JPH0649075Y2 - アクテイブフイルタの制御装置 - Google Patents
アクテイブフイルタの制御装置Info
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- JPH0649075Y2 JPH0649075Y2 JP14956388U JP14956388U JPH0649075Y2 JP H0649075 Y2 JPH0649075 Y2 JP H0649075Y2 JP 14956388 U JP14956388 U JP 14956388U JP 14956388 U JP14956388 U JP 14956388U JP H0649075 Y2 JPH0649075 Y2 JP H0649075Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は電源系統の負荷設備に並列に接続され負荷に流
入する高調波電流を電源系統へ補償するアクテイブフイ
ルタの改良に関するものである。
入する高調波電流を電源系統へ補償するアクテイブフイ
ルタの改良に関するものである。
高速スイッチング素子で構成される三相PWMコンバー
タ、該三相PWMコンバータの交流側に直列に電源系統に
接続される交流リアクトル、前記三相PWMコンバータの
直流端子間に接続される直流コンデンサ等を基本構成と
する高調波補償装置は、昭和61年８月に日本自動車制御
協会発行の「システム制御」Vol.30,No.8に掲載された
「電力用アクテイブフイルタの原理と制御法」等でも解
説されている通り公知である。これを第２図に示す。
タ、該三相PWMコンバータの交流側に直列に電源系統に
接続される交流リアクトル、前記三相PWMコンバータの
直流端子間に接続される直流コンデンサ等を基本構成と
する高調波補償装置は、昭和61年８月に日本自動車制御
協会発行の「システム制御」Vol.30,No.8に掲載された
「電力用アクテイブフイルタの原理と制御法」等でも解
説されている通り公知である。これを第２図に示す。
第２図において、三相交流系統電源１はサイリスタレオ
ナード装置等の負荷２に電力を供給しており、系統ライ
ンには高調波電流が流れる。この系統ラインに交流側の
各相に交流リアクトル３を直列に挿入して三相PWMコン
バータ４が接続され、三相PWMコンバータ４の直流側に
は直流コンデンサ５が接続されている。
ナード装置等の負荷２に電力を供給しており、系統ライ
ンには高調波電流が流れる。この系統ラインに交流側の
各相に交流リアクトル３を直列に挿入して三相PWMコン
バータ４が接続され、三相PWMコンバータ４の直流側に
は直流コンデンサ５が接続されている。
三相PWMコンバータ４はオン，オフ可能なスイッチング
素子S1〜S6およびダイオードD1〜D6から構成され、各ス
イッチング素子S1〜S6はそれぞれダイオードD1〜D6と並
列接続された上、三相ブリッジ回路として接続され、第
３図に示す如き制御装置で生成されるトリガ信号VGによ
りスイッチング素子S1〜S6がオン，オフされて高調波補
償を行うものである。
素子S1〜S6およびダイオードD1〜D6から構成され、各ス
イッチング素子S1〜S6はそれぞれダイオードD1〜D6と並
列接続された上、三相ブリッジ回路として接続され、第
３図に示す如き制御装置で生成されるトリガ信号VGによ
りスイッチング素子S1〜S6がオン，オフされて高調波補
償を行うものである。
なお、三相PWMコンバータ４の交流側に直列に挿入され
た交流リアクトル３は、三相PWMコンバータ４の電流の
立ち上りを制限するためのものであり、直流側に接続さ
れた直流コンデンサ５は、三相PWMコンバータ４の直流
側の電圧を安定化させるためのものであって、通常は三
相交流系統電源１の２倍程度の電圧に充電される。
た交流リアクトル３は、三相PWMコンバータ４の電流の
立ち上りを制限するためのものであり、直流側に接続さ
れた直流コンデンサ５は、三相PWMコンバータ４の直流
側の電圧を安定化させるためのものであって、通常は三
相交流系統電源１の２倍程度の電圧に充電される。
すなわち、アクテイブフイルタは、三相PWMコンバータ
4,交流リアクトル3,直流コンデンサ５および三相PWMコ
