JP2012253981A

JP2012253981A - ５レベル変換回路

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Publication number: JP2012253981A
Application number: JP2011126911A
Authority: JP
Inventors: Makoto Tanitsu; 誠谷津; 弘行 ▲桑▼原; Hiroyuki Kuwahara
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2011-06-07
Filing date: 2011-06-07
Publication date: 2012-12-20
Anticipated expiration: 2031-06-07
Also published as: JP5682459B2

Abstract

【課題】従来の５レベル変換回路では、必要な直流電源の数が４個必要で、また変換時に電流が通過する半導体素子数が４個となり、損失が大きく、装置が大型になる問題があった。
【解決手段】１相分の変換回路として、２個の直流単電源と、３個の半導体素子を直列接続した半導体アーム対と、１個のコンデンサ直列回路と、１個の交流スイッチを用いて、直流から交流への５レベル変換または交流から直流への５レベル変換を、電流が通過する半導体素子数を従来より減らして実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体電力変換装置の電力変換回路技術に関するもので、特に、５つの電圧レベルを選択して任意に変換する５レベル変換回路に関する。

図６に、従来の技術を用いた５レベル変換回路の１相分を示す。図６において、直流単電源ｂ１１〜ｂ２２が直列に接続された直流組電源ＢＡ２の正極と負極の間には、半導体スイッチＱ１〜Ｑ８の直列回路が接続され、半導体スイッチＱ４とＱ５との接続点が交流出力Ｕとなり、リアクトルＬ３を介して交流端子Ｕｏに接続される。また、半導体スイッチＱ１とＱ２との接続点及びＱ５とＱ６との接続点との間には、ダイオードＤ１とＤ４とを直列接続したダイオードアーム対ＤＡ１の外側端子が、そのダイオードアーム対ＤＡ１の中点端子は直流単電源ｂ１１とｂ１２の接続点に、各々接続される。同様に、半導体スイッチＱ２とＱ３との接続点及びＱ６とＱ７との接続点との間にはダイオードＤ２とＤ５とを直列接続したダイオードアーム対ＤＡ２の外側端子が、そのダイオードアーム対ＤＡ２の中点端子には直流単電源ｂ１２とｂ２１との接続点が、半導体スイッチＱ３とＱ４の接続点及びＱ７とＱ８の接続点との間にはダイオードＤ３とＤ６とを直列接続したダイオードアーム対ＤＡ３の外側端子が、そのダイオードアーム対ＤＡ３の中点端子には直流単電源ｂ２１とｂ２２との接続点が、各々接続される。また、交流端子ＵｏにはコンデンサＣ３が接続され、リアクトルＬ３とコンデンサＣ３による交流出力フィルタが形成され、半導体スイッチＱ１〜Ｑ８のスイッチングによる階段状波形を正弦波状の波形に整形している。

この様な回路構成において、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４をオン、Ｑ５〜Ｑ８をオフにすると、交流出力Ｕには＋２Ｅの電圧が、半導体スイッチＱ２〜Ｑ５をオン、Ｑ６〜Ｑ８及びＱ１をオフとすると、交流出力Ｕには＋１Ｅの電圧が、半導体スイッチＱ３〜Ｑ６をオン、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ１、Ｑ２をオフとすると、交流出力Ｕにはゼロ電圧が、半導体スイッチＱ４〜Ｑ７をオン、Ｑ１〜Ｑ３及びＱ８をオフとすると、交流出力Ｕには−１Ｅの電圧が、半導体スイッチＱ５〜Ｑ８をオン、Ｑ１〜Ｑ４をオフとすると、交流出力Ｕには−２Ｅの電圧が、各々出力される。この様に、各半導体スイッチＱ１〜Ｑ８のオンオフを調節することにより、交流出力Ｕには、５レベルの電圧が出力可能となる。この回路は直流から交流に変換するインバ−タ動作だけでなく交流から直流に変換する整流器動作においても適用可能である。図６の回路の詳細な動作については、特許文献１に開示されている。

