predetermined current value (threshold), the frequency control unit 19 outputs an operation mode control signal MCONT corresponding to the second control state.
  • the frequency control unit 19 continues to output the operation mode control signal MCONT corresponding to the second control state until the temporarily lowered AC voltage VAC_F recovers, thereby maintaining the second control state.
  • the frequency control unit 19 outputs the operation mode control signal MCONT corresponding to the first control state.
  • the frequency control unit 19 when the frequency control unit 19 detects that the current detection value IFBK exceeds a predetermined current value (threshold) (second situation), the frequency control unit 19 adjusts the frequency of the carrier signal so as to increase the responsiveness of the current control. to output an operation mode control signal MCONT that designates
  • the frequency control unit 19 may determine switching from the first frequency f1 to the second frequency f2 based on the current detection value IFBK (the current detection value of the semiconductor switch 6S). This will be described in more detail below.
  • FIG. 2 is a block diagram of a current control system according to the control section 10 of the embodiment.
  • This block diagram includes a subtractor 12s, a sampler Ss, a current control element 15s, a delay element 15Ds, a PWM control element 16s and an inductance element Ls.
  • the transfer function of the current control element 15s becomes K of a predetermined value.
  • the control unit 10 equalizes the length of the control period Tsw and the sampling period Ts to match the phases of each other.
  • the sampler Ss samples the current deviation ⁇ I of the input value in synchronization with the switching timing of the control cycle Tsw (sampling cycle Ts) and outputs it.
  • the PWM control element 16s has the hold function H(s) as its transfer function.
  • the hold function H(s) is a transfer function combining the PWM control section 16 and the converter 6 .
  • the inductance element Ls is a transfer function obtained by collecting the inductance components of the transformer 4 and the bus associated with the converter 6 .
  • the delay element 15Ds is a model of control that waits until the timing at which the calculation result of the current control unit 15 is reflected in the PWM control by the PWM control unit 16. As a result, a delay of one cycle of the control cycle Tsw occurs after the current deviation ⁇ I is sampled.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the current control system according to the control unit 10 of the embodiment with a pulse transfer function.
  • the block diagram includes subtractor 12z, sampler Sz, current control element 15z, delay element 15Dz, and PWM control element 16z.
  • the subtractor 12z, sampler Sz, current control element 15z, and delay element 15Dz correspond to the subtractor 12s, sampler Ss, current control element 15s, and delay element 15Ds, respectively.
  • the pulse transfer function of the PWM control element 16z is obtained by combining the PWM control element 16s and the inductance element Ls described above into one pulse transfer function.
  • Equation (1) The closed-loop pulse transfer function of the block diagram shown in FIG. 3 can be organized as shown in Equation (1).
  • the limit condition of equation (2) is obtained as the gain K.
  • the value of K should be larger than the value shown in equation (2).
  • the value of the gain K characterizes the characteristics of the closed-loop transfer function W(z). It should be noted that the value of the gain K is suitably determined based on the value of the above formula (2), but is not limited to this and is determined within a range in which the current control system functions stably. be able to.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining frequency control of a comparative example. From the top side of FIG. 4, the amplitudes of the AC voltage VAC_F, the current detection value IFBK, and the time change of the switching frequency fsw are shown. The switching frequency fsw of this comparative example is maintained at a fixed value regardless of the control state. The control cycle Tsw and carrier frequency in this comparative example are unchanged.
  • An overcurrent protection function is known to prevent the semiconductor switch 6S from being damaged due to overcurrent.
  • Some of the overcurrent protection functions of the comparative example simply stop the system in order to prevent damage from occurring.
  • the overcurrent protection function may be activated. System availability is reduced when the overcurrent protection function is activated and the system stops.
  • control unit 10 of the present embodiment implements the frequency control of the present embodiment to prevent the system from stopping and improve the availability of the system.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between the current of the semiconductor switch 6S of the embodiment and the generated loss.
  • K1 is a current value (threshold) for switching the carrier frequency from f to 2f.
  • IUL is the upper limit of the allowable current range of the semiconductor switch 6S.
  • PSW1 is the switching loss at carrier frequency f.
  • PSW2 is the switching loss at carrier frequency 2f.
  • PON is the steady state loss.
  • PC1 is the sum of PSW1 and PON.
  • PC2 is the sum of PSW2 and PON.
  • PC1 and PSW1 are applied to a situation where the current detection value IFBK fluctuates in the range from 0 to the threshold value K1.
  • PC2 and PSW2 are applied when the current detection value IFBK exceeds the threshold K1.
  • the condition for canceling the application of PC2 and PSW2 is not the current detection value IFBK, but the magnitude of the AC voltage VAC_F (not shown), which is equal to or greater than a predetermined value. In other words, the condition should be that the dip in the AC voltage on the power supply side disappears.
  • the generated loss PC of the semiconductor switch 6S can be divided into a switching loss PSW and a steady-state loss PON.
  • the switching loss PSW is proportional to the product of the current (collector current) of the semiconductor switch 6S and the carrier frequency.
  • the semiconductor switch 6S and its surroundings should be configured so that the generated loss PC2 does not exceed its allowable limit (first allowable limit).
  • the first permissible limit may be a limit value under which continuous operation is possible, or alternatively, a limit value under which short-time operation is possible.
  • the switching loss in the semiconductor switch 6S increases compared to the frequency f1 mode. It is preferable to provide a cooling structure for the semiconductor switch 6S so as to have heat radiation characteristics that allow for this increase in power loss.
  • FIGS. 6A to 8 Frequency control of the embodiment will be described with reference to FIGS. 6A to 8 .
  • 6A and 6B are diagrams for explaining the relationship between carrier signals and control cycles according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a flowchart of frequency control according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining frequency control according to the embodiment.
  • the control unit 10 can select a frequency f1 mode and a frequency f2 mode as operation modes for determining the switching frequency.
  • the carrier signal, the sampling timing of the current detection value IFBK, and the voltage reference E_R are shown from the top side.
  • a white circle indicates the sampling timing of the current detection value IFBK, and an arrow starting from the white circle indicates the calculation processing period. After waiting until the predetermined timing, the voltage reference E_R is generated at the timing of the black circle.
  • the carrier signal shown in FIG. 6A is applied to the frequency f1 mode.
  • PWM control is performed using a carrier signal of the carrier frequency f1 of the frequency f1.
  • this frequency f1 mode is the operating mode that is normally selected.
  • the control cycle and sampling interval of this frequency f1 mode are ts.
  • the carrier signal shown in FIG. 6B is applied to the frequency f2 mode.
  • PWM control is performed using a carrier signal of frequency f2 higher than carrier frequency f1 of frequency f1.
  • this frequency f2 mode is the operating mode selected when an overcurrent condition is detected.
  • the control cycle and sampling interval of this frequency f2 mode are (ts/2).
  • the control unit 10 identifies the operating state of the power conversion device 1 at a predetermined timing, and switches the operating state as necessary.
