PT1573878T

PT1573878T - Controlador de fluxo de potência híbrido e método

Info

Publication number: PT1573878T
Application number: PT38103529T
Authority: PT
Inventors: Lehn Peter; Jovan Bebic
Original assignee: Lehn Peter; Jovan Bebic
Priority date: 2002-11-04
Filing date: 2003-10-28
Publication date: 2016-07-11
Also published as: EP1573878B1; BR0315908A; AU2003275860B2; AU2003275860A1; BRPI0315908B1; CA2504435A1; WO2004042889A1; US6963187B2; CA2504435C; CN1732606B; CN1732606A; US20050015182A1; EP1573878A1

Description

DESCRIÇÃO "CONTROLADOR DE FLUXO DE POTÊNCIA HÍBRIDO E MÉTODO"

CAMPO DA INVENÇÃO A presente invenção refere-se geralmente ao controlo do fluxo da potência num sistema de transmissão de corrente alternada (CA) . Em particular, ela refere-se a um controlador de fluxo de potência e a um método para o controlo de fluxo de potência ativa e reativa numa linha de transmissão CA.

ANTECEDENTES DA INVENÇÃO

Tipicamente, a energia elétrica não é produzida onde é consumida, de modo que é necessário transmitir potência dos centros de geração (grandes centrais elétricas) para centros de carga (cidades ou instalações industriais). Sistemas de transmissão de alta tensão transportam energia elétrica a partir da sua fonte para o ponto de consumo.

Para garantir a confiabilidade do fornecimento e devido a fatores económicos e outros, é prática comum interconectar sistemas de transmissão em regiões geográficas ou geopolíticas diferentes. Como resultado, os sistemas de transmissão tipicamente são circuitos elétricos grandes e complexos consistindo em centenas de nós de geração/consumo e milhares de linhas de transmissão. 0 controlo do fluxo de potência entre os nós nesses circuitos complexos é um problema desafiador. Ele é adicionalmente complicado pela necessidade de controlo da tensão em cada nó para dentro de uma tolerância pequena de um valor nominal.

Historicamente, existiram apenas umas poucas abordagens para o controlo de sistemas de transmissão. Tensões de nó eram controladas por bancos de condensador ou indutor de derivação comutada mecanicamente, e o fluxo de potência através de linhas individuais era controlado pela mudança das tomadas em transformadores de deslocamento de fase e pelo cancelamento da indutância de linha pelos condensadores de comutação em série com a linha. Como a vida em operação de comutadores mecânicos é inversamente proporcional à taxa na qual os ciclos de comutação são realizados sob carga, o controlo de sistemas de transmissão era limitado a reconfigurações sequenciais lentas projetadas para se atingir o ponto de operação de regime permanente desejado para um dado conjunto de condições. Um controlo dinâmico não era possivel e, consequentemente, transientes iniciados por falhas, faltas de linha e gerador, ou por um mau funcionamento de equipamento eram considerados pela operação do sistema de forma conservativa ou pela prática de um superdimensionamento. Isto resultou numa subutilização considerável de capacidade do sistema. 0 advento de tiristores de grau de potência no inicio dos anos 70 tornou possivel melhorar os dispositivos clássicos para o controlo de sistemas de potência. Os tiristores podem ser descritos como comutadores de uma via que começam a conduzir quando um pulso é enviado para a sua porta. Eles param de conduzir quando a corrente é levada para zero. Os tiristores foram usados primeiramente como substituições para comutadores mecânicos, aliviando o problema de vida em operação reduzida devido ao número de ciclos de comutação. As aplicações incluem condensadores e reatores comutados por tiristor e reguladores de ângulo de fase baseados em tiristor e alteradores de tomada.

Ao longo do tempo, devido à capacidade dos tiristores para atrasarem o instante de ativação, configurações de circuito mais sofisticadas emergiram, as quais permitem uma variação continua de parâmetros de compensador, incluindo compensadores de VAr estáticos (SVCs), os quais permitem um controlo continuo de reatância conectada em derivação, e condensadores em série controlados por tiristor (TCSCs). Um emprego considerável de compensadores de VAr estáticos começou na metade dos anos 70 e, até agora, eles são o compensador de sistema de potência mais comumente usado. Embora a sua capacidade para amortecer indiretamente transientes tenha sido reconhecida anteriormente, as práticas tradicionais no planeamento do sistema e na operação dominaram a indústria em todos os anos 70, e o uso de SVCs foi limitado grandemente para a provisão de suporte de potência reativa.

Uma caracteristica da indústria de potência é que a exigência por potência sobe de forma constante, enquanto as atualizações de sistema são implementadas através de projetos grandes e dispendiosos. Ao longo dos anos, problemas de energia, ambientais, de direito de passagem e de custo atrasaram a construção de instalações de geração e novas linhas de transmissão, de modo que uma melhor utilização de sistemas de potência existentes se tornou imperativa. No inicio dos anos 80, foi reconhecido que uma mudança era necessária nas práticas tradicionais no planeamento e na operação de sistema.