ンバータ４のスイッチング素子をオン，オフするための
第３図に示した如き制御装置から構成されている。
4,交流リアクトル3,直流コンデンサ５および三相PWMコ
ンバータ４のスイッチング素子をオン，オフするための
第３図に示した如き制御装置から構成されている。
ここで、負荷２に流入する負荷電流をiLU，iLV，iLWと
し、高調波補償装置に流入する電流をiU，iV，iWとする
と、三相交流系統電源１には負荷電流および補償電流を
それぞれの相でベクトル的に加算した電流（iLU＋
iU），（iLV＋iV），iLW＋iW）が流れる。従って、高調
波補償装置に流入する補償電流iU，iV，iWはそれぞれ負
荷電流iLU，iLV，iLWの高調波成分を打ち消す成分とな
っていればよい。
し、高調波補償装置に流入する電流をiU，iV，iWとする
と、三相交流系統電源１には負荷電流および補償電流を
それぞれの相でベクトル的に加算した電流（iLU＋
iU），（iLV＋iV），iLW＋iW）が流れる。従って、高調
波補償装置に流入する補償電流iU，iV，iWはそれぞれ負
荷電流iLU，iLV，iLWの高調波成分を打ち消す成分とな
っていればよい。
そして、ここでは後述するような三相〜二相変換を行
い、実電力および虚電力なる概念を導入している。この
概念は、まず次の式（１）〜式（３）を用いて三相の負
荷電流iLU，iLV，iLWおよび系統電圧eU，eV，eWを二相
の電流ｉＬα,iＬβおよび電圧ｅα,eβに変換するもの
である。
い、実電力および虚電力なる概念を導入している。この
概念は、まず次の式（１）〜式（３）を用いて三相の負
荷電流iLU，iLV，iLWおよび系統電圧eU，eV，eWを二相
の電流ｉＬα,iＬβおよび電圧ｅα,eβに変換するもの
である。
ただし、〔Ｃ〕は三相〜二相の変換行列である。この式
（１）〜式（３）により求めた二相の電圧および電流を
使うと、次の式（４）により瞬時実電力ｐおよび虚電力
ｑが求められる。
（１）〜式（３）により求めた二相の電圧および電流を
使うと、次の式（４）により瞬時実電力ｐおよび虚電力
ｑが求められる。
これら瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが従来の有効電力お
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑは次の式（５），（６）によりそれぞれ直流
分，と交流分，に分解される。
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑは次の式（５），（６）によりそれぞれ直流
分，と交流分，に分解される。
ｐ＝＋ …（５） ｑ＝＋ …（６） ここで、二相の負荷電流ｉＬα,iＬβの基本波分は直流
分，に、高調波分は交流分，に変換され、これ
ら直流分と交流分は一般にハイパスフイルタを通して分
離することができる。
分，に、高調波分は交流分，に変換され、これ
ら直流分と交流分は一般にハイパスフイルタを通して分
離することができる。
つぎに、かかる技術思想に基づく制御装置の具体例を第
３図に示す。
３図に示す。
第３図において、電力演算回路６は系統電圧eU，eV，eW
と負荷電流iLU，iLV，iLWの検出値から、式（１）〜式
（４）に従って瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算し、
これらをハイパスフイルタ７へ送る。
と負荷電流iLU，iLV，iLWの検出値から、式（１）〜式
（４）に従って瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算し、
これらをハイパスフイルタ７へ送る。
ハイパスフイルタ７はこれらから直流分を除去して、瞬
時実電力の交流分および瞬時虚電力の交流分を符号
反転回路８へ送出する。符号反転回路８はこれらの符号
を反転し、実電力指令信号p*および虚電力指令信号q*と
して電流指令値演算回路９へ出力する。
時実電力の交流分および瞬時虚電力の交流分を符号
反転回路８へ送出する。符号反転回路８はこれらの符号
を反転し、実電力指令信号p*および虚電力指令信号q*と
して電流指令値演算回路９へ出力する。