  • FIG. 7 shows an example of this frequency control procedure.
  • the control unit 10 sets the operation mode flag associated with the operation mode that determines the switching frequency to the frequency f1 mode in the initial state (step S1).
  • PWM control using a carrier signal of carrier frequency f1 of frequency f1 is executed.
  • control unit 10 refers to the operation mode flag at the timing of switching from the control period Tsw(k ⁇ 1) of the previous cycle (k ⁇ 1) to the control period Tsw(k) of the current cycle (k), and A control cycle in an operation mode suitable for (k) is started (step S2).
  • the control unit 10 samples and takes in various detection values such as the current detection value IFBK (step S3).
  • the control unit 10 identifies the current operating mode flag (step 3A) and executes control including predetermined arithmetic processing corresponding to the resulting operating mode.
  • the control unit 10 identifies whether or not the current detection value IFBK has become equal to or greater than the threshold value K1 (step S4). As a result, if current detection value IFBK is smaller than threshold value K1, control unit 10 maintains the value of the operation mode flag, continues control in frequency f1 mode, and proceeds to step S2. On the other hand, when the current detection value IFBK becomes equal to or greater than the threshold value K1, the control unit 10 changes the value of the operation mode flag to the frequency f2 mode (step S5), and advances the process to step S2.
  • control unit 10 When the frequency f2 mode is selected based on the operation mode flag, the control unit 10 identifies whether or not the AC voltage VAC_F has become equal to or greater than the threshold value K2 (step S6). If the result shows that AC voltage VAC_F is smaller than threshold value K2, control unit 10 changes the value of the operation mode flag to frequency f1 mode (step S7), and advances the process to step S2. On the other hand, when the AC voltage VAC_F is equal to or greater than the threshold value K2, the control unit 10 maintains the value of the operation mode flag, continues the control in the frequency f2 mode, and advances the process to step S2.
  • control unit 10 uses the operation mode flag set based on the current detection value IFBK and the AC voltage VAC_F to execute either the frequency f1 mode or the frequency f2 mode. be able to.
  • the current detection value IFBK shows a decreasing tendency.
  • the control unit 10 switches the carrier frequency from the carrier frequency 2f to the carrier frequency f accordingly. .
  • the magnitude of the current detection value IFBK has decreased.
  • switching loss during normal times can be suppressed by setting the normal operation mode to the frequency f1 mode.
  • the temperature of the switching element during normal times can be suppressed to a relatively low value, it is possible to prevent deterioration of the switching element and reduce the size of the device.
  • FIG. 9 is a block diagram of the control unit 10 of the embodiment.
  • the control unit 10 includes, for example, a processing circuit 100 .
  • a processing circuit 100 shown in FIG. 9 includes a CPU 101 , a storage section 102 and a driving section 103 .
  • the CPU 101, storage unit 102, and driving unit 103 are connected by BUS.
  • the processing circuit 100 is an example of the control section 10 .
  • CPU 101 includes a processor that executes desired processing according to a software program.
  • Storage unit 102 includes a semiconductor memory. Under the control of the CPU 101 , the drive unit 103 detects various signals and further generates control signals for the main circuit 3 of the power converter 1 .
  • control unit 10 controls the main circuit 3 based on the detection results of the voltage sensors 5V, 9V, the current sensor 9i, and the like.
  • the converter 6 includes a controllable semiconductor switch 6S, and converts AC power into DC power by switching the semiconductor switch 6S.
  • the control unit 10 causes the semiconductor switch 6S to switch at a cycle Tsw of the first frequency
  • the semiconductor switch 6S is switched at a period Tsw of a second frequency higher than the first frequency f.
  • the power conversion device 1 can suppress shutdown due to overcurrent in the semiconductor switch 6S of the converter 6 .
  • the first situation may be the normal situation
  • the second situation may be the situation after an overcurrent state occurs in the semiconductor switch 6S in which a current exceeding the threshold value K1 has flowed.
  • the converter 6 is formed so that when the semiconductor switch 6S is switched using the carrier signal of the second frequency, the loss generated by the semiconductor switch 6S does not exceed the allowable value if the current of the semiconductor switch 6S is within the allowable range. I hope it is.
  • the control unit 10 switches the carrier frequency based on the rate of change of the current detection value IFBK of the semiconductor switch 6S. For example, when the change rate of the current detection value IFBK exceeds a predetermined positive value RVTH1, the frequency f1 mode is switched to the frequency f2 mode. When the change rate of the current detection value IFBK takes a negative value and its absolute value becomes smaller than the predetermined value RVTH2, the frequency f2 mode is switched to the frequency f1 mode. It is preferable that the calculation of the change rate of the current detection value IFBK and the determination thereof be performed by the carrier signal generator 13 instead of the determination based on the magnitude of the current detection value IFBK.
  • the carrier signal generator 13 preferably generates and outputs the operation mode control signal MCONT using the determination result based on the change rate of the current detection value IFBK.
  • the carrier frequency can be switched based on the rate of change of the current detection value IFBK.
  • a current reference ID_R, a current reference IQ_R calculated by the voltage control unit 14, and current detection values ID_det and IQ_det calculated by the current detection unit 11 are defined as variables of the rotor coordinate system (DQ axis space). Based on the current reference ID_R, the current reference IQ_R, the current detection values ID_det and IQ_det, and the reference phase ⁇ , the current control unit 15 calculates the voltage references EU_R, EV_R, and EW_R corresponding to each AC phase. good too. Note that the current reference ID_R may be, for example, a predetermined constant.
  • the current control unit 15 adjusts the voltage reference VD_R and the voltage reference VQ_R so that the deviation between the current reference ID_R and the current detection value ID_det and the deviation between the current reference IQ_R and the current detection value ID_det are zero. calculate.
  • the current control unit 15 converts the voltage reference VD_R and the voltage reference VQ_R from the rotating coordinate system including the D-axis and the Q-axis to the voltage reference E_R in the stationary coordinate system including each axis of the UVW phase. should be converted.
  • the power converter 1A includes, for example, a control unit 10A instead of the control unit 10 described above.
  • the power conversion device 1A may further include a control section 10B.
  • the controller 10A is an example of a first controller.
  • Control unit 10B is an example of a second control unit.
  • the power conversion device 1A is an example of a power conversion system.
  • control unit 10A includes functional units in a range from the control unit 10 excluding the subtractor 12 and the voltage control unit 14, for example.
  • control section 10B has a subtractor 12 and a voltage control section 14 .
  • control unit 10B may be configured to include voltage control unit 14 that controls to stabilize the DC voltage on the output side of converter 6 .
  • the control unit 10A allows the current flowing through the converter 6 to be higher than the threshold determined within the allowable operation range of the semiconductor switch 6S.
  • the semiconductor switch 6S such as an IGBT is switched at a period of the first frequency in the case of the first condition, and the current flowing through the converter 6 is higher than the first frequency in the case of the second condition in which the current flowing through the converter 6 is larger than the threshold value.
