JPH08507627A

JPH08507627A - 低コストの能動的電力ライン調整装置

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Publication number: JPH08507627A
Application number: JP6520108A
Authority: JP
Inventors: マイケルビーブレーネン; スティーブンエイモーラン; ラッツロギュギィ
Original assignee: Electric Power Research Institute Inc
Current assignee: Electric Power Research Institute Inc
Priority date: 1993-03-12
Filing date: 1994-03-01
Publication date: 1996-08-13
Also published as: EP0691003A4; WO1994020892A1; AU6395694A; ZA94610B; AU672896B2; EP0691003A1; CA2155663A1; US5351181A

Abstract

(57)【要約】新規な能動的電力ライン調整装置（34）が開示される。この装置は、出力ラインに接続された直流リンクをもつ並列インバータ（30）を備えている。この並列インバータ（30）は、これを可変キャパシタ又はインダクタとして働くように強制する並列インバータコントローラ（40）によって制御される。この並列インバータコントローラ（40）は、能動的電力ライン調整装置の電圧出力信号と能動的電力ライン調整装置の電圧入力信号との間の所望の移相値を識別しそしてフィードフォワードする。所望の移相値を使用することにより、並列インバータ（30）の直流リンクの電圧制御を生じる。又、並列インバータコントローラ（40）は、出力電圧の電圧大きさエラーを減少する同調キャパシタンス電流基準信号も発生する。

Description

【発明の詳細な説明】低コストの能動的電力ライン調整装置発明の分野本発明は、一般に、歪を減少した電力を供給する能動的電力ライン調整装置に係る。より詳細には、本発明は、導出された最適な電圧移相パラメータ及び導出されたインバータキャパシタンス信号によって制御される単一のインバータを有する簡単化された能動的電力ライン調整装置に係る。先行技術の説明電力を制御しそしてコンディショニングするために電力用電子回路が使用されている。例えば、電力用電子回路は、直流を交流に変換し、電圧又は電流の大きさを変更し、又は交流の周波数を変更するのに使用される。インバータは、直流電源信号を受け取りそしてそれを交流出力信号に変換する電力用電子回路である。交流信号を発生するために、高調波中性化及びパルス巾変調技術が使用される。高調波中性化技術は、各々が基本周波数でスイッチングする多数の移相方形波インバータを組み合わせるものである。パルス巾変調技術は、基本周波数より数倍高い周波数において単一のインバータをスイッチングするものである。インバータのスイッチング動作は、通常、スイッチング周波数の高調波の形態の過渡及びスプリアス周波数を電力信号に発生する。又、スイッチング動作は、電源ラインを経て放射又は伝達される電磁障害（ＥＭＩ）も発生する。インバータの内部設計は、これら過渡及びスプリアス周波数を最小にするように選択されるが、通常は、インバータの入力又は出力をフィルタすることが必要である。フィルタは、それらの主たる目的が電力波形を改善することであるかＥＭＩを除去することであるかに基づいて分類できる。波形を改善するフィルタは、通常音声範囲の周波数を取り扱う。ＥＭＩフィルタは、通常、４５５ｋＨｚ以上の周波数に関する。受動的なフィルタは、通常、インバータ出力から不所望な高調波を除去するのに使用される。不都合なことに、受動的なフィルタは、脈動又はランダムに変化する負荷に対して連続的な高調波フィルタ作用を与えない。これは、受動的なフィルタが相当の安定化遅延の後の新たな高調波レベルにしか適応しないために生じる。受動的なフィルタは、大型で、重量があって、コストが高く、且つ一般的に、著しく負荷に依存する。従って、受動的なフィルタは、電力用電子装置の全コスト、重量及びサイズの相当の部分を占有することがしばしばである。能動的なフィルタは、受動的なフィルタに関連した欠点の多くを伴わない新しい技術である。この技術は、能動的なフィードバックフィルタの理論に基づいている。