p*＝− …（７） q*＝− …（８） これらは電流指令値演算回路９において生成する電流指
令信号の原形をなすものである。すなわち、式（７）に
より得られる実電力指令信号p*を基に高調波有効電力が
制御され、式（８）により得られる虚電力指令信号q*を
基に高調波無効電力が制御される。電流指令値演算回路
９は、実電力指令信号p*，虚電力指令信号q*および系統
電圧eU，eV，eWを受けて、式（１）および次の式（９）
〜式（11）に従って、二相電流指令信号ｉα ＊,iβ ＊を
得、二相〜三相変換を行って三相の電流指令信号iU *，i
V *，iW *を生成し、電流制御回路10へ出力する。
令信号の原形をなすものである。すなわち、式（７）に
より得られる実電力指令信号p*を基に高調波有効電力が
制御され、式（８）により得られる虚電力指令信号q*を
基に高調波無効電力が制御される。電流指令値演算回路
９は、実電力指令信号p*，虚電力指令信号q*および系統
電圧eU，eV，eWを受けて、式（１）および次の式（９）
〜式（11）に従って、二相電流指令信号ｉα ＊,iβ ＊を
得、二相〜三相変換を行って三相の電流指令信号iU *，i
V *，iW *を生成し、電流制御回路10へ出力する。
ただし〔Ｃ〕-1は〔Ｃ〕の逆変換行列である。
電流制御回路10はヒステリシスコンパレータを具え、電
流指令信号iU *，iV *，iW *と補償電流iU，iV，iWの検出
値を比較し、例えば iU *≧０で且つiU≦iU * なるとき、三相PWMコンバータ４のスイッチング素子S4
をオンし、 iU *≧０で且つiU≦iU * なるとき、スイッチング素子S4をオフし、また iU *＜０で且つiU≦iU * なるとき、スイッチング素子S1をオフするようなトリガ
信号VGを生成するものであり、このトリガ信号VGによっ
てスイッチング素子S1〜S6がオン，オフされ、アクテイ
ブフイルタの各相の電流瞬時値が制御される。
流指令信号iU *，iV *，iW *と補償電流iU，iV，iWの検出
値を比較し、例えば iU *≧０で且つiU≦iU * なるとき、三相PWMコンバータ４のスイッチング素子S4
をオンし、 iU *≧０で且つiU≦iU * なるとき、スイッチング素子S4をオフし、また iU *＜０で且つiU≦iU * なるとき、スイッチング素子S1をオフするようなトリガ
信号VGを生成するものであり、このトリガ信号VGによっ
てスイッチング素子S1〜S6がオン，オフされ、アクテイ
ブフイルタの各相の電流瞬時値が制御される。
しかし、かように構成される三相PWMコンバータの装置
の容量は、三相交流系統電源１の電圧値と負荷電流中の
高調波成分の大きさとの掛け算値、すなわち補償容量と
同一であった。
の容量は、三相交流系統電源１の電圧値と負荷電流中の
高調波成分の大きさとの掛け算値、すなわち補償容量と
同一であった。
これに対して、つぎに第４図に示す如きアクテイブフイ
ルタは、それを構成する三相PWMコンバータの交流側に
印加される無駄な基本波電圧をカットするように、電源
系統周波数に共振する並列共振回路を交流リアクトルの
電源側に接続してなるものであり、よって、三相PWMコ
ンバータの装置容量を下げ、同様の補償容量を得るもの
である。
ルタは、それを構成する三相PWMコンバータの交流側に
印加される無駄な基本波電圧をカットするように、電源
系統周波数に共振する並列共振回路を交流リアクトルの
電源側に接続してなるものであり、よって、三相PWMコ
ンバータの装置容量を下げ、同様の補償容量を得るもの
である。
すなわち、第４図においては、負荷２に電力を供給する
三相交流系統電源１の各相に接触器13を接続し、その出
力側の各相に、リアクトル11aとコンデンサ11bが電源周
波数に並列共振するよう構成された並列共振回路11を直
列に接続し、この並列共振回路11の出力側の各相に接触
器14を接続し、接触器14の出力側の各相に交流リアクト
ル３が直列接続される構成をなす。
三相交流系統電源１の各相に接触器13を接続し、その出
力側の各相に、リアクトル11aとコンデンサ11bが電源周
波数に並列共振するよう構成された並列共振回路11を直
列に接続し、この並列共振回路11の出力側の各相に接触
器14を接続し、接触器14の出力側の各相に交流リアクト