  • the semiconductor switch 6S is switched at the period of the second frequency.
  • Such a power converter 1A has the same effects as those of the first embodiment.
  • the power conversion device 1A includes the control unit 10B so that the control unit 10B can supply the control unit 10A with the current reference I_R that defines the value of the current flowing through the converter 6.
  • the configuration corresponding to the control unit 10 is obtained by combining the control unit 10A and the control unit 10B.
  • the power converter includes a converter main circuit and a controller.
  • the converter main circuit includes a controllable semiconductor switch, and converts AC power to DC power by switching the semiconductor switch.
  • the control unit causes the semiconductor switch to switch at a cycle of a first frequency in a first situation in which the current flowing through the converter main circuit is smaller than a threshold value set within an allowable operating range of the semiconductor switch, When a second situation occurs in which the current flowing through the converter main circuit is larger than the threshold, the semiconductor switch is switched at a period of a second frequency higher than the first frequency.
  • the power conversion device can suppress shutdown due to overcurrent in the semiconductor switch.

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Abstract

電力変換装置は、コンバータ主回路と、制御部とを備える。前記コンバータ主回路は、制御可能な半導体スイッチを含み、前記半導体スイッチのスイッチングによって交流電力を直流電力に変換する。前記制御部は、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記半導体スイッチの動作許容範囲内に定められた閾値に比べて少ない第１状況の場合に第１周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせて、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記閾値に比べて多い第２状況が生じた場合に前記第１周波数よりも高い第２周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせる。

Description

電力変換装置、電力変換システム、及び過電流保護方法
　本発明の実施形態は、電力変換装置、電力変換システム、及び過電流保護方法に関する。
　コンバータ（電力変換装置）は、半導体スイッチをオン／オフさせることによって交流電力を直流電力に変換する。コンバータは、所望の周波数のキャリア信号を用いたＰＷＭ制御によって、半導体スイッチのスイッチングを調整して直流電圧を安定させている。このようなコンバータにおいて、何らかの要因によって電源側の交流電圧の低下が発生すると半導体スイッチに過電流が生じて、過電流保護により運転の停止に至ることがあった。
日本国特許特開昭６３－３０２７８７号公報
　本発明が解決しようとする課題は、半導体スイッチの過電流による運転停止を抑制できる電力変換装置、電力変換システム、及び過電流保護方法を提供することである。
　実施形態の電力変換装置は、コンバータ主回路と、制御部とを備える。前記コンバータ主回路は、制御可能な半導体スイッチを含み、前記半導体スイッチのスイッチングによって交流電力を直流電力に変換する。前記制御部は、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記半導体スイッチの動作許容範囲内に定められた閾値に比べて少ない第１状況の場合に第１周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせて、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記閾値に比べて多い第２状況が生じた場合に前記第１周波数よりも高い第２周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせる。
実施形態の電力変換装置の構成図。 実施形態の制御部に係る電流制御系のブロック線図。 実施形態の制御部に係る電流制御系をパルス伝達関数で示すブロック線図。 比較例の周波数制御について説明するための図。 実施形態の半導体スイッチの電流と発生損失との関係を説明するための図。 実施形態のキャリア信号と制御周期との関係について説明するための図。 実施形態のキャリア信号と制御周期との関係について説明するための図。 実施形態の周波数制御のフローチャート。 実施形態の周波数制御について説明するための図。 実施形態の制御部のブロック図。
　以下、実施形態の電力変換装置、電力変換システム、及び過電流保護方法を、図面を参照して説明する。なお、以下の説明では、同一又は類似の機能を有する構成に同一の符号を付す。そして、それらの構成の重複する説明は省略する場合がある。なお、電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。以下の説明に示す「大きさが等しい」場合には、略等しい場合も含む。
　図１は、実施形態の電力変換装置１の構成図である。
　電力変換装置１は、例えば、負荷２（図中の記載はＬＯＡＤ）に電力を供給する主回路３と、計器用変圧器５と、電圧センサ５Ｖと、電圧センサ９Ｖと、電流センサ９ｉと、制御部１０とを備える。主回路３の入力側には、電源ＰＳから３相交流電力が共有される。