実際の波形と所望の波形との間の差を最小にするために、単一のエネルギー蓄積素子（インダクタ又はキャパシタ）を伴うフィードバックループが使用されている。最近では、交流配電系統において電圧及び電流の両方の波形歪が増加する観点から、成功裡な能動的電力フィルタを開発する緊急性が叫ばれている。これらの歪は、主として、電力会社の電力ネットワークにおける非直線負荷の数が増大することに起因している。典型的な非直線負荷は、コンピュータ制御のデータ処理装置、数値制御機械、変速モータ駆動装置、ロボット、並びに医療及び通信装置である。非直線負荷は、従来の直線負荷によって引き出される純粋な正弦波電流ではなくて、方形波又はパルス状電流を引き出す。その結果、電源ネットワークの主として誘導性のソースインピーダンスに非直線的な電流が流れる。従って、非直線負荷は、負荷高調波及び無効電力を電源へフィードバックさせる。これは、電圧レギュレータが存在しても、受け入れられない電圧高調波及び負荷相互作用を配電系統に生じさせる。電流又は電圧歪の程度は、波形における高調波の相対的な大きさに関して表すことができる。全高調波歪（ＴＨＤ）は、電力業界において電圧又は電流の質を測定するための受け入れられる基準の１つである。電圧及び電流歪はさておき、非直線負荷が電力ネットワークに接続されたときには別の関連する問題が生じる。特に、負荷電流が多量の第３又は他の３倍高調波を含むときには、高調波電流が電力システムの中性導体に流れる傾向となる。これらの状態のもとでは、中性電流が中性導体の関連電流を越えることがある。中性導体は、通常、ライン電流の一部分しか搬送しないように設計されているので、過熱又は電気火災が生じることがある。前記のように、能動的フィルタは、これらの問題を軽減するのに使用することができる。能動的なフィルタ又は能動的な電力ライン調整装置（ＡＰＬＣ）は、１つ又は２つのパルス巾変調インバータを直列、並列又は直並列構成で備えている。直並列構成のインバータは、直流インダクタ（電流リンク）又は直流キャパシタ（電圧リンク）である共通の直流リンクを共用する。直流リンクに蓄積されるエネルギー（キャパシタ電圧又はインダクタ電流）を本質的に一定値に保持するのが好都合である。直流リンクキャパシタの電圧は、僅かな量の有効電流を直流リンクに注入することにより調整できる。注入される電流は、ＡＰＬＣ内部のスイッチング及び導通ロスをカバーする。リンク電圧制御は、並列インバータによって行うことができる。電流又は電圧源フィルタによる基本的な能動的負荷電流補償が知られている。図１は、並列接続された電流源能動的フィルタ２０を示し、そして図２は、並列接続された電圧源能動的フィルタ２２を示している。負荷電流Ｉ_Lは、３つの成分、即ち有効電流Ｉ_r、無効電流Ｉ_q及びリップル電流Ｉ_Rで構成される。並列接続された能動的フィルタは、Ｉ_R及びＩ_q成分を供給すると共に、小さな残留「高周波数」成分Ｉ_hfも供給し、これは、並列接続された「高周波数」キャパシタＣ_hf に流れ込む。並列接続された能動的なフィルタは、本質的に、分離された電流又は電圧源から動作される単相又は多相インバータである。能動的フィルタを実現するには、真のターンオフ機能をもつソリッドステートスイッチ（トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＧＴＯ等）が必要となる。スイッチ対Ｐ１及びＰ２は、交互にターンオン及び／又はオフにされる。図２のリンクキャパシタＶ_dcに必要とされる平均電圧は、交流ソースによって供給される。有効電力は、適当な量のオフセットを対称的なオン時間においてスイッチＰ１及びＰ２に導入することにより吸収できる。オフセットの極性は、入力電圧の極性と整合される。図２のスイッチＰ１がオンであるときには、結合インダクタＬ_pと、Ｃ_hfで決まる出力キャパシタンスとの間で、直流リンク電圧と交流出力電圧との差によって共振電流が発生される。これに対し、Ｐ２スイッチ対がオンであるときには、直流リンク電圧と交流出力電圧との和によって共振電流が駆動される。直流リンク電圧は、交流電圧のピーク値よりも大きく調整されるので、共振電流を駆動する電圧極性は、各相補的な極スイッチングの後に逆転する。選択された直流リンク電圧の大きさＶ_dcを維持するに必要な有効電力は、ライン電圧の所与の半サイクルにおける高周波数極スイッチングの平均デューティサイクルに比例する。分離された直流リンク電圧は、平均極スイッチングの対称性に影響する閉ループコントローラによって調整される。