特開２００６−２７１０４２号公報

上述のように、図６に示す従来回路においては、直流組電源ＢＡ２から交流出力Ｕの間で出力電流が通過する半導体スイッチの数が最大４個となる。そのため、半導体スイッチにおける定常オン損失が大きくなり、装置全体の効率低下を招き、小形・低価格化が困難となる問題がある。
また、図６に示すような一般的な５レベル変換回路においては、交流出力Ｕから出力される電圧・電流が正負対称な交流波形の場合においても直流単電源ｂ１１とｂ１２の分担する電力は原理的に同じとならないため、各々独立した直流電源を必要とする。ｂ２１とｂ２２についても同様である。そのため、入力となる直流組電源ＢＡ２には、独立に電力を供給できる４つの単電源が必要となり、装置を製作する上で大きな制約となってしまう。この直流電源のアンバランスの問題については、例えばＩＥＥＥ−ＰＥＳＣ‘９５のカンファレンスレコ−ドpp1144〜1150の「A multi-level voltage-source converter system with balanced DC voltage」に紹介されている。
従って、本発明の課題は、従来に比べ出力電流が通過する半導体スイッチの数を減らし発生損失を低減でき、さらに直流入力電源として２つの単電源で動作可能な５レベル変換回路を提供することである。

上述の課題を解決するために、第１の発明においては、２つに分割された３つの端子を備え、ゼロを含む互いに異なる３つの電圧レベルを持つ直流電源から５つの電圧レベルを生成し、その５つの電圧レベルを任意に選択可能な５レベル変換回路において、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチアームを２つ直列接続した第１、第２及び第３のアーム対と、半導体デバイスを組み合わせて構成される交流スイッチとを備え、前記直流電源の電位が最も高い第１直流端子と中間電位となる第２直流端子との間には前記第１アーム対を、前記第２直流端子と電位が最も低い第３直流端子との間には前記第２アーム対を、前記第１アーム対の中点端子と前記第２アーム対の中点端子との間には各々第１のリアクトル及び第２のリアクトルを介して前記第３アーム対を、この第３アーム対と並列に２つのコンデンサを直列接続した直列コンデンサ回路を、この直列コンデンサ回路の中間接続点と前記第３アーム対の中間端子との間に前記交流スイッチを、第３アーム対の中間端子にフィルタコンデンサを、各々接続すると共に、前記第３アーム対の中間端子を交流出力端子とする回路構成で、前記第１及び第２のリアクトルは前記直流電源から前記第１アーム対、前記直列コンデンサ回路及び前記第２アーム対を介して流れる直列コンデンサ回路への突入電流成分を抑制する機能と、前記フィルタコンデンサと前記５レベル変換回路出力の高調波を低減する交流フィルタを形成する機能とを兼ね備える。

第２の発明においては、交流電源から、２つに分割された３つの端子を備え、ゼロを含む互いに異なる３つの電圧レベルを持つ直流電源を作り出す５レベル変換回路において、ダイオードアームを２つ直列接続して構成される第１及び第２のアーム対と、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチアームを２つ直列接続して構成される第３のアーム対と、半導体デバイスを組み合わせて構成される交流スイッチとを備え、前記直流電源の電位が最も高い第１直流端子と中間電位となる第２直流端子との間には前記第１アーム対を、前記第２直流端子と電位が最も低い第３直流端子との間には前記第２アーム対を、前記第１アーム対の中点端子と前記第２アーム対の中点端子との間には各々第１のリアクトル及び第２のリアクトルを介して前記第３アーム対を、この第３アーム対と並列に２つのコンデンサを直列接続した直列コンデンサ回路を、この直列コンデンサ回路の中間接続点と前記第３アーム対の中間端子との間に前記交流スイッチを、前記第３アーム対の中間端子に交流電源を、各々接続し、前記第３アーム対と前記交流スイッチをオンオフ制御することにより、前記交流電源から直流を得る高力率整流回路として動作する。