　例えば、主回路３は、変圧器４と、コンバータ６（図中の記載はＣＮＶ）と、キャパシタ７と、インバータ８（図中の記載はＩＮＶ）と、を備える。コンバータ６は、コンバータ主回路の一例である。
　変圧器４は、電源ＰＳ側から供給される交流電力を変圧して、コンバータ６に供給する。
　計器用変圧器５は、電源ＰＳ側から供給される交流電力を変圧する。電圧センサ５Ｖは、計器用変圧器５によって制御用に変圧された交流電圧の振幅を検出して、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆを生成する。後述する制御部１０は、この制御用の交流電圧ＶＡＣ＿Ｆを利用する。
　コンバータ６は、変圧器４から供給される交流電力を直流電力に変換する。コンバータ６の出力側には直流区間が設けられている。コンバータ６の出力には、直流区間を介して平滑用のキャパシタ７と、インバータ８の入力とがそれぞれ並列に接続されている。キャパシタ７は、コンバータ６とインバータ８とは独立に設けられていてもよく、コンバータ６又はインバータ８の一部であってもよく、これらの組み合わせであってもよい。インバータ８は、直流区間を介してコンバータ６から電力の供給を受ける。上記のように主回路３は、直流区間を介して供給される電力を変換する。電圧センサ９Ｖは、直流区間の電圧を検出する。電流センサ９ｉは、コンバータ６の入力に流れる電流を検出する。
　例えば、コンバータ６は、１つ以上の半導体スイッチ６Ｓを含み、制御端子に供給される制御信号によって半導体スイッチ６Ｓをオン／オフさせることにより、供給される交流電力を直流電力に変換する。半導体スイッチ６Ｓの種類は、図に示すＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のほか、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）、サイリスタなどの電力用の各種半導体スイッチを適用できる。
　制御部１０は、上位装置２０からの制御指令を受けてコンバータ６を制御する。
　例えば、上位装置２０は、電圧センサ９Ｖによって検出された直流区間の電圧（直流電圧）を帰還量ＶＤＣ＿Ｆとして用いて、直流区間の制御目標電圧に対する目標量Ｖ＊と帰還量ＶＤＣ＿Ｆとの制御偏差ΔＶを算出し、その制御偏差ΔＶに対する演算処理を行って、電流基準Ｉ＿Ｒを算出する。
　制御部１０のより具体的な構成例について説明する。
　制御部１０は、例えば、電流検出ユニット１１（図中の記載はＩＤＥＴ）と、減算器１２と、キャリア信号生成部１３と、電圧制御部１４（図中の記載はＡＶＲ）と、電流制御部１５（図中の記載はＡＣＲ）と、ＰＷＭ制御部１６（図中の記載はＰＷＭ）と、ＰＬＬ１８と、周波数制御部１９とを備える。
　電流検出ユニット１１は、電流センサ９ｉによって検出されたコンバータ６の入力電流の検出値である電流検出値ＩＦＢＫを算出する。例えば、電流検出ユニット１１は、基準位相θを基準の位相に用いて前記コンバータ６の入力側の３相交流の２相以上の各相の電流の検出値に基づいて、ＵＶＷ相の静止座標系からＤ軸とＱ軸とを含む回転座標系に変換して、電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとＩＱ＿ｄｅｔとを算出する。検出値ＩＤ＿ｄｅｔは、電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとＩＱ＿ｄｅｔとに基づいて算出され、電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとＩＱ＿ｄｅｔとをベクトル加算した結果のベクトルの大きさである。電流検出値ＩＦＢＫは、上記の演算結果による瞬時値であってもよく、ノイズ除去のための平滑化処理（フィルタ処理）がなされたものであってもよい。平滑化処理の演算手法は適宜選択してよい。なお、基準位相θは、コンバータ６に供給される交流の位相に同期する位相信号である。例えば、ＰＬＬ１８は、計器用変圧器５によって生成された交流ＶＡＣ＿Ｆに基づいて、電源側の交流の位相に対して、コンバータ６による電力変換の制御に用いる基準位相θの位相を調整する。
　減算器１２は、例えば上位装置２０から指定される直流区間の制御目標電圧に関する目標量Ｖ＊から、電圧センサ９Ｖによって検出された直流区間の電圧（直流電圧）から帰還量ＶＤＣ＿Ｆを減算して、目標量Ｖ＊と帰還量ＶＤＣ＿Ｆとの制御偏差ΔＶを得る。
　電圧制御部１４は、例えば、目標量Ｖ＊と帰還量ＶＤＣ＿Ｆとに関する制御偏差ΔＶに基づいて電流基準Ｉ＿Ｒを算出する。この電圧制御部１４は、目標量Ｖ＊に対する定電圧制御を実施する。
　例えば、電圧制御部１４は、制御偏差ΔＶに基づいて電流基準Ｉ＿Ｒとして電流基準ＩＱ＿Ｒを算出する。電圧制御部１４は、制御偏差ΔＶが０になるような値の電流基準ＩＱ＿Ｒを算出するとよい。電流基準ＩＱ＿Ｒは、有効電流の大きさを規定する制御目標値になる。例えば、電圧制御部１４は、比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）と、微分要素（Ｄ）とを含むＰＩＤ演算処理によって電流基準ＩＱ＿Ｒを算出する。なお、電圧制御部１４による演算処理は、ＰＩＤ演算処理に制限されない。電圧制御部１４による演算処理は、ＰＩＤ演算処理に代えて、比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）と、微分要素（Ｄ）との中の少なくとも１つ以上の演算要素を含む演算処理であってもよい。
　電流制御部１５は、コンバータ６に流す電流値を規定する電流基準Ｉ＿Ｒと、コンバータ６に流れる電流の電流検出値ＩＦＢＫ（検出値）とを用いて、半導体スイッチ６Ｓのスイッチングを制御するための電圧基準を生成する。例えば、電流制御部１５は、電圧制御部１４によって算出された電流基準Ｉ＿Ｒと、電流検出ユニット１１によって算出された電流検出値ＩＦＢＫと、基準位相θとに基づいて、交流の各相に対応する電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒをそれぞれ算出する。例えば、電流制御部１５は、比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）と、微分要素（Ｄ）とを含むＰＩＤ演算処理によって電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒを算出してよい。電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒは、交流のU相Ｖ相Ｗ相のそれぞれに対応する。以下の説明において、相について区別することなく電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒを纏めて示すときに、電圧基準Ｅ＿Ｒと呼ぶことがある。
　なお、電流制御部１５による演算処理は、ＰＩＤ演算処理に制限されない。電流制御部１５による演算処理は、ＰＩＤ演算処理に代えて、他の方式の電流制御に係る演算処理を適用できる。例えば、比例要素（Ｐ）と、積分要素（Ｉ）と、微分要素（Ｄ）との中の少なくとも１つ以上の演算要素を含む演算処理であってもよい。以下の説明では、比例要素（Ｐ）を備えた事例について説明する。