インバータの極スイッチングのデューティサイクルの一時的な変化によってインバータに流れ込んだりインバータから流れ出たりする無効インバータ電流が発生され得る。インバータ電流の瞬時の大きさは、必要な負荷補償電流を与えるように調整される。例えば、正のリプル電流が検出された場合には、Ｐ２のオン時間がＰ１に対して増加される。この増加は、交流ラインに流れる所要の正味補償リプル電流を生じる。これは、又、Ｖ_dcの大きさが負荷にまたがる交流電圧の最大値より大きく保たれねばならないことを意味し、さもなくば、能動的フィルタの瞬時補償能力が損なわれる。能動的フィルタにおける迅速なパルス巾変調スイッチングは、高周波数の典型的に三角形の電流Ｉ_hf、即ち不所望な副作用を生じる。このＩ_hf信号の影響は、交流電圧上に重畳される小さな鋸歯電圧リプルとなる。所与の結合インダクタ値では、この電圧リプルの振幅は、極スイッチング（キャリア）周波数とＣ_hfの値に反比例する。この電圧リプルは、並列キャパシタＣ_hfフィルタされる。能動的な電力フィルタ（２０又は２２）が負荷にまたがって接続されたときには、端子電圧の高度なフィルタ作用が観察される。能動的電力フィルタは、フィルタ自体の中のロスを補償するに必要なもの以外の有効電力を供給又は吸収できないことに注意されたい。しかしながら、これは、無効電流、非同期及び非理論的高調波、並びに可変又は非調整の周波数をもつソースを容易に補償する。直並列の能動的な電力ライン調整装置は、有効電力を供給及び吸収できるという効果を有する。又、これら調整装置は、広範囲の電力調整能力を有するという効果も有する。一方、これらの利点には、多数の欠点も付随する。直並列の能動的な電力ライン調整装置に伴う１つの欠点は、ＡＰＬＣの直列接続されたインバータが高価なサージ保護回路を含まねばならないことである。直列インバータが高いサージ電圧を取り扱う定格の場合には、並列インバータも、同じ高電圧に定格付けされねばならない。というのは、２つのインバータが共通の直流電圧リンクを共用するからである。実際に、直流リンクは、電流制御を維持し、ひいては、偽の直列インバータ過電流トリップを回避するためには、ピーク交流電圧より高いレベルに荷電されねばならない。これらサージ電圧及び電流定格要求に対してインバータを定格付けすると、商業的に競合し得る製品を生じないことになる。従って、異なる仕方でサージ定格要求に適合するコスト効率のよいＡＰＬＣを開発することが重要である。サージ保護機能は、能動的電力ライン調整装置において能動的な電力の質のコントローラをオーバーライドする。従って、保護機能は、有効ではあるが、出力電力の質に一時的な妥協を招き、例えば、出力電圧の調整が排除され、負荷の高調波がソースへ戻るように注入され、そして補償されない入力電圧高調波が負荷に付与されることになる。従って、出力電圧の質に妥協を生じるようなサージ保護機能に依存しない能動的な電力ライン調整装置を提供することが強く要望される。発明の要旨本発明の装置は、直列インダクタと並列インバータを備え、直流リンクが出力ラインに接続される。並列インバータは、該並列インバータを可変キャパシタとして強制的に作用させる並列インバータコントローラによって制御される。この並列インバータコントローラは、能動的電力ライン調整装置の電圧出力信号と、能動的電力ライン調整装置の電圧入力信号との間の所望の移相値を識別しそしてフィードフォワードする。所望の移相値の使用により、並列インバータの直流リンクの電圧制御が生じる。又、並列インバータコントローラは、同調容量性電流基準信号も発生し、この信号は、直流リンクの電圧の大きさのエラーを更に減少する。図面の簡単な説明本発明の特徴及び目的を更に理解するために、添付図面を参照して以下に詳細に説明する。図１は、公知技術による並列接続された電流ソース能動的フィルタを示す図である。図２は、公知技術による並列接続された電圧ソース能動的フィルタを示す図である。図３は、本発明の主たる要素を簡単に示す図である。図４は、本発明の要素の電気的等価図である。図５は、本発明の好ましい実施例のアナログ及びデジタル成分の図である。図６は、本発明による並列インバータ電流基準信号の処理を解説の目的でアナログ形態で示す図である。図７は、並列インバータ電流基準信号を処理するのに使用される本発明の多数のデジタル成分間の関係を示す図である。図８は、並列インバータ電流基準信号を処理するのに使用される本発明の多数のデジタル成分間の関係を示す図である。図９は、図４の回路のフェーザ図である。多数の図面全体にわたり対応する部分は同じ参照番号で示してある。好ましい実施形態の詳細な説明図３は、本発明の装置の簡単な図である。