ル３が直列接続される構成をなす。
さらに、並列共振回路11と接触器14の接続点に、リアク
トル12を並列接続してなるものである。
トル12を並列接続してなるものである。
かかる構成の動作はつぎの如くである。
リアクトル11aとコンデンサ11bを並列接続した並列共振
回路11は、三相交流系統電源１の基本波周波数に同調し
た並列共振回路になっているので、並列共振回路11とリ
アクトル12で構成される回路のインピーダンスは基本波
に対しては無限大となり、三相交流系統電源１の基本周
波数の電圧は並列共振回路11の両端に現れ、リアクトル
12の両端には基本波周波数以外の周波数の電圧しか現れ
ない。
回路11は、三相交流系統電源１の基本波周波数に同調し
た並列共振回路になっているので、並列共振回路11とリ
アクトル12で構成される回路のインピーダンスは基本波
に対しては無限大となり、三相交流系統電源１の基本周
波数の電圧は並列共振回路11の両端に現れ、リアクトル
12の両端には基本波周波数以外の周波数の電圧しか現れ
ない。
一般に、負荷２によって発生する高調波成分は３次以上
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路11のインピーダンスは減少し、リアクト
ル12のインピーダンスは増大するため、交流リアクトル
３から流出する電流はリアクトル12には僅かに流れるの
みで、そのほとんどは並列共振回路11を通って三相交流
系統電源１へ流れる。
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路11のインピーダンスは減少し、リアクト
ル12のインピーダンスは増大するため、交流リアクトル
３から流出する電流はリアクトル12には僅かに流れるの
みで、そのほとんどは並列共振回路11を通って三相交流
系統電源１へ流れる。
このように構成される並列共振回路付きアクテイブフイ
ルタは、三相交流系統電源１の基本波電圧が三相PWMコ
ンバータ４に印加されないため、直流コンデンサ５の充
電電圧が低くても適切な高調波補償を行うことができ、
三相PWMコンバータの装置容量を下げることができる。
ルタは、三相交流系統電源１の基本波電圧が三相PWMコ
ンバータ４に印加されないため、直流コンデンサ５の充
電電圧が低くても適切な高調波補償を行うことができ、
三相PWMコンバータの装置容量を下げることができる。
前述したような従来技術においては、第４図に示した如
き並列共振回路付きアクテイブフイルタは、並列共振回
路の共振状態が確立していないと、三相PWMコンバータ
には三相交流系統電源の基本波電圧が印加され、基本波
電圧がカットされることを前提として選定されたスイッ
チング素子およびダイオードを破壊に至らしめる。この
ように共振状態が確立していない状態とは、アクテイブ
フイルタ起動時および三相交流系統電源の瞬時停電時で
ある。
き並列共振回路付きアクテイブフイルタは、並列共振回
路の共振状態が確立していないと、三相PWMコンバータ
には三相交流系統電源の基本波電圧が印加され、基本波
電圧がカットされることを前提として選定されたスイッ
チング素子およびダイオードを破壊に至らしめる。この
ように共振状態が確立していない状態とは、アクテイブ
フイルタ起動時および三相交流系統電源の瞬時停電時で
ある。
第４図においては、起動時にまず接触器13を投入し、共
振状態が確立してリアクトル12の線間電圧が減少してか
ら接触器14を投入すれば、三相PWMコンバータ４には基
本波電圧が印加されることがなく、スイッチング素子等
の素子破壊に至らない。しかるに、瞬時停電時にはその
瞬停を検出して接触器をしゃ断したとしても、接触器の
動作遅れのためにスイッチング素子等に基本波電圧が印
加され、素子破壊に至るという不具合が避けがたい。ま
た、リアクトル12の線間電圧が直流コンデンサ５の電圧
よりも上昇しようとすると、その電圧上昇分のエネルギ
ーを直流コンデンサにより吸収する方法もあるが、この
方法によるものはコンデンサ容量を大きくしなければな
らず、直流コンデンサは高リップル電流を流すために直
流コンデンサが高価になってしまう。
振状態が確立してリアクトル12の線間電圧が減少してか
ら接触器14を投入すれば、三相PWMコンバータ４には基