　キャリア信号生成部１３は、後述するＰＷＭ制御部１６のＰＷＭ制御に用いるキャリア信号を生成する。キャリア信号生成部１３は、後述する周波数制御部１９からの制御を受けて、生成するキャリア信号を変更する。例えば、キャリア信号生成部１３は、予め定められた複数の周波数のキャリア信号を選択的に生成可能に構成されていて、周波数制御部１９から動作モード制御信号ＭＣＯＮＴによる制御を受けて、これに基づいて所望の周波数のキャリア信号を生成するとよい。例えば、キャリア信号生成部１３は、第１周波数と第２周波数の何れかの周波数のキャリア信号を生成して供給する。第１周波数と第２周波数は、互いに周波数が異なる。例えば、キャリア周波数ｆは第１周波数の一例であり、キャリア周波数２ｆは第２周波数の一例である。例えば、キャリア周波数２ｆはキャリア周波数ｆの２倍の周波数である。倍率は２倍に制限されることなく、適宜１以上の値の倍率に定めてよい。
　ＰＷＭ制御部１６は、電圧基準とキャリア信号とを用いたＰＷＭ制御によって半導体スイッチ６Ｓをスイッチングさせる信号を生成する。例えば、ＰＷＭ制御部１６は、電流制御部１５によって算出された電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒに基づいて、キャリア信号生成部１３によって生成されたキャリア信号を用いて、交流の各相に流す電流を制御するためのゲートパルス（ＧＡＴＥ）を生成する。ＰＷＭ制御部１６は、例えば交流の各相のゲートパルス（ＧＡＴＥ）を、コンバータ６の半導体スイッチ６Ｓ（ＩＧＢＴ）の制御端子に供給して、半導体スイッチ６Ｓをオン／オフすることによって交流の各相の電流を調整する。
　周波数制御部１９は、電流検出値ＩＦＢＫに基づいて、電流検出値ＩＦＢＫが所定の電流値を超えた状態を検出して、これに応じた動作モード制御信号ＭＣＯＮＴを出力する。動作モード制御信号ＭＣＯＮＴは、キャリア信号生成部１３におけるキャリア信号の生成に利用される。さらに、周波数制御部１９は、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆに基づいて、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆが所定の電圧値を超えた状態を検出して、これに応じた動作モード制御信号ＭＣＯＮＴを出力する。
　例えば、周波数制御部１９は、電流検出値ＩＦＢＫが所定の電流値を超えるまでの期間に第１制御状態に対応する動作モード制御信号ＭＣＯＮＴを出力する。周波数制御部１９は、電流検出値ＩＦＢＫが所定の電流値（閾値）を超えた状態を検出した場合、第２制御状態に対応する動作モード制御信号ＭＣＯＮＴを出力する。周波数制御部１９は、一時的に低下した交流電圧ＶＡＣ＿Ｆが回復するまで第２制御状態に対応する動作モード制御信号ＭＣＯＮＴの出力を継続して、この第２制御状態を維持する。周波数制御部１９は、一時的に低下した交流電圧ＶＡＣ＿Ｆが回復すると、第１制御状態に対応する動作モード制御信号ＭＣＯＮＴを出力する。例えば、周波数制御部１９は、電流検出値ＩＦＢＫが所定の電流値（閾値）を超えた状態を検出した場合（第２状況の場合）に、電流制御の応答性を高めるようにキャリア信号の周波数を指定する動作モード制御信号ＭＣＯＮＴを出力する。周波数制御部１９は、電流検出値ＩＦＢＫ（半導体スイッチ６Ｓの電流の検出値）に基づいて第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２への切り替えを決定するとよい。以下、これについて、より具体的に説明する。
　図２と図３とを参照して、実施形態のコンバータ６を制御する制御部１０の等価モデルについて説明する。図２は、実施形態の制御部１０に係る電流制御系のブロック線図である。このブロック線図には、減算器１２ｓと、サンプラＳｓと、電流制御要素１５ｓと、遅延要素１５Ｄｓと、ＰＷＭ制御要素１６ｓと、インダクタンス要素Ｌｓが含まれる。
　ここでは、電流制御部１５がゲインＫを用いて比例制御する場合について説明する。電流制御要素１５ｓの伝達関数は、所定の値のＫになる。制御部１０は、制御周期Ｔｓｗとサンプリング周期Ｔｓの長さを等しくし、互いの位相を一致させている。
　サンプラＳｓは、制御周期Ｔｓｗ（サンプリング周期Ｔｓ）の切り替わりのタイミングに同期して、入力値の電流偏差ΔＩをサンプリングして、これを出力する。ＰＷＭ制御要素１６ｓは、ホールド関数Ｈ（ｓ）をその伝達関数とする。ホールド関数Ｈ（ｓ）は、ＰＷＭ制御部１６とコンバータ６とを合わせた伝達関数である。インダクタンス要素Ｌｓは、コンバータ６に係る変圧器４、バスなどのインダクタンス成分を纏めて、これを伝達関数としたものである。
　なお、遅延要素１５Ｄｓは、電流制御部１５の演算結果を、ＰＷＭ制御部１６によるＰＷＭ制御に反映するタイミングまで待機させる制御を、モデル化したものである。その結果、電流偏差ΔＩをサンプリングしてから制御周期Ｔｓｗの１周期分の遅延が生じる。
　図３は、実施形態の制御部１０に係る電流制御系をパルス伝達関数で示すブロック線図である。このブロック線図には、減算器１２ｚと、サンプラＳｚと、電流制御要素１５ｚと、遅延要素１５Ｄｚと、ＰＷＭ制御要素１６ｚが含まれる。
　減算器１２ｚと、サンプラＳｚと、電流制御要素１５ｚと、遅延要素１５Ｄｚは、前述の減算器１２ｓと、サンプラＳｓと、電流制御要素１５ｓと、遅延要素１５Ｄｓに夫々対応する。
　ＰＷＭ制御要素１６ｚのパルス伝達関数は、前述のＰＷＭ制御要素１６ｓと、インダクタンス要素Ｌｓを合わせて、１つのパルス伝達関数に纏めたものである。
　図３に示すブロック線図の閉ループパルス伝達関数は、式（１）のように整理できる。
Ｗ（ｚ）＝（（ＫＴｓ）／Ｌ）／（ｚ２＋ｚ＋（ＫＴｓ）／Ｌ））　　・・・（１）
　この式（１）の特性根が実数根であることによれば、ゲインＫとして式（２）の限界条件が得られる。Ｋの値は式（２）に示す値よりも大きくするとよい。
Ｋ＝Ｌ／（４Ｔｓ）　　・・・（２）
　上記の式（２）が満たされる場合の閉ループ伝達関数Ｗ（ｚ）は、次の式（３）になる。
Ｗ（ｚ）＝（１／４）／（ｚ－１／２）２　　・・・（３）
　上記のようにゲインＫの値によって、閉ループ伝達関数Ｗ（ｚ）の特性が特徴づけられる。なお、ゲインＫの値は、上記の式（２）の値に基づいて決定することが適しているが、これ制限されることなく、安定に電流制御系が機能する範囲内の値に決定することができる。
　ところで、上記の式（２）によれば、サンプル周期Ｔｓを変えると、ゲインＫの値もこれに伴って変わることになる。これは、閉ループ伝達関数Ｗ（ｚ）の特性に影響する。例えば、サンプル周期Ｔｓを短くすると、閉ループ伝達関数Ｗ（ｚ）の演算結果が一時的に大きくな値を示す。これにより制御量が増加するため、応答性の不足に起因する偏差を小さくすることに寄与する。このように、サンプル周期Ｔｓを短くすることで、閉ループ伝達関数Ｗ（ｚ）による電流制御系の応答性が高くなる。本実施形態は、電流制御の状態によりサンプル周期Ｔｓ、即ち制御周期Ｔｓｗを変えることにより、電流制御系の応答性を調整する。
　図４を参照して、比較例の周波数制御の一例について説明する。図４は、比較例の周波数制御について説明するための図である。図４の上段側から、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆと、電流検出値ＩＦＢＫとの各振幅と、スイッチング周波数ｆｓｗの時間変化が示されている。この比較例のスイッチング周波数ｆｓｗは、制御状態によらず固定値で維持されている。この比較例の制御周期Ｔｓｗとキャリア周波数は不変である。