この装置は、直列インダクタＬｓを経て入力ライン２８に接続される。並列インバータ３０は出力ライン３１に接続される。並列インバータ３０は、公知の直流リンク（図示せず）を組み込んでいる。並列インバータ電流基準信号は、公知の形式のパルス巾変調器３２によって処理される。インバータコントローラ３４は、本発明の独特の並列インバータ電流基準信号を形成する。図４は、本発明の装置の電気等価回路図である。明らかなように、インバータコントローラ３４、パルス巾変調器３２及び並列インバータ３０は、組み合わされて、可変キャパシタＣとして働く。本発明の可変キャパシタンスインバータが必要とされるのは、インダクタＬｓが出力電圧降下及び入力電流に対する移相を生じ、出力電圧が入力電圧と位相ずれするからである。電圧降下及び移相の量は負荷に基づく。負荷がないときには、移相（φ₁）もなく、負荷が増加するにつれて、移相（φ₁）も増加する。同様に、インバータは、電圧調整が、存在する入力電圧の増幅ではなくて減衰を必要とする場合には、可変インダクタとして働く。並列インバータ３０の直流リンクから流れ出る有効電力は、入力電圧（Ｖ_i）に対する出力電圧基準信号（Ｖ_o＊）の不充分な移相（φ₁）を示す。これに対し、並列インバータ３０の直流リンクに流れ込む電力は、入力電圧（Ｖ_i）に対する出力電圧基準信号（Ｖ_o＊）の過剰な移相を示す。並列インバータ３０の直流リンクに流れ込む有効電力は、直流リンク電圧大きさエラーを生じる。不適切な移相及び電圧大きさエラーは、本発明の能動的電力ライン調整装置により回避される。本発明は、出力電圧基準信号を入力電圧信号と適切な位相関係に維持するために所望の移相値を識別しそしてフィードフォワードする。これは、並列インバータの直流リンクへの電力流入及び流出を減少する。従って、出力電圧基準信号の移相を制御することにより、直流リンクの電圧制御が実現化される。出力の電圧大きさ制御は、導出された同調キャパシタンス電流基準信号により実現される。この同調キャパシタンス電流基準信号は、他の電流基準と組み合わされて、本発明の並列インバータ基準信号となる。図５には本発明のデジタル／アナログ実施形態が示されている。好ましい実施形態では、インバータコントローラ３４はデジタル形態である。特に、インバータコントローラ３４は、インターフェイス装置３６を経てアナログ並列インバータ３０及びその対応パルス巾変調器３２に接続された多数のデジタル要素を備えている。インターフェイス装置３６は、本発明のアナログ成分とデジタル成分との間でアナログ/デジタル及びデジタル／アナログ変換を行う。又、インターフェイス装置３６は、キーボードやモニタのようなコンピュータインターフェイス装置を含んでもよい。インターフェイス装置３６は、デジタル信号プロセッサ３８及びメモリユニット４０に接続される。デジタル信号プロセッサ３８と、メモリユニット４０と、インターフェイス装置３６との間の相互作用は、この技術で良く知られている。メモリユニット４０は、本発明の装置に特定の多数の制御プログラムを備えている。以下に詳細に述べるように、本発明の制御プログラムは、電圧基準ジェネレータ４２と、移相器４４と、移相識別子４６と、位相図構成器４８と、同調キャパシタンス電流基準ジェネレータ５０と、無効電流計算器５４と、有効電流計算器５６と、高調波電流計算器６０と、比例−積分レギュレータ６２と、スライド窓フィルタ６４とを備えている。これらの制御プログラム又はファンクションユニットは、アナログ構造で実現することもできる。図６は、本発明の実行ユニットのアナログ表示であると共にそれら互いの相互作用を示す図である。電圧基準ジェネレータ４２は、電圧入力信号Ｖ_iにロックし、そして一体振幅正弦波電圧出力基準信号Ｖ_o＊Ｏを発生する。アナログ実施においては、電圧基準ジェネレータ４２は、位相固定ループを使用する。デジタル位相固定ループがデジタル形態で使用されてもよい。それにより生じる電圧出力基準信号Ｖ_o＊Ｏは、入力電圧と同相の適当な大きさの信号を発生する。Ｖ_o＊Ｏ位相基準に対して所要の出力電圧移相Ｖ_o＊φを予想するために、移相識別子４６が呼び出される。図７に示すように、移相識別子５２は、位相図構成器４８に基づいている。次いで、位相図構成器４８により構成される位相図に関連した値が、図８に示すように、無効電流計算器５４、有効電流計算器５６、負荷抵抗計算器５８及び高調波電流計算器６０により導出される。本発明の位相図構成器４８は、本発明の回路の等価フェーザ表示を発生する。即ち、図４の回路のフェーザ表示は、図９に示すように発生される。