Concorrentemente, avanços tecnológicos na indústria de semicondutores levaram à produção de um tiristor de desativação de porta de grau de potência (GTO) . O GTO é funcionalmente semelhante ao tiristor, mas também pode ser desativado pelo envio de um pulso para sua porta. A disponibilidade comercial de GTOs na metade dos anos 80 tornou possivel construir grandes conversores com fonte de tensão (VSCs) . Em principio, os VSCs são capazes de gerar uma tensão alternada multifásica de magnitude e fase controladas. Por um lado, eles têm elementos de comutação (GTOs) e, por outro, eles proporcionam suporte de tensão, tipicamente por meio de um condensador CC. A aplicação de VSCs na indústria de transmissão tornou-se o assunto de um esforço de pesquisa considerável no final dos anos 80 e através dos anos 90. O conceito de sistema de transmissão CA flexível (FACTS) foi concebido, permitindo um controlo de fluxo de potência através de linhas de transmissão CA usando conversores estáticos. Os dispositivos usados para a realização deste objetivo (de controlo de fluxo de potência) são denominados controladores de FACTS. Os exemplos incluem o compensador estático avançado (STATCOM), o compensador síncrono estático em série (SSSC), o controlador de fluxo de potência unificado (UPFC) e o controlador de fluxo de potência entre linhas (IPFC). Uma revisão compreensiva de todos os compensadores, clássicos e modernos, pode ser encontrada em "Understanding FACTS: Concepts and Technology of Flexible CA Transmission Systems", Narain G. Hingorani, Laszlo Gyugyi, ISBN: 0-7803-3455-8 Wiley-IEEE Press, 1999. A análise dos números de graus de controlo de liberdade e restrições que têm de ser satisfeitos oferece perceções úteis quanto às capacidades de diferentes controladores de FACTS. Como explicado acima, os VSCs podem gerar tensão de magnitude e fase controláveis. Isso significa que cada VSC oferece dois graus independentes de liberdade. Quando um conversor único tem uma interface com uma linha de transmissão, os dois graus de liberdade disponíveis para controlo de tensão podem ser transformados em liberdade para controlo de potência ativa e reativa trocada com a linha. Embora a troca de potência reativa não imponha limitações adicionais, a retirada de potência ativa numa operação de regime permanente requer que o conversor seja equipado com um dispositivo de armazenamento de energia, o qual, na maioria dos casos, não é prático. Assim, há uma restrição de, num regime permanente, um conversor único não dever trocar potência ativa com a linha. O STATCOM usa um VSC conectado em derivação com a linha. Com a restrição de potência ativa imposta, o controlo de STATCOM é reduzido para um grau de liberdade, o qual é usado para o controlo da quantidade de potência reativa trocada com a linha. Consequentemente, o STATCOM é operado como um equivalente funcional de um SVC; ele proporciona um controlo mais rápido do que um SVC e uma faixa de controlo melhorada.

Um SSSC usa um VSC conectado em série com a linha. Neste caso, a restrição de potência ativa traduz-se numa exigência de que o vetor de tensão injetado pelo SSSC deve ser, em todos os momentos, perpendicular ao vetor de corrente. Isso significa que um SSSC é equivalente a uma reatância em série controlável, isto é, um SSSC pode ser considerado como o equivalente funcional de um TCSC. 0 SSSC oferece um controlo mais rápido, e é inerentemente neutro para uma ressonância subsincrona.

Um UPFC consiste em dois conversores de fonte de tensão que compartilham um condensador CC comum. Um conversor tem uma interface em série com a linha e o outro em derivação. 0 circuito CC comum permite uma troca irrestrita de potência ativa entre os conversores, de modo que uma potência ativa absorvida da linha por um conversor possa ser suprida para a linha pelo outro. Como resultado, três graus de liberdade estão disponíveis ou, mais precisamente, existem quatro graus de liberdade com uma restrição. 0 UPFC pode ser usado para o controlo do fluxo de potência ativa e reativa através da linha e para o controlo da quantidade de potência reativa suprida para a linha no ponto de instalação.

Na sua configuração básica, um IPFC consiste em dois conversores de fonte de tensão com interface em série com duas linhas de transmissão independentes. Como na configuração de UPFC, os conversores compartilham um circuito CC comum que permite a troca de potência ativa. Pela injeção de tensões apropriadas nas linhas, um IPFC pode redirigir o fluxo de potência ativa de uma linha para uma outra, enquanto controla a quantidade de potência reativa. Este conceito pode ser estendido sem dificuldade para N linhas. 0 inconveniente de todos os controladores de FACTS de corrente é seu preço considerável. No presente, eles estão muito além de atingir muitas utilidades. Mais ainda, é questionável se melhoramentos no desempenho de controlo obtidos por STATCOM e SSSC justificam a substituição das suas contrapartes baseadas em tirístor. A funcionalidade de núcleo proporcionada por um IPFC pode ser grandemente realizada por um controlo de linha individual usando compensadores clássicos.

Um UPFC oferece opções de controlo substancialmente diferentes daquelas dos compensadores clássicos. Não obstante, devido à necessidade de dois conversores, o investimento requerido para a instalação de UPFC desencoraja um emprego difundido. Mais ainda, dada sua topologia, o UPFC é um dispositivo autossuficiente, quer dizer, ele pode fazer uso limitado ou nenhum uso de compensadores existentes, tal como um SVC ou condensadores comutados.

Em "C-UPFC: a new FACTS controller with 4 degrees of freedom" (Boon Teck Ooi e Bin Lu; PESC.2000, IEEE 31st Annual Power Electronics Specialists Conference, 2000; Galway, Irlanda; junho 18-23; Volume 2, páginas 961-966), é divulgado o Controlador de Fluxo de Potência Unificado de Nó