　時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間に、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆが閾値Ｋ２よりも一時的に低下した場合について説明する。この状態は、交流電源の電圧の振幅が一時的に低下したことに相当する。時刻ｔ１に生じた交流電源の電圧の振幅（交流電圧ＶＡＣ＿Ｆ）が一時的に低下すると、これに応じて電流検出値ＩＦＢＫの増加が始まる。
　半導体スイッチ６Ｓの過電流による破損を未然に防ぐための過電流保護機能が知られている。比較例の過電流保護機能には、破損に至ることを抑制するために、単にシステムを停止させるものがある。電流検出値ＩＦＢＫが、この比較例の過電流保護機能が作動するレベルまで増加すると、過電流保護機能が作動することが生じ得る。過電流保護機能が作動して、システムが停止すると、システムの可用性が低下する。
　これに対して、本実施形態の制御部１０は、本実施形態の周波数制御を実施することにより、システムを停止することを抑制してシステムの可用性を高めている。
　図５を参照して、半導体スイッチ６Ｓの電流検出値ＩＦＢＫの大きさに基づいたキャリア周波数の切り替えについて説明する。図５は、実施形態の半導体スイッチ６Ｓの電流と発生損失との関係を説明するための図である。
　Ｋ１は、キャリア周波数をｆから２ｆに切り替える電流値（閾値）である。
　ＩＵＬは、半導体スイッチ６Ｓの電流の許容範囲の上限値である。
　ＰＳＷ１は、キャリア周波数ｆの時のスイッチング損失である。
　ＰＳＷ２は、キャリア周波数２ｆの時のスイッチング損失である。
　ＰＯＮは、定常状態の損失である。
　ＰＣ１は、ＰＳＷ１とＰＯＮの和である。
　ＰＣ２は、ＰＳＷ２とＰＯＮの和である。
　なお、ＰＣ１とＰＳＷ１は、電流検出値ＩＦＢＫが０から閾値Ｋ１までの範囲で変動する状況に適用される。ＰＣ２とＰＳＷ２は、電流検出値ＩＦＢＫが閾値Ｋ１を超えた場合に適用される。ＰＣ２とＰＳＷ２の適用が解除になる条件は、電流検出値ＩＦＢＫではなく、図示されない交流電圧ＶＡＣ＿Ｆの大きさが所定値以上になることにするとよい。換言すれば、電源側の交流電圧のディップが消えることを条件とするとよい。
　半導体スイッチ６Ｓの発生損失ＰＣは、スイッチング損失ＰＳＷと定常状態の損失ＰＯＮとに分けることができる。スイッチング損失ＰＳＷは、半導体スイッチ６Ｓの電流（コレクタ電流）と、キャリア周波数の積に比例する。
　電流の閾値Ｋ１を電流検出値ＩＦＢＫの判定に用いて、キャリア周波数ｆからキャリア周波数２ｆに切り替えることにより、電流値が閾値Ｋ１を超えた後にキャリア周波数２ｆを利用して制御する場合に、半導体スイッチ６Ｓに発生する損失の大きさが増加することがある。
　半導体スイッチ６Ｓの電流がその許容範囲内で変動する場合であれば、発生損失ＰＣ２がその許容限界（第１許容限界）を超えないように、半導体スイッチ６Ｓとその周辺を構成するとよい。上記の第１許容限界は、連続動作可能な条件の限界値であってもよく、これに代えて、短時間の動作が可能な限界値であってもよい。
　コンバータ６における電力損失は、定常損失（出力電流×飽和電圧）とスイッチング損失ＰＳＷの合成値であるから、周波数ｆ２モードの場合、周波数ｆ１モードに比べて半導体スイッチ６Ｓにおけるスイッチング損失が増加する。この電力損失の増加分を見込んだ放熱特性を有するように、半導体スイッチ６Ｓの冷却構造を設けるとよい。
　図６Ａから図８を参照して、実施形態の周波数制御について説明する。
　図６Ａと図６Ｂは、実施形態のキャリア信号と制御周期との関係について説明するための図である。図７は、実施形態の周波数制御のフローチャートである。図８は、実施形態の周波数制御について説明するための図である。
　例えば、図６Ａと図６Ｂに示すように、制御部１０は、スイッチング周波数を決定する動作モードとして周波数ｆ１モードと、周波数ｆ２モードの選択が可能である。各図の上段側からキャリア信号と、電流検出値ＩＦＢＫのサンプリングタイミングと、電圧基準Ｅ＿Ｒをそれぞれ示す。電流検出値ＩＦＢＫのサンプリングタイミングを白丸で示し、白丸を起点にする矢印が演算処理の期間を示す。所定のタイミングになるまで待機した後、黒丸のタイミングで電圧基準Ｅ＿Ｒが生成される。
　なお、図６Ａに示すキャリア信号は、周波数ｆ１モードに適用される。周波数ｆ１モードでは、周波数ｆ１のキャリア周波数ｆ１のキャリア信号を用いてＰＷＭ制御を行う。例えば、この周波数ｆ１モードは、平時に選択される動作モードである。この周波数ｆ１モードの制御周期とサンプリング間隔は、ｔｓになる。
　これに対して、図６Ｂに示すキャリア信号は、周波数ｆ２モードに適用される。周波数ｆ２モードでは、周波数ｆ１のキャリア周波数ｆ１よりも高い周波数ｆ２のキャリア信号を用いてＰＷＭ制御を行う。例えば、この周波数ｆ２モードは、過電流状態の検出時に選択される動作モードである。この周波数ｆ２モードの制御周期とサンプリング間隔は、（ｔｓ／２）になる。制御部１０は、所定のタイミングに、電力変換装置１の動作状態を識別して、必要により動作状態を切り替える。
　図７に、この周波数制御の手順の一例を示す。
　初期状態において制御部１０は、スイッチング周波数を決定する動作モードに対応付けられた動作モードフラグを、初期状態の周波数ｆ１モードに設定する（ステップＳ１）。周波数ｆ１モードでは、周波数ｆ１のキャリア周波数ｆ１のキャリア信号を用いたＰＷＭ制御が実行される。
　例えば、制御部１０は、前回サイクル（ｋ－１）の制御周期Ｔｓｗ（ｋ－１）から今回サイクル（ｋ）の制御周期Ｔｓｗ（ｋ）に切り替わるタイミングに動作モードフラグを参照して、今回サイクル（ｋ）に適した動作モードによる制御周期を開始する（ステップＳ２）。制御部１０は、これに同期させて、電流検出値ＩＦＢＫなどの各種検出値をサンプリングして取り込む（ステップＳ３）。制御部１０は、現在の動作モードフラグを識別して（ステップ３Ａ）、その結果による動作モードに対応する所定の演算処理を含む制御を実行する。
　動作モードフラグに基づいて周波数ｆ１モードが選択されている場合には、制御部１０は、電流検出値ＩＦＢＫが閾値Ｋ１以上になったか否かを識別する（ステップＳ４）。その結果によって、電流検出値ＩＦＢＫが閾値Ｋ１よりも小さい場合には、制御部１０は、動作モードフラグの値を維持して、周波数ｆ１モードの制御を継続させて、処理をステップＳ２に進める。これに対して、電流検出値ＩＦＢＫが閾値Ｋ１以上になった場合には、制御部１０は、動作モードフラグの値を周波数ｆ２モードに変更して（ステップＳ５）、処理をステップＳ２に進める。
　動作モードフラグに基づいて周波数ｆ２モードが選択されている場合には、制御部１０は、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆが閾値Ｋ２以上になったか否かを識別する（ステップＳ６）。その結果によって、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆが閾値Ｋ２よりも小さい場合には、制御部１０は、動作モードフラグの値を周波数ｆ１モードに変更して（ステップＳ７）、処理をステップＳ２に進める。これに対して、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆが閾値Ｋ２以上の場合には、制御部１０は、動作モードフラグの値を維持して、周波数ｆ２モードの制御を継続させて、処理をステップＳ２に進める。