図９のフェーザ図は、入力電流Ｉ_iと、キャパシタ電流Ｉ_c及び有効電流Ｉ_Rに対するその関係とを示している。又、このフェーザ図は、出力電圧Ｖ_oも示しており、これは２つのセグメントＶ_LCとＵに分割される。このフェーザ図は、入力電圧Ｖ_i、遅れ出力電圧Ｖ_o、位相角（φ₁）、インダクタ電圧Ｖ_L及びインダクタ／抵抗電圧Ｖ_LRの間の関係を示している。図９のフェーザ図及び多数の既知のパラメータに基づき、図４の能動的電力ライン調整装置を最適に制御するために多数の付加的なパラメータを導出することができる。これら付加的なパラメータは、次の順序で導出される。図８に戻ると、無効電流計算器５４が示されている。この無効電流計算器は、力率補正に使用されるインバータ電流基準信号の部分を与える。無効電流計算器５４への入力は、瞬時出力電流ｉ_o及び電圧基準信号V。＊＋９０°である。この電圧基準信号Ｖ_o＊＋９０°は、図６の電圧基準ジェネレータ４２から得ることができる。瞬時出力電流ｉ_oは測定量である。電圧基準信号Ｖ_o＊は、１２０ボルトの１振幅（１／単位）にセットされる。これら入力が与えられると、出力無効電力ＶＡ_oを次の式（１）により計算することができる。ＶＡ_o＝ｉ_o（Ｖ_o＊＋９０°）従って、出力無効電力は、瞬時入力電流に移相された電圧基準信号Ｖ_o＊を乗算することにより得られる。次いで、出力無効電力を用いて、出力無効電流Ｉ_qが計算される。より詳細には、瞬時出力電圧を出力無効電力で除算することにより出力無効電流Ｉ_qが次の式（２）のように得られる。Ｉ_q＝ＶＡ_o／ｖ_o 無効電流Ｉ_qは、「スライド窓」平均化装置により得られるのが好ましい。スライド窓平均化装置は、現在入力と、Ｎ−１の手前の入力の和である。各々の新たなサンプル入力が読み取られるときには、最も古いサンプル入力が和から脱落される。この技術は、参考としてここに取り上げる米国特許第４，８１１，２３６号に開示されている。出力無効電流Ｉ_qは有効電流計算器５６へ送られる。有効電流Ｉ_rの計算は、式（３）により有効電力出力Ｗ_oを最初に計算することにより行われる。Ｗ_o＝ｉ_o＊ｖ_o 即ち、有効電力出力は、瞬時出力電流に瞬時出力電圧を乗算することにより得られる。次いで、有効電流Ｉ_rが式（４）により得られる。Ｉ_r＝Ｗ_o／Ｖ_o 出力電圧Ｖ_oは、設計上、ＩＰＵ（単位当たり）、例えば１２０Ｖにセットされるので、既知である。有効電流Ｉ_rは、前記したように、「スライド窓」平均化装置によって得られるのが好ましい。有効電流Ｉ_rは、負荷抵抗計算器５８により使用されて、負荷抵抗Ｒ_oが決定される。負荷抵抗Ｒ_oは、式（５）により得られる。Ｒ_o＝Ｖ_o／Ｉ_r 即ち、負荷抵抗は、有効電流を、ＩＰＵにセットされたことが知られている出力電圧Ｖ_oに分割することにより得られる。値Ｒ。は、図４のベクトル方法に対して計算する必要はなく、以下に述べるように、図４の数学的モデルにより実時間で電流及び位相基準を導出することにより使用できる。又、有効電流Ｉ_rは、高調波電流計算器６０にも使用される。高調波電流計算器６０への入力は、出力無効電流Ｉ_q、有効電流Ｉ_r及び出力電流Ｉ_oである。実時間出力電流ｉ_oは測定量である。高調波計算器６０は、次の式（６）により瞬時リプル電流ｉ_R値を実時間で計算する。ｉ_R＝ｉ_o−（ｉ_r＋ｉ_q）従って、高調波計算器６０は、インバータが負荷に対して局部的に高調波を発生するように高調波電流成分を確立する。図７に戻り、同調キャパシタンス電流基準ジェネレータ及び位相エラー識別子５２に関連した処理について詳細に述べる。前記したように、位相図構成器は、図９に示すフェーザ表示を発生し、これは図４の回路に対応する。図９のフェーザ図において、次の変数、即ち、出力電流Ｉ_o、入力電圧Ｖ_i及び出力電圧Ｖ_oは、標準的な技術により行われた測定から分かる。上記のように、有効電流Ｉ_rは、有効電流計算器５６によって導出される。同調キャパシタンス電流基準i_cv*及び所望の移相（φ₁）を決定するためには、電圧セグメントＶ_Lc及びＵの大きさを決定しなければならない。同調キャパシタンス電流基準ジェネレータは、次の式を解いて、これらの値を導出する。先ず始めに、抵抗性電流Ｉ_rによるインダクタ電圧Ｖ_LRを定義する。この量は、次の式（７）により特徴付けられる。Ｖ_LR＝Ｉ_r＊Ｘ_L 有効電流Ｉ_Rは既に定義された。直列インダクタＬ_sのインピーダンスＸ_Lは、次の式（８）により定義される。Ｘ_L＝２π＊６０＊Ｌ_s 「６０」項は、６０Ｈｚ信号に対応し、そして「Ｌ_s」項は、図４のインダクタＬ_sに対する既知のインダクタ値に対応する。