第３の発明においては、交流電源から、２つに分割された３つの端子を備え、ゼロを含む互いに異なる３つの電圧レベルを持つ直流電源を作り出す５レベル変換回路において、ダイオードアームとダイオードを逆並列接続した半導体スイッチアームとをこの順序で直列接続した第１のアーム対と、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチアームとダイオードアームとをこの順序で直列接続した第２のアーム対と、ダイオードアームを２つ直列接続した第３のアーム対と、半導体デバイスを組み合わせて構成される交流スイッチと、を備え、前記直流電源の電位が最も高い第１直流端子と中間電位となる第２直流端子との間には前記第１アーム対を、前記第２直流端子と電位が最も低い第３直流端子との間には前記第２アーム対を、前記第１アーム対の中点端子と前記第２アーム対の中点端子との間には各々第１のリアクトル及び第２のリアクトルを介して前記第３アーム対を、この第３アーム対と並列に２つのコンデンサを直列接続した直列コンデンサ回路を、この直列コンデンサ回路の中間接続点と前記第３アーム対の中間端子との間に前記交流スイッチを、前記第３アーム対の中間端子に交流電源を、各々接続し、前記第１及び第２アーム対の半導体スイッチと前記交流スイッチをオンオフ制御することにより、前記交流電源から直流を得る高力率整流回路として動作する。

第４の発明においては、第１〜第３の発明における交流スイッチを、半導体デバイスからなるアームを逆直列に接続して構成する。
第５の発明においては、第１〜第３の発明における交流スイッチを、逆耐圧のある半導体デバイスを逆並列接続して構成する。

本発明では、直流電源として２個の単電源の直列回路を用い、この直流電源と交流（出力または入力）端子Ｕｏの間を電流が通過する半導体スイッチの数が最大３個となり、損失を低減することができる。結果として、装置の高効率化・低価格化・小形化が可能となる。さらに直流電源を単電源２つの組合せとすることができるため、従来の５レベル変換回路より緩和された一般的な３レベル変換回路と同等な直流電源の条件にする事ができる。

本発明の第１の実施例を示す回路図（１相分）である。本発明の第１の実施例の変形例を示す回路図（１相分）である。本発明の第２の実施例を示す回路図（１相分）である。本発明の第３の実施例を示す回路図（１相分）である。本発明の第１の実施例の動作波形図である。従来の５レベル変換回路図（１相分）である。

本発明の要点は、１相分の変換回路として、２個の直流単電源と、３個の半導体素子を直列接続した半導体アーム対と、１個のコンデンサ直列回路と、１個の交流スイッチを用いて、直流から交流への５レベル変換または交流から直流への５レベル変換を、電流が通過する半導体素子数を従来より減らして実現している点である。

図１に、本発明の第１の実施例を示す。図１において、各々が２Ｅの電圧を持つ直流単電源ｂ１とｂ２が直列に接続された直流組電源ＢＡ１の正極と中間端子の間には、半導体スイッチＱ９、Ｑ１０を直列接続してなるアーム対ＱＡ１の外側端子が、ＢＡ１の中間端子と負極の間には、半導体スイッチＱ１１、Ｑ１２を直列接続してなるアーム対ＱＡ２の外側端子が、各々接続される。また、アーム対ＱＡ１とＱＡ２の各中点端子間には、リアクトルＬ１及びＬ２を介し半導体スイッチＱ１３、Ｑ１４を直列接続してなるアーム対ＱＡ３の外側端子が接続され、このアーム対ＱＡ３の中点端子はフィルタコンデンサＣ３が接続されると共に交流端子Ｕｏとなる。
さらに、アーム対ＱＡ３の外側端子間と並列にコンデンサＣ１、Ｃ２からなる直列コンデンサ回路ＣＡ１が接続され、このコンデンサＣ１とＣ２の中間接続点とアーム対ＱＡ３の中点端子との間には、半導体スイッチＱ１５とＱ１６を逆直列接続した交流スイッチＳＷ１が接続される。