本波電圧が印加されることがなく、スイッチング素子等
の素子破壊に至らない。しかるに、瞬時停電時にはその
瞬停を検出して接触器をしゃ断したとしても、接触器の
動作遅れのためにスイッチング素子等に基本波電圧が印
加され、素子破壊に至るという不具合が避けがたい。ま
た、リアクトル12の線間電圧が直流コンデンサ５の電圧
よりも上昇しようとすると、その電圧上昇分のエネルギ
ーを直流コンデンサにより吸収する方法もあるが、この
方法によるものはコンデンサ容量を大きくしなければな
らず、直流コンデンサは高リップル電流を流すために直
流コンデンサが高価になってしまう。
〔問題点を解決するための手段〕 本考案は上述したような点に鑑みなされたものであり、
三相交流系統電源の瞬停時に並列共振回路出力側の線間
に印加される電圧が所定値以上に上昇した際に、三相PW
Mコンバータの交流側を三相短絡する制御指令を発生す
る手段を備えてなるものである。
三相交流系統電源の瞬停時に並列共振回路出力側の線間
に印加される電圧が所定値以上に上昇した際に、三相PW
Mコンバータの交流側を三相短絡する制御指令を発生す
る手段を備えてなるものである。
さらに具体的には、直流コンデンサの直流電圧を入力
し、その直流電圧がある一定値以上のとき、三相PWMコ
ンバータの正側スイッチ素子を三相全てオン状態とな
し、負荷三相全てオフ状態となす零ベクトル指令を出力
し、かつこの零ベクトル指令，電流指令信号および補償
電流の検出値を入力とする電流制御回路から、三相PWM
コンバータのスイッチング素子へのスイッチング指令を
導出せしめるようにしてなるものである。
し、その直流電圧がある一定値以上のとき、三相PWMコ
ンバータの正側スイッチ素子を三相全てオン状態とな
し、負荷三相全てオフ状態となす零ベクトル指令を出力
し、かつこの零ベクトル指令，電流指令信号および補償
電流の検出値を入力とする電流制御回路から、三相PWM
コンバータのスイッチング素子へのスイッチング指令を
導出せしめるようにしてなるものである。
しかして本考案は、瞬停時に並列共振回路出力側のリア
クトルの線間に印加される整流電圧が直流コンデンサの
電圧値以上になると、電圧上昇分のエネルギーを直流コ
ンデンサにより吸収するが、さらに直流コンデンサ電圧
が所定値以上に上昇するときに直流コンデンサの短絡状
態を阻止するとともに、三相PWMコンバータの交流側を
三相短絡となすことにより、三相PWMコンバータの交流
側を零となし、直流コンデンサ電圧の上昇を抑制するも
のであり、三相PWMコンバータにスイッチング素子の破
壊に至るが如き電圧を印加させないようにしたものであ
る。
クトルの線間に印加される整流電圧が直流コンデンサの
電圧値以上になると、電圧上昇分のエネルギーを直流コ
ンデンサにより吸収するが、さらに直流コンデンサ電圧
が所定値以上に上昇するときに直流コンデンサの短絡状
態を阻止するとともに、三相PWMコンバータの交流側を
三相短絡となすことにより、三相PWMコンバータの交流
側を零となし、直流コンデンサ電圧の上昇を抑制するも
のであり、三相PWMコンバータにスイッチング素子の破
壊に至るが如き電圧を印加させないようにしたものであ
る。
以下、本考案を実施例図面を参照してさらに詳細説明す
る。
る。
第１図は本考案が適用された一実施例の制御装置を説明
するため示したもので、10′は電流制御回路、15は零ベ
クトル発生回路である。図中、第３図と同符号のものは
同じ構成部分を示す。
するため示したもので、10′は電流制御回路、15は零ベ
クトル発生回路である。図中、第３図と同符号のものは
同じ構成部分を示す。
すなわち、第１図において、電流指令値演算回路９は負
荷に流入する三相電流iLU，iLV，iLWおよび各相電圧
eU，eV，eWをそれぞれ直交座標上でのd,q2軸成分に分解
し、両軸電力を演算の上その交流分のみを高調波成分と
して、三相各相電流指令信号iU *，iV *，iW *に換算して
電流制御回路10′に出力する。
荷に流入する三相電流iLU，iLV，iLWおよび各相電圧
eU，eV，eWをそれぞれ直交座標上でのd,q2軸成分に分解
し、両軸電力を演算の上その交流分のみを高調波成分と
して、三相各相電流指令信号iU *，iV *，iW *に換算して