　上記の手順により、制御部１０は、電流検出値ＩＦＢＫと交流電圧ＶＡＣ＿Ｆとに基づいて設定される動作モードフラグを用いて、周波数ｆ１モードと周波数ｆ２モードのうちの何れかの動作モードを実行することができる。
　図８を参照して、実施形態に係る周波数制御の一例について説明する。図８の上段側から、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆと、電流検出値ＩＦＢＫとの各振幅と、スイッチング周波数ｆｓｗの時間変化が示されている。この実施形態のスイッチング周波数ｆｓｗは、制御状態によって調整され、変更される。
　キャリア周波数をキャリア周波数ｆにして運転中（周波数ｆ１モード）に、時刻ｔ１１から時刻ｔ１３までの期間に、交流電圧ＶＡＣ＿Ｆが閾値Ｋ２よりも一時的に低下した場合について説明する。この状態は、交流電源の電圧の振幅が一時的に低下したことに相当する。
　時刻ｔ１１に生じた交流電源の電圧の振幅（交流電圧ＶＡＣ＿Ｆ）が一時的に低下すると、これに応じて電流検出値ＩＦＢＫの増加が始まる。
　時刻ｔ１２に、電流検出値ＩＦＢＫが閾値Ｋ１に達すると、制御部１０は、キャリア周波数を、キャリア周波数ｆからキャリア周波数２ｆに切り替える（周波数ｆ２モード）。このキャリア周波数の切り替えにより制御周波数ｆｓｗが、ｆｓｗ１からｆｓｗ２に切り替わる。その後、電流検出値ＩＦＢＫが減少の傾向を示す。
　時刻ｔ１３に、交流電源の電圧の振幅（交流電圧ＶＡＣ＿Ｆ）が回復して、閾値Ｋ２よりも高くなると、これに応じて、制御部１０は、キャリア周波数を、キャリア周波数２ｆからキャリア周波数ｆに切り替える。この段階になると、電流検出値ＩＦＢＫの大きさは減少している。
　また、上記の手順によれば、平時の動作モードを周波数ｆ１モードにすることで、平時のスイッチング損失を抑えることができる。これにより、平時のスイッチング素子の温度を比較的低い値に抑えることができることから、スイッチング素子の劣化予防、装置の小型化が可能になる。
　実施形態の制御部１０について説明する。図９は、実施形態の制御部１０のブロック図である。制御部１０は、例えば処理回路１００を備える。図９に示す処理回路１００は、ＣＰＵ１０１と、記憶部１０２と、駆動部１０３とを備える。ＣＰＵ１０１と、記憶部１０２と、駆動部１０３は、ＢＵＳで接続されている。処理回路１００は、制御部１０の一例である。ＣＰＵ１０１は、ソフトウェアプログラムに従い、所望の処理を実行するプロセッサを含む。記憶部１０２は、半導体メモリを含む。駆動部１０３は、ＣＰＵ１０１の制御に従い、各種信号を検出し、さらに電力変換装置１の主回路３の制御信号を生成する。
　実施形態において、ＣＰＵ１０１と駆動部１０３が実行する処理を纏めて、単に制御部１０の処理として説明する。例えば、制御部１０は、電圧センサ５Ｖ、９Ｖ、電流センサ９ｉなどの検出結果に基づいて、主回路３を制御する。
　上記の実施形態によれば、コンバータ６は、制御可能な半導体スイッチ６Ｓを含み、半導体スイッチ６Ｓのスイッチングによって交流電力を直流電力に変換する。制御部１０は、コンバータ６に流れる電流が半導体スイッチ６Ｓの動作許容範囲内に定められた閾値Ｋ１に比べて少ない第１状況の場合に第１周波数の周期Ｔｓｗで半導体スイッチ６Ｓをスイッチングさせて、コンバータ６に流れる電流が閾値Ｋ１に比べて多い第２状況が生じた場合に第１周波数ｆよりも高い第２周波数の周期Ｔｓｗで半導体スイッチ６Ｓをスイッチングさせる。これにより、電力変換装置１は、コンバータ６の半導体スイッチ６Ｓの過電流による運転停止を抑制できる。
　なお、第１状況が平時の状況であり、第２状況が閾値Ｋ１を超える電流が流れた半導体スイッチ６Ｓの過電流状態が生じた後の状況であってよい。
　コンバータ６は、第２周波数のキャリア信号を用いて半導体スイッチ６Ｓをスイッチングしたときに、半導体スイッチ６Ｓの電流が許容範囲内であれば、半導体スイッチ６Ｓが発する損失の許容値を超えないように形成されているとよい。
（実施形態の第１変形例）
　上記の実施形態では、半導体スイッチ６Ｓの電流検出値ＩＦＢＫの大きさに基づいたキャリア周波数の切り替えについて説明した。これに代えて、本変形例では、半導体スイッチ６Ｓの電流検出値ＩＦＢＫの変化率（変化の傾き）の大きさを、キャリア周波数を切り替える判定基準に利用する事例について説明する。
　制御部１０は、半導体スイッチ６Ｓの電流検出値ＩＦＢＫの変化率の大きさに基づいて、キャリア周波数を切り替える。例えば、電流検出値ＩＦＢＫの変化率が、正の値の所定値ＲＶＴＨ１を超えた場合に、周波数ｆ１モードから周波数ｆ２モードに切り替える。電流検出値ＩＦＢＫの変化率が、負の値をとり、その絶対値が所定値ＲＶＴＨ２よりも小さくなった場合に、周波数ｆ２モードから周波数ｆ１モードに切り替える。上記の電流検出値ＩＦＢＫの変化率の算出と、その判定を、電流検出値ＩＦＢＫの大きさに基づいた判定に代えて、キャリア信号生成部１３が実施するとよい。キャリア信号生成部１３は、電流検出値ＩＦＢＫの変化率に基づいた判定の結果を用いて、動作モード制御信号ＭＣＯＮＴを生成して出力するとよい。
　上記の変形例によれば、電流検出値ＩＦＢＫの変化率の大きさに基づいて、キャリア周波数の切り替えることができる。
（実施形態の第２変形例）
　上記の実施形態では、電流制御部１５の入力変数がスカラ値の場合について説明した。本変形例では、電流制御部１５の入力変数を回転子座標系（ＤＱ軸空間）のベクトルで示す事例について説明する。
　回転子座標系（ＤＱ軸空間）の変数として電流基準ＩＤ＿Ｒと、電圧制御部１４によって算出された電流基準ＩＱ＿Ｒと、電流検出ユニット１１によって算出された電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとＩＱ＿ｄｅｔが規定される。電流制御部１５は、電流基準ＩＤ＿Ｒと電流基準ＩＱ＿Ｒと、電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとＩＱ＿ｄｅｔと、基準位相θとに基づいて、交流の各相に対応する電圧基準ＥＵ＿Ｒ、ＥＶ＿Ｒ、ＥＷ＿Ｒをそれぞれ算出してもよい。なお、電流基準ＩＤ＿Ｒは、例えば予め定められた定数であってよい。
　例えば、電流制御部１５は、電流基準ＩＤ＿Ｒと電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとの偏差と、電流基準ＩＱ＿Ｒと電流検出値ＩＤ＿ｄｅｔとの偏差が、それぞれ０になるように、電圧基準ＶＤ＿Ｒと電圧基準ＶＱ＿Ｒとを算出する。電流制御部１５は、電圧基準ＶＤ＿Ｒと電圧基準ＶＱ＿Ｒを、基準位相θを用いて、Ｄ軸とＱ軸とを含む回転座標系から、ＵＶＷ相の各軸を含む静止座標系の電圧基準Ｅ＿Ｒに変換するとよい。
（第２の実施形態）
　図１等を参照して、第２の実施形態について説明する。第１の実施形態では、制御部１０を１つに纏めて構成する事例について説明した。本実施形態では、これに代えて、制御部１０を２つに分けて構成する場合について説明する。
　電力変換装置１Ａは、前述の制御部１０に代えて、例えば制御部１０Ａを備える。電力変換装置１Ａは、さらに制御部１０Ｂを備えていてもよい。制御部１０Ａは、第１制御部の一例である。制御部１０Ｂは、第２制御部の一例である。電力変換装置１Ａは、電力変換システムの一例である。