この様な回路構成において、半導体スイッチＱ９、Ｑ１３をオン、Ｑ１０、Ｑ１４及びＳＷ１のＱ１６をオフさせると交流端子Ｕｏには＋２Ｅの電圧が平滑された電圧が出力され、この時出力電流が通過する半導体スイッチはＱ９、Ｑ１３の２個となる。さらに、この時Ｑ１２をオフ、Ｑ１１をオンしておくことで、アーム対ＱＡ１〜ＱＡ３のなかでオフしている半導体スイッチにかかる電圧は最大２Ｅでクランプされ、同様にオフしている交流スイッチＳＷ１のＱ１６にかかる電圧はコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１にクランプされる。また、この時Ｑ９及びＱ１１がオンしているため、直列コンデンサ回路ＣＡ１の電圧は単電源ｂ１の電圧と同じ２Ｅに保たれる。

その状態から次に交流スイッチＳＷ１を全オン、Ｑ１３をオフさせると交流端子ＵｏにはコンデンサＣ２の電圧（＋ＶＣ２）が出力され、この時出力電流が通過する半導体スイッチはＱ９、Ｑ１５、Ｑ１６またはＱ１１、Ｑ１５、Ｑ１６の３個となる。この時、アーム対ＱＡ１〜ＱＡ３の中でオフしている半導体スイッチにかかる電圧は最大２Ｅでクランプされる。

次に、Ｑ１０、Ｑ１３をオンまたはＱ１１、Ｑ１４をオン、Ｑ９、Ｑ１２及びＳＷ１をオフさせると交流端子Ｕｏにはゼロ電圧が出力される。この時出力電流が通過する半導体スイッチはＱ１０、Ｑ１３またはＱ１１、Ｑ１４の２個となる。また、アーム対ＱＡ１〜ＱＡ３の中でオフしている半導体スイッチにかかる電圧は最大２Ｅでクランプされ、同様に交流スイッチＳＷ１にかかる電圧はコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１またはＣ２の電圧ＶＣ２にクランプされる。

半導体スイッチＱ１２、Ｑ１４をオン、Ｑ１１、Ｑ１３及びＳＷ１をオフさせると交流端子Ｕｏには−２Ｅの電圧を平滑した電圧が出力される。この時出力電流が通過する半導体スイッチはＱ１２、Ｑ１４の２個となる。さらにこの時Ｑ９をオフ、Ｑ１０をオンしておくことで、アーム対ＱＡ１〜ＱＡ３の中でオフしている半導体スイッチにかかる電圧は最大２Ｅにクランプされる。同様にオフしている交流スイッチＳＷ１のＱ１５にかかる電圧はコンデンサＣ２の電圧（ＶＣ２）にクランプされる。また、この時Ｑ１０及びＱ１２がオンしているため、直列コンデンサ回路ＣＡ１の電圧は直流単電源ｂ２の電圧と同じ２Ｅに保たれる。

その状態から次に交流スイッチＳＷ１をオン、Ｑ１４をオフさせると交流端子ＵｏにはコンデンサＣ１の電圧（−ＶＣ１）が出力され、この時出力電流が通過する半導体スイッチはＱ１５、Ｑ１６、Ｑ１２またはＱ１５、Ｑ１６、Ｑ１０の３個となる。この時、アーム対ＱＡ１〜ＱＡ３の中でオフしている半導体スイッチにかかる電圧は最大２Ｅでクランプされる。