Ｖ_LRが分かると、電圧セグメントＵは、例えば、次の式（９）により簡単な三角法関係によって特徴付けられる。Ｕが既知である状態では、電圧セグメントｖ_LCの値が次の式（１０）により決定される。Ｖ_LC＝Ｖ_o−Ｕ前記したように、Ｖ_oは、１ＰＵにセットされた既知の量である。ここで、次の式（１１）で定義される同調キャバシタンス電流基準ｉ_cv*を決定するための全ての値が分かる。ｉ_cv*＝Ｖ_LC／Ｘ_L 又、導出されたバラメータは、移相識別子５２によって使用され、これは移相（φ₁）を確立する。移相（φ₁）は、図９のフェーザ図に示されている。既知の三角法関係により、所望の位相（φ₁）が、式（１２）により次のように定義される。 φ₁＝arctan Ｖ_LR／Ｕ又、所望の位相（φ₁）は、式（１２’）によっても定義される。 φ₁＝arcsin Ｖ_LR／Ｖ_i 従って、同調キャバシタンス電流基準ｉ_cv*を定義するためのフェーザ技術であって、並列インバータしかもたない能動的電力ライン調整装置により表される適切な容量値を生じるフェーザ技術について説明する。同調キャバシタンス電流基準ｉ_cv*は、直列インダクタＬ_sを経て適切な電流を与え、適切な出力電圧の大きさを得る。又、所望の移相（φ₁）を定義するためのフェーザ技術についても述べる。この導出された移相は、実際の移相を出力電圧基準信号と入力電圧信号との間で調整するのに使用される。これは、直流リンクの電圧制御を効率的に生じる。移相（φ₁）及び同調キャパシタンス電流基準ｉ_cv*は、本発明によれば、他の技術により導出することもできる。例えば、これらの値は、図４の回路の数学的モデルにより定義することができる。図４の回路の入力インピーダンスは、式（１３）により定義される。出力インピーダンスは、式（１４）により記述される。次いで、入力電流は、式（１５）により定義される。次いで、出力電圧は、式（１６）により定義される。式（１６）の数学的処理は、次の式（１７）を生じる。式（１７）の要素は、式（１８）により簡単に特徴付けられる。Ｖ_o＝Ａ＋ｊＢ次いで、所望の移相は、式（１９）により定義される。 φ₁＝arctan（Ｂ／Ａ）同調キャパシタンス電流基準は、Ｖ_oの絶対値が式（２０）で定められることを確認することにより定義される。「Ａ」及び「Ｂ」項は、キャパシタンス値Ｃに関して表されることに注意されたい。式（１７）の他の全ての項は既知であるから、キャパシタンス項Ｃについて解くことができる。Ｃが分かると、同調キャパシタンス電流基準は、式（２１）により定義される。ｉ_cv*＝Ｖ_o／ωＣオメガ項（ω）は、２πｆに等しく、但し、ｆ＝周波数＝６０（ヘルツ）でありそしてＶ_oは測定されたものである。上記の数学的解決策の明らかな欠点は、数学的モデルが複雑なことである。同調キャパシタンス電流基準ｉ_cv＊及び移相φ₁を定義するための更に別の解決策は、項を定義する反復方法に依存することである。換言すれば、図４の回路の数学的モデルが定義される。次いで、Ｖ_i及びＲについて種々の値が選択される。次いで、キャパシタンスＣは、所与のＶ_i及びＲ条件のもとで、電圧出力の大きさが１ＰＵ（１２０ボルト）になるまで変えられる。それにより得られたＣ及び φ₁の値がルックアップテーブルに入れられる。本発明の装置のその後の動作において、所与の入力電圧が、ルックアップテーブルからの対応する同調キャパシタンス電流基準値及び移相値と整合される。当然ながら、ルックアップテーブルは、上記のフェーザ解決策及び数学的解決策を用いて導出された値を記憶するのに使用される。これは、フェーザ及び数学的技術の実時間実行の必要性を排除する。使用する方法に係わりなく、導出された移相値（φ₁）は、出力電圧基準信号と出力電圧信号との間に存在する位相エラーを排除するのに使用される。これは直流リンクへの電力の流入及びそこからの流出を減少する。導出された同調キャパシタンス電流基準信号ｉ_cv*は、出力電圧大きさエラーを排除するのに適した電流を与える。図６に戻り、本発明の並列電流基準信号の付加的な成分について説明する。前記のように、移相識別子４６は、出力電圧基準信号と入力電圧信号との間の所望の移相を定義する。この移相値（φ₁）は、直流リンク電圧エラー信号（φ₂）によりトリミングすることができる。直流リンク電圧エラー信号は、測定された直流リンク電圧Ｖ_dcを直流リンク基準電圧Ｖ_dc*と比較することにより導出される。実際の直流リンク電圧と直流リンク基準電圧との差は、標準的な比例−積分レギュレータ６２によって処理される。