電流制御回路10′に出力する。
零ベクトル発生回路15は直流コンデンサ５の直流電圧V
CDを入力してある一定電圧VCD *と比較し、（VCD≧
VCD *）なるとき、三相PWMコンバータ４の正側スイッチ
ング素子S1，S3，S5を全てオン状態となし、負側スイッ
チング素子S2，S4，S6を全てオフ状態となす零ベクトル
指令Ｚを電流制御回路10′に出力する。
CDを入力してある一定電圧VCD *と比較し、（VCD≧
VCD *）なるとき、三相PWMコンバータ４の正側スイッチ
ング素子S1，S3，S5を全てオン状態となし、負側スイッ
チング素子S2，S4，S6を全てオフ状態となす零ベクトル
指令Ｚを電流制御回路10′に出力する。
電流制御回路10′は各相電流指令信号iU *，iV *，iW *と
各相補償電流iU，iV，iWの検出値と零ベクトル指令Ｚを
入力し、零ベクトルＺが入力されないときは電流指令信
号iU *，iV *，iW *と補償電流iU，iV，iWの検出値を比較
し、三相PWMコンバータ４のスイッチング素子S1〜S6の
オンオフを行うトリガ信号VGを出力する。また、零ベク
トル指令Ｚを入力されたときは前述した正側スイッチン
グ素子S1，S3，S5を全てオン状態とする、負側スイッチ
ング素子S2，S4，S6を全てオフ状態とするトリガ信号VG
を出力するものである。
各相補償電流iU，iV，iWの検出値と零ベクトル指令Ｚを
入力し、零ベクトルＺが入力されないときは電流指令信
号iU *，iV *，iW *と補償電流iU，iV，iWの検出値を比較
し、三相PWMコンバータ４のスイッチング素子S1〜S6の
オンオフを行うトリガ信号VGを出力する。また、零ベク
トル指令Ｚを入力されたときは前述した正側スイッチン
グ素子S1，S3，S5を全てオン状態とする、負側スイッチ
ング素子S2，S4，S6を全てオフ状態とするトリガ信号VG
を出力するものである。
かようにして、直流コンデンサ５の直流電圧VCDがある
一定の設定値VCD *より高くなると、三相PWMコンバータ
４の交流側を三相短絡となすことにより、三相PWMコン
バータ４の交流側電圧を零となし、直流コンデンサ５の
直流電圧のそれ以上の上昇を抑えることができる。
一定の設定値VCD *より高くなると、三相PWMコンバータ
４の交流側を三相短絡となすことにより、三相PWMコン
バータ４の交流側電圧を零となし、直流コンデンサ５の
直流電圧のそれ以上の上昇を抑えることができる。
なお、かような本実施例の機能は、例えば第４図に示し
た主回路接続において、並列共振回路11と接触器14の間
にトランスを付設し、直流コンデンサ５の電圧を三相PW
Mコンバータ４のスイッチング素子S1〜S6の定格電圧に
見合う電圧にしたような構成の場合も同様に発揮し得る
ことは明らかである。
た主回路接続において、並列共振回路11と接触器14の間
にトランスを付設し、直流コンデンサ５の電圧を三相PW
Mコンバータ４のスイッチング素子S1〜S6の定格電圧に
見合う電圧にしたような構成の場合も同様に発揮し得る
ことは明らかである。
また、上記のことは、通常に瞬停が発生して直流コンデ
ンサ電圧が上昇し、オーバーボルテージ検知器が作用し
て三相PWMコンバータのスイッチング素子のゲートブロ
ックが行われても、その後の電圧上昇によって零ベクト
ルが選択されること勿論である。
ンサ電圧が上昇し、オーバーボルテージ検知器が作用し
て三相PWMコンバータのスイッチング素子のゲートブロ
ックが行われても、その後の電圧上昇によって零ベクト
ルが選択されること勿論である。
さらにまた、かかる零ベクトルは、正側スイッチング素
子S1，S3，S5を全てオフし、負側スイッチング素子S2，
S4，S6を全てオン状態となす如くトリガ信号を発生させ
るようにしても、同様の効果を奏すること明白である。
子S1，S3，S5を全てオフし、負側スイッチング素子S2，
S4，S6を全てオン状態となす如くトリガ信号を発生させ
るようにしても、同様の効果を奏すること明白である。
以上詳述した如く、本考案は零ベクトル発生手段を付設
してなり、三相交流系統電源の瞬停時に三相PWMコンバ
ータのスイッチング素子に印加されるべき基本波電圧を
低く抑え、スイッチング素子の電圧破壊を防ぐととも