上記の一連の動作により、交流端子Ｕｏには、＋２Ｅ、＋ＶＣ２、０、−ＶＣ１、−２Ｅの５つのレベルの電圧を平滑した電圧出力が可能となる。この時の各半導体スイッチＱ９〜Ｑ１４、Ｑ１５、Ｑ１６のオンオフパタ−ン及び交流端子Ｕｏの電圧波形を図５に示す。この時、コンデンサＣ１及びＣ２の容量が同じで、各半導体スイッチＱ９とＱ１２、Ｑ１０とＱ１１、Ｑ５とＱ６、Ｑ１５とＱ１６の動作が図５に示す様に正負の期間で対称の時、交流端子Ｕｏの電圧は正負対称となり交流出力電流も正負対称となるため、コンデンサＣ１とＣ２の各電圧ＶＣ１、ＶＣ２は平均的には同じ電圧で１Ｅとなり、上記交流端子Ｕｏの電圧は、＋２Ｅ、＋ＶＣ２＝＋１Ｅ、０、−ＶＣ１＝−１Ｅ、−２Ｅを平滑した正弦波状の電圧となる。

また半導体スイッチＱ９、Ｑ１１がオン、Ｑ１０、Ｑ１２がオフの時、直列コンデンサ回路ＣＡ１はＱ９→リアクトルＬ１→ＣＡ１→リアクトルＬ２→Ｑ１１の経路で直流単電源ｂ１にクランプされる。逆にＱ１０、Ｑ１２がオン、Ｑ９、Ｑ１１がオフの時は、Ｑ１０→Ｌ１→ＣＡ１→Ｌ２→Ｑ１２の経路で直流単電源ｂ２にクランプされる。ここで、直流単電源ｂ１とｂ２に電位差が生じている場合、直列コンデンサ回路ＣＡ１のクランプ先がｂ１からｂ２または逆のｂ２からｂ１に切り替わるタイミングでＣＡ１に突入電流が流れようとするが、Ｌ１及びＬ２の電流抑制効果により突入電流は抑制される。

さらに、例えばＱ９、Ｑ１１、Ｑ１３がオンで交流端子Ｕｏに＋２Ｅの電圧を平滑した電圧が出力されている時、出力電流の経路は直流組電源ＢＡ１の中間端子を基点に考えると、ｂ１→Ｑ９→Ｌ１→Ｑ１３→Ｃ３を通る第１の経路と、Ｑ１１→Ｌ２→Ｃ２→Ｃ１→Ｑ１３→Ｃ３を通る第２の経路の２通りがある。第１の経路ではＬ１、Ｃ３によるＬＣフィルタ回路が構成され、第２の経路ではＬ２、Ｃ３によるＬＣフィルタ回路が構成される。交流端子Ｕｏの電圧が＋１Ｅ、０、−１Ｅ、−２Ｅの電圧を平滑した電圧の場合においても同様に２つの電流経路が存在し、何れもＬ１、Ｌ２によるＬＣフィルタ回路が構成される。ここで、Ｌ１とＬ２のインダクタンス値を同じ値のＬmに選んだ場合の等価的な交流出力ＬＣフィルタとしてのカットオフ周波数ωは、
ω＝１／√（（Ｌm／２）・Ｃ３）となる。
ここで、ＬmとＣ３の値を適切に選択する事で、交流端子Ｕｏの電圧は図５に示す階段状の波形から連続的な正弦波状の波形に波形整形され、Ｌ１とＬ２はインバ−タ用出力ＬＣフィルタのリアクトルの機能も兼ね備えることができる。
この図１の変換回路は、直流から交流に変換するインバ−タ動作だけでなく交流から直流に変換する整流器動作においても各半導体スイッチＱ９〜Ｑ１４、Ｑ１５、Ｑ１６のオンオフを制御することで、入力となる交流側電流を制御可能である。

図２は、ＳＷ１の代わりに逆阻止形ＩＧＢＴＱ２１とＱ２２を逆並列接続して構成した交流スイッチＳＷ２を用いた実施例である。動作は、図１と同様である。図１のＱ１５をオンさせる代わりに図２のＱ２１を、Ｑ１６をオンさせる代わりにＱ２２をオンさせる他は、図１と同じ動作となる。
ただし，ＳＷ１に出力電流が通過する場合において，図１の回路では，Ｑ１５、Ｑ１６の各々半導体スイッチ２個分を通過するのに対し，図２のＳＷ２においてはＱ２１またはＱ２２の何れか1個しか通過しないため，５レベルインバータ全体として出力電流が通過する半導体スイッチ（逆阻止形ＩＧＢＴを含む）が最大３個から２個に減少する。この結果、さらなる高効率化が可能となる。