レギュレータ６２の出力は、スライド窓フィルタ６４によって処理されるのが好ましい。上記のように、スライド窓フィルタは、現在入力とＮ−１の手前の入力との和を与える。各新たなサンプル入力が読み取られるにつれて、最も古いサンプル入力がその和から落とされる。直流リンクエラー値（φ₂）によりトリミングされた導出された移相（φ₁）に鑑み、移相器４４は、出力電圧基準信号Ｖ_o＊Ｏと入力電圧信号Ｖ_iとの間の適切な移相を予想しそして与える。これにより得られる位相トリミングされた電圧基準信号Ｖ_o＊Ｏは、実際の電圧出力信号Ｖ_oと比較される。これら信号の差は、比例−積分レギュレータ６２によって処理される。次いで、多数の電流基準成分が並列インバータ電流基準信号に追加される。より詳細には、同調キャパシタンス電流基準信号ｉ_cv*が同調キャパシタンス電流基準ジェネレータ５０により基準信号に加えられる。無効電流計算器は、無効電流成分Ｉ_qを並列電流基準信号に加える。次いで、高調波電流計算器６０が前記のｉ_R信号を与える。本発明の好ましい実施形態では、得られる並列インバータ電流基準信号Ｉ_p＊が、測定された並列電流出力信号Ｉ_pと組み合わされ、並列インバータ電流入力エラー信号Ｉ_p＊’とされる。この並列電流入力エラー信号Ｉ_p＊’は、インターフェイス装置３６を経てアナログ信号に変換され、パルス巾変調器３２へ送られる。パルス巾変調器３２は、並列電流入力エラー信号を並列インバータ３０の適当なスイッチングコマンドに変換する。かくて、低コストの能動的電力ライン調整装置が開示された。本発明の能動的電力ライン調整装置は、並列インバータのみを使用し、サージ保護装置を必要としない。能動的電力ライン調整装置の制御は、導出された電圧移相及びインバータキャパシタンス又はインダクタンスパラメータによって得られる。より詳細には、直流リンクの電圧制御は、出力電圧基準信号の移相を介して実現され、容量性又は誘導性インバータ電流の変調は、出力電圧の大きさを制御する。以上、本発明の特定の実施形態を、説明及び解説の目的で述べた。これらは、本発明をあますところなく述べたものでもないし又は上記した厳密な形態に限定するものでもなく、上記教示に鑑み、多数の変更及び修正がなされ得ることが明らかである。上記実施形態は、本発明の原理及びその実際の応用を最も良く説明するために選択されて述べられたものであり、従って、当業者であれば、本発明を最良に利用することができると共に、意図された特定用途に適した種々の変更を伴う種々の実施形態を利用することができよう。本発明の範囲は、以下の請求の範囲及びその等効物によって限定されるものとする。当然ながら、上記の技術は、単一及び多数の交流電力調整装置に適用することができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者モーランスティーブンエイアメリカ合衆国ペンシルヴァニア州 15243 ピッツバーグエラストリート 838 (72)発明者ギュギィラッツロアメリカ合衆国ペンシルヴァニア州 15235 ピッツバーグストーンレッジドライヴ 333

Claims

【特許請求の範囲】１．直列インダクタを含む入力ラインに接続された入力ノードと、出力ラインに接続された出力ノードと、上記出力ノードに接続され、直流リンクを含む並列インバータと、上記入力ノード、上記出力ノード及び上記並列インバータに接続された並列インバータコントローラとを備え、この並列インバータコントローラは、上記並列インバータが可変キャパシタとして作用するように強制し、そしてこの並列インバータコントローラは、能動的電力ライン調整装置の電圧出力信号と、能動的電力ライン調整装置の電圧入力信号との間の所望の移相値であって、上記直流リンクの電圧制御を生じるような所望の移相値を発生する手段と、上記出力電圧の電圧大きさエラーを減少するための同調キャパシタンス電流基準信号を形成する手段と、を備えたことを特徴とする能動的電力ライン調整装置。２．上記並列インバータコントローラは、上記能動的電力ライン調整装置の動作に対応する電流及び電圧のフェーザ表示を構成する手段を備え、このフェーザ表示は、上記所望の移相値を発生する上記発生手段と、上記同調キャパシタンス電流基準信号を形成する上記形成手段とによって使用される請求項１に記載の能動的電力ライン調整装置。３．上記並列インバータコントローラは、上記能動的電力ライン調整装置の動作の数学的モデルを構成するための手段を備え、この数学的モデルは、上記所望の移相値を発生する上記発生手段と、上記同調キャパシタンス電流基準信号を形成する上記形成手段とによって使用される請求項１に記載の能動的電力ライン調整装置。