　例えば、制御部１０Ａは、例えば、制御部１０から減算器１２と、電圧制御部１４を除く範囲の各機能部を備える。これに対し制御部１０Ｂは、減算器１２と、電圧制御部１４とを備える。例えば、制御部１０Ｂは、コンバータ６の出力側の直流電圧を安定化するように制御する電圧制御部１４を備えて構成されているとよい。
　上記のように、制御部１０Ａと制御部１０Ｂに各機能部を夫々割り付けることにより、制御部１０Ａは、コンバータ６に流れる電流が前記半導体スイッチ６Ｓの動作許容範囲内に定められた閾値に比べて少ない第１状況の場合に第１周波数の周期でＩＧＢＴなどの半導体スイッチ６Ｓをスイッチングさせて、コンバータ６に流れる電流が前記閾値に比べて多い第２状況が生じた場合に第１周波数よりも高い第２周波数の周期で半導体スイッチ６Ｓをスイッチングさせる。このような電力変換装置１Ａは、第１の実施形態と同様の効果を奏する。
　さらに、電力変換装置１Ａは、制御部１０Ｂを備えることで、制御部１０Ｂが、コンバータ６に流れる電流値を規定する電流基準Ｉ＿Ｒを制御部１０Ａに供給することができる。
　本実施形態によれば、制御部１０Ａと制御部１０Ｂとを組み合わせることにより、制御部１０に相当する構成になる。
　以上に説明した少なくとも一つの実施形態によれば、電力変換装置は、コンバータ主回路と、制御部とを備える。前記コンバータ主回路は、制御可能な半導体スイッチを含み、前記半導体スイッチのスイッチングによって交流電力を直流電力に変換する。前記制御部は、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記半導体スイッチの動作許容範囲内に定められた閾値に比べて少ない第１状況の場合に第１周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせて、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記閾値に比べて多い第２状況が生じた場合に前記第１周波数よりも高い第２周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせる。これにより、電力変換装置は、半導体スイッチの過電流による運転停止を抑制できる。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
１、１Ａ　電力変換装置、２　負荷、３　主回路、４　変圧器、５　計器用変圧器、６　コンバータ（コンバータ主回路）、７　キャパシタ、８　インバータ、９Ｖ　電圧センサ、９ｉ　電流センサ、１０　制御部、１０Ａ　制御部（第１制御部）、１０Ｂ　制御部（第２制御部）、１１　電流検出ユニット、１３　キャリア信号生成部、１４　電圧制御部、１５　電流制御部、１６　ＰＷＭ制御部、１８　ＰＬＬ、１９　周波数制御部

Claims (9)

  1. 　制御可能な半導体スイッチを含み、前記半導体スイッチのスイッチングによって交流電力を直流電力に変換するコンバータ主回路と、
    　前記コンバータ主回路に流れる電流が前記半導体スイッチの動作許容範囲内に定められた閾値に比べて少ない第１状況の場合に第１周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせて、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記閾値に比べて多い第２状況が生じた場合に前記第１周波数よりも高い第２周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせる制御部と
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、
    　出力する電流値を規定する電流基準と、前記コンバータ主回路に流れる電流の検出値とを用いて、前記半導体スイッチのスイッチングを制御するための電圧基準を生成する電流制御部と、
    　前記第１周波数と前記第２周波数の何れかの周波数のキャリア信号を供給するキャリア信号生成部と、
    　前記電圧基準と前記キャリア信号とを用いたＰＷＭ制御によって前記半導体スイッチをスイッチングさせる信号を生成するＰＷＭ制御部と、
    　前記第２状況の場合に、電流制御の応答性を高めるように前記キャリア信号の周波数を指定する周波数制御部と
    　を備える請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記周波数制御部は、
    　前記半導体スイッチの電流の検出値に基づいて前記第１周波数から前記第２周波数への切り替えを決定する、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１状況が平時の状況であり、
    　前記第２状況が前記半導体スイッチの過電流状態が生じた後の状況である、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　前記コンバータ主回路は、
    　前記第２周波数のキャリア信号を用いて前記半導体スイッチをスイッチングしたときに、前記半導体スイッチの電流が許容範囲内であれば、前記半導体スイッチが発する損失の許容値を超えないように形成されている、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　制御可能な半導体スイッチを含み、前記半導体スイッチのスイッチングによって交流電力を直流電力に変換するコンバータ主回路と、
    　前記コンバータ主回路に流れる電流が前記半導体スイッチの動作許容範囲内に定められた閾値に比べて少ない第１状況の場合に第１周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせて、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記閾値に比べて多い第２状況が生じた場合に前記第１周波数よりも高い第２周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせる第１制御部と、
    　を備える電力変換システム。
  7. 　前記コンバータ主回路に流れる電流値を規定する電流基準を前記第１制御部に供給する第２制御部
    　をさらに備える請求項６に記載の電力変換システム。
  8. 　前記第２制御部は、
    　前記コンバータ主回路の出力側の直流電圧を安定化するように制御する
    　請求項７に記載の電力変換システム。
  9. 　制御可能な半導体スイッチを含むコンバータ主回路が、前記半導体スイッチのスイッチングによって交流電力を直流電力に変換するステップと、
    　前記コンバータ主回路に流れる電流が前記半導体スイッチの動作許容範囲内に定められた閾値に比べて少ない第１状況の場合に第１周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせて、前記コンバータ主回路に流れる電流が前記閾値に比べて多い第２状況が生じた場合に前記第１周波数よりも高い第２周波数の周期で前記半導体スイッチをスイッチングさせるステップと
    　を含む過電流保護方法。
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