図３に、本発明の第２の実施例を示す。図２との相違点は、半導体スイッチＱ９〜Ｑ１２がダイオードＤ９〜Ｄ１２に各々変更され、交流端子Ｕｏには外部交流電源が接続されている点である。
この様な回路構成において、外部交流電源の電圧が正極性かつその振幅がコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２より小さい時、Ｑ１４及びＱ２２をオン、Ｑ１３及びＱ２１をオフさせると、外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｑ１４→Ｌ２→Ｄ１１→ＢＡ１の中点端子Ｍ、の経路で短絡電流が流れ、外部交流電源１のエネルギーがリアクトルＬ２に蓄積される。この状態からＱ１４をオフすると、電流は外部交流電源１→Ｑ２２→Ｃ２→Ｌ２→Ｄ１１→ＢＡ１の中点端子Ｍの経路に転流し、リアクトルＬ２に蓄えられていたエネルギーはコンデンサＣ２に放出される。ここで、コンデンサＣ２の電圧上昇により直列コンデンサ回路ＣＡ１全体の電圧も上昇するため、電流は外部交流電源１→Ｑ２２→Ｃ１→Ｌ１→Ｄ９→ｂ１→ＢＡ１の中点端子Ｍの経路にも分流し、最終的にエネルギーは直流電源の単電源ｂ１に充電される。ここで、半導体スイッチＱ１４のオンオフの比率を制御することで入力となる交流電流の制御が可能となる。

次に外部交流電源の電圧が正極性かつその振幅がコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２より大きい時、Ｑ２２をオン、Ｑ１３、Ｑ１４、Ｑ２１をオフさせると、外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｑ２２→Ｃ２→Ｌ２→Ｄ１１→ＢＡ１の中点端子Ｍの経路と、外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｑ２２→Ｃ１→Ｌ１→Ｄ９→ｂ１→ＢＡ１の中点端子Ｍの２つの経路で短絡電流が流れ、エネルギーがリアクトルＬ１及びＬ２に蓄えられる。この状態から半導体スイッチＱ２２をオフすると、電流は外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｑ１３→ＣＡ１（Ｃ１、Ｃ２）→L２→D１１→ＢＡ１中点端子Ｍの経路と、外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｑ１３→Ｌ１→Ｄ９→ｂ１→ＢＡ１の中点端子Ｍの２つの経路で電流が流れ、リアクトルＬ１とＬ２に蓄えられていたエネルギーは直列コンデンサ回路ＣＡ１を介し最終的には直流電源の単電源ｂ１に充電される。ここで、半導体スイッチＱ２２のオンオフの比率を制御することで入力となる交流電流の制御が可能となる。
これら、外部交流電源が正極性の期間においては、入力となる交流電流を制御しながら、直流単電源ｂ１の充電が可能となる。

外部交流電源１の電圧が負極性の時についても、回路の対象性から正極性の時と同様の動作が可能となり、交流電流を制御しながら、直流単電源ｂ２の充電が可能となる。また、外部交流電源１の電圧が正極性の時は、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が増加し、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は減少するが、外部交流電源１が負極性の時にはその逆の動作となるため、一周期を平均すると動作の対称性からＶＣ１＝ＶＣ２＝＋１Eとなる。