に、低い電圧定格のスイッチング素子を選定し得る有用
な装置を提供できる。
してなり、三相交流系統電源の瞬停時に三相PWMコンバ
ータのスイッチング素子に印加されるべき基本波電圧を
低く抑え、スイッチング素子の電圧破壊を防ぐととも
に、低い電圧定格のスイッチング素子を選定し得る有用
な装置を提供できる。
第１図は本考案が適用された一実施例の制御装置を説明
するため示したブロック構成図、第２図は公知のアクテ
イブフイルタの基本構成を示す回路図、第３図は従来例
のアクテイブフイルタの制御装置を示すブロック構成
図、第４図は従来例の並列共振回路付きアクテイブフイ
ルタを示す回路図である。 １……三相交流系統電源、２……負荷、３……交流リア
クトル、４……三相PWMコンバータ、５……直流コンデ
ンサ、11……並列共振回路、12……リアクトル、13,14
……接触器、15……零ベクトル発生回路。
するため示したブロック構成図、第２図は公知のアクテ
イブフイルタの基本構成を示す回路図、第３図は従来例
のアクテイブフイルタの制御装置を示すブロック構成
図、第４図は従来例の並列共振回路付きアクテイブフイ
ルタを示す回路図である。 １……三相交流系統電源、２……負荷、３……交流リア
クトル、４……三相PWMコンバータ、５……直流コンデ
ンサ、11……並列共振回路、12……リアクトル、13,14
……接触器、15……零ベクトル発生回路。
Claims (1)
- 【請求項１】電源系統に負荷設備と並列接続される高調
波補償設備であって、三相PWMコンバータと、該三相PWM
コンバータの交流側の各相に直列に挿入された交流リア
クトルと、前記三相PWMコンバータの直流端子間に接続
された直流コンデンサと、前記交流リアクトルの電源側
各相に直列に挿入された電源周波数に共振する第１のリ
アクトルとコンデンサで構成される並列共振回路と、前
記交流リアクトルと並列共振回路の各相接続点に並列接
続される第２のリアクトルと、前記並列共振回路の電源
側に接続される接触器と、前記三相PWMコンバータを制
御する制御装置とを具備するアクテイブフイルタにおい
て、前記直流コンデンサの直流電圧が所定の値以上のと
きに三相PWMコンバータの正側スイッチング素子を三相
全てオンとなし、かつ負側スイッチング素子を全てオフ
となす零ベクトル指令を出力する零ベクトル発生回路
と、該零ベクトル指令と電流指令信号と補償電流の検出
値を入力して前記三相PWMコンバータのスイッチング指
令を出力する電流制御回路を備えてなることを特徴とす
るアクテイブフイルタの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14956388U JPH0649075Y2 (ja) | 1988-11-16 | 1988-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14956388U JPH0649075Y2 (ja) | 1988-11-16 | 1988-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0272639U JPH0272639U (ja) | 1990-06-04 |
| JPH0649075Y2 true JPH0649075Y2 (ja) | 1994-12-12 |
Family
ID=31421908
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14956388U Expired - Lifetime JPH0649075Y2 (ja) | 1988-11-16 | 1988-11-16 | アクテイブフイルタの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0649075Y2 (ja) |
-
1988
- 1988-11-16 JP JP14956388U patent/JPH0649075Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0272639U (ja) | 1990-06-04 |
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