４．上記並列インバータコントローラは、複数の所望の移相値に対応する複数の繰り返し導出される値と、複数の同調キャパシタンス電流基準信号とを有するルックアップテーブルを備え、上記発生手段は、上記複数の所望の移相値に基づいて上記所望の移相値を選択し、そして上記形成手段は、上記複数の同調キャパシタンス電流基準信号に基づいて上記同調キャパシタンス基準信号を選択する請求項１に記載の能動的電力ライン調整装置。５．直流リンク電圧エラー信号を識別する手段と、上記直流リンク電圧エラー信号を上記移相値と組み合わせて、トリミングされた移相値を形成する手段とを更に備えた請求項１に記載の能動的電力ライン調整装置。６．無効電流信号を計算ずる手段と、上記同調キャパシタンス基準信号と上記無効電流信号を組み合わせて予めの並列インバータ電流信号とする手段とを更に備えた請求項１に記載の能動的電力ライン調整装置。７．高調波電流信号を導出する手段と、上記予めの並列インバータ電流信号と上記高調波電流信号とを加えて二次の並列インバータ電流信号とする手段とを更に備えた請求項６に記載の能動的電力ライン調整装置。８．実際の並列インバータ電流出力信号を上記二次の並列インバータ電流信号から減算して並列インバータ電流基準信号とする手段を更に備えた請求項７に記載の能動的電力ライン調整装置。９．上記並列インバータと上記並列インバータコントローラとの間に配置されたパルス巾変調器を更に備え、このパルス巾変調器は、上記並列インバータ電流基準信号を受け取り、そして上記並列インバータのためのスイッチングコマンド信号を発生する請求項８に記載の能動的電力ライン調整装置。１０．直列インダクタを含む入力ラインに接続された入力ノードと、出力ラインに接続された出力ノードに接続された並列インバータとを備えた形式の能動的電力ライン調整装置を動作する方法であって、上記並列インバータは直流リンクを含み、上記能動的電力ライン調整装置は、更に、上記入力ノード及び上記並列インバータに接続された並列インバータコントローラを備え、上記能動的電力ライン調整装置の上記並列インバータは、能動的電力ライン調整装置の電圧出力信号と能動的電力ライン調整装置の電圧入力信号との間の所望の移相値であって、上記直流ラインの電圧制御を生じるような所望の移相値を発生し、そして上記出力電圧の電圧大きさエラーを減少するための同調キャパシタンス電流基準信号を形成する、という段階を実行することを特徴とする方法。１１．上記能動的電力ライン調整装置の動作に対応する電流及び電圧のフェーザ表示を構成する段階を更に備え、上記フェーザ表示は、上記所望の移相値を発生するための上記発生段階中と、上記同調キャパシタンス電流基準信号を形成するための上記形成段階中に使用される請求項１０に記載の方法。１２．上記能動的電力ライン調整装置の動作の数学的モデルを構成する段階を更に備え、この数学的モデルは、上記所望の移相値を発生するための上記発生段階中と、上記同調キャパシタンス電流基準信号を形成するための上記形成段階中に使用される請求項１０に記載の方法。１３．複数の所望の移相値に対応する複数の繰り返し導出される値と、複数の同調キャパシタンス電流基準信号とを有するルックアップテーブルを構成する段階を更に備え、このルックアップテーブルは、上記所望の移相値を選択するための上記発生段階中と、上記同調キャパシタンス基準信号を選択するための上記形成段階中に使用される請求項１０に記載の方法。１４．直流リンク電圧エラー信号を識別し、そして上記直流リンク電圧エラー信号を上記移相値と組み合わせて、トリミングされた移相値を形成する、という段階を更に備えた請求項１０に記載の方法。１５．無効電流信号を計算し、そして上記同調キャパシタンス基準信号と上記無効電流信号を組み合わせて、予めの並列インバータ電流信号とする、という段階を更に備えた請求項１４に記載の方法。１６．高調波電流信号を導出し、そして上記予めの並列インバータ電流信号と上記高調波電流信号とを加えて、二次の並列インバータ電流信号とする、という段階を更に備えた請求項１５に記載の方法。１７．実際の並列インバータ電流出力信号を上記二次並列インバータ電流信号から減算して並列インバータ電流基準信号とする段階を更に備えた請求項１６に記載の方法。１８．上記並列インバータと上記並列インバータコントローラとの間にパルス巾変調器を配置する段階を更に備え、このパルス巾変調器は、上記並列インバータ電流基準信号を受け取り、そして上記並列インバータのためのスイッチングコマンド信号を発生する請求項１７に記載の方法。