図４に、本発明の第３の実施例を示す。図２との相違点は、半導体スイッチＱ９、Ｑ１２〜Ｑ１４がダイオードＤ９、Ｄ１２〜Ｄ１４に各々変更され、交流端子Ｕｏには外部交流電源１が接続されている点である。
この様な回路構成において、外部交流電源の電圧が正極性かつその振幅が+１Ｅより小さい時、Ｑ１０をオン、Ｑ１１、Ｑ２１及びＱ２２をオフさせると、外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｄ１３→Ｌ１→Ｑ１０→ＢＡ１の中点端子Ｍ、の経路で短絡電流が流れ、外部交流電源のエネルギーがリアクトルＬ１に蓄積される。この状態から半導体スイッチＱ１０をオフ、Ｑ２２をオンすると、電流は外部交流電源１→Ｑ２２→Ｃ１→Ｌ１→Ｄ９→ｂ１→ＢＡ１の中点端子Ｍの経路に転流し、リアクトルＬ１に蓄えられていたエネルギーはコンデンサＣ１の放電に伴い、直流単電源ｂ１に充電される。ここで、半導体スイッチＱ１０とＱ２２のオンオフの比率を制御することで入力となる交流電流の制御が可能となる。

次に外部交流電源の電圧が正極性かつその振幅がコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２より大きい時、Ｑ２２をオン、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ２１をオフさせると、外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｑ２２→Ｃ２→Ｌ２→Ｑ１１→ＢＡ１の中点端子Ｍの経路と、外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｑ２２→Ｃ１→Ｌ１→Ｄ９→ｂ１→ＢＡ１の経路の２つの経路で短絡電流が流れ、エネルギーがリアクトルＬ１及びＬ２に蓄えられる。この状態から半導体スイッチＱ２２をオフすると、電流は外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｄ１３→ＣＡ１（Ｃ１、Ｃ２）→L２→Ｑ１１→ＢＡ１の中点端子Ｍの経路と、外部交流電源１→交流端子Ｕｏ→Ｄ１３→Ｌ１→Ｄ９→ｂ１→ＢＡ１の中点端子Ｍの経路の２つの経路で電流が流れ、リアクトルＬ１とＬ２に蓄えられていたエネルギーは直列コンデンサ回路ＣＡ１を介して最終的には直流単電源ｂ１に充電される。ここで、Ｑ２２のオンオフの比率を制御することで入力となる交流電流の制御が可能となる。
これら、外部交流１が正極性の期間においては、入力となる交流電流を制御しながら、直流単電源ｂ１の充電が可能となる。

外部交流電源１の電圧が負極性の時には、回路の対象性から正極性の時と同様の動作が可能となり、交流電流を制御しながら、直流単電源ｂ２の充電が可能となる。また、外部交流電源の電圧が正極性の時は、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２は増加し、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１は減少するが、外部交流電源が負極性の時にはその逆の動作となるため、一周期を平均すると動作の対称性からＶＣ１＝ＶＣ２＝＋１Eとなる。

本発明は、５レベル変換回路を用いて少ない個数の直流電源から高電圧の交流を作り出す直流−交流変換回路と、交流−直流変換回路の提案である。大容量の無停電電源装置（ＵＰＳ）や電動機駆動用インバータなどへの適用が可能である。

Ｑ１〜Ｑ１６・・・スイッチング素子
Ｑ２１、Ｑ２２・・・スイッチング素子（逆阻止形）
ＱＡ１、ＱＡ２、ＱＡ３・・・アーム対
ＱＡ４、ＱＡ５・・・アーム対
Ｄ１〜Ｄ６、Ｄ９〜Ｄ１４・・・ダイオード
ｂ１、ｂ２、ｂ１１、ｂ１２、ｂ２１、ｂ２２・・・直流単電源
ＢＡ１、ＢＡ２・・・直流組電源１・・・交流電源
ＤＡ１〜ＤＡ６・・・ダイオードアーム対
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３・・・リアクトルＣ１〜Ｃ３・・・コンデンサ
ＣＡ１・・・直列コンデンサ回路
ＳＷ１、ＳＷ２・・・交流スイッチ

Claims

２つに分割された３つの端子を備え、ゼロを含む互いに異なる３つの電圧レベルを持つ直流電源から５つの電圧レベルを生成し、その５つの電圧レベルを任意に選択可能な５レベル変換回路において、
ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチアームを２つ直列接続した第１、第２及び第３のアーム対と、半導体デバイスを組み合わせて構成される交流スイッチとを備え、前記直流電源の電位が最も高い第１直流端子と中間電位となる第２直流端子との間には前記第１アーム対を、前記第２直流端子と電位が最も低い第３直流端子との間には前記第２アーム対を、前記第１アーム対の中点端子と前記第２アーム対の中点端子との間には各々第１のリアクトル及び第２のリアクトルを介して前記第３アーム対を、この第３アーム対と並列に２つのコンデンサを直列接続した直列コンデンサ回路を、この直列コンデンサ回路の中間接続点と前記第３アーム対の中間端子との間に前記交流スイッチを、第３アーム対の中間端子にフィルタコンデンサを、各々接続すると共に、前記第３アーム対の中間端子を交流出力端子とする回路構成で、
前記第１及び第２のリアクトルは前記直流電源から前記第１アーム対、前記直列コンデンサ回路及び前記第２アーム対を介して流れる直列コンデンサ回路への突入電流成分を抑制する機能と、前記フィルタコンデンサと前記５レベル変換回路出力の高調波を低減する交流フィルタを形成する機能とを兼ね備えたことを特徴とする５レベル変換回路。
交流電源から、２つに分割された３つの端子を備え、ゼロを含む互いに異なる３つの電圧レベルを持つ直流電源を作り出す５レベル変換回路において、
ダイオードアームを２つ直列接続して構成される第１及び第２のアーム対と、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチアームを２つ直列接続して構成される第３のアーム対と、半導体デバイスを組み合わせて構成される交流スイッチとを備え、前記直流電源の電位が最も高い第１直流端子と中間電位となる第２直流端子との間には前記第１アーム対を、前記第２直流端子と電位が最も低い第３直流端子との間には前記第２アーム対を、前記第１アーム対の中点端子と前記第２アーム対の中点端子との間には各々第１のリアクトル及び第２のリアクトルを介して前記第３アーム対を、この第３アーム対と並列に２つのコンデンサを直列接続した直列コンデンサ回路を、この直列コンデンサ回路の中間接続点と前記第３アーム対の中間端子との間に前記交流スイッチを、前記第３アーム対の中間端子に交流電源を、各々接続し、前記第３アーム対と前記交流スイッチをオンオフ制御することにより、前記交流電源から直流を得る高力率整流回路として動作することを特徴とする５レベル変換回路。
交流電源から、２つに分割された３つの端子を備え、ゼロを含む互いに異なる３つの電圧レベルを持つ直流電源を作り出す５レベル変換回路において、
ダイオードアームとダイオードを逆並列接続した半導体スイッチアームとをこの順序で直列接続した第１のアーム対と、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチアームとダイオードアームとをこの順序で直列接続した第２のアーム対と、ダイオードアームを２つ直列接続した第３のアーム対と、半導体デバイスを組み合わせて構成される交流スイッチとを備え、前記直流電源の電位が最も高い第１直流端子と中間電位となる第２直流端子との間には前記第１アーム対を、前記第２直流端子と電位が最も低い第３直流端子との間には前記第２アーム対を、前記第１アーム対の中点端子と前記第２アーム対の中点端子との間には各々第１のリアクトル及び第２のリアクトルを介して前記第３アーム対を、この第３アーム対と並列に２つのコンデンサを直列接続した直列コンデンサ回路を、この直列コンデンサ回路の中間接続点と前記第３アーム対の中間端子との間に前記交流スイッチを、前記第３アーム対の中間端子に交流電源を、各々接続し、前記第１及び第２アーム対の半導体スイッチと前記交流スイッチをオンオフ制御することにより、前記交流電源から直流を得る高力率整流回路として動作することを特徴とする５レベル変換回路。
前記交流スイッチを、半導体デバイスからなるアームを逆直列に接続して構成することを特徴とする請求項１〜３に記載の５レベル変換回路。
前記交流スイッチを、逆耐圧のある半導体デバイスを逆並列接続して構成することを特徴とする請求項１〜３に記載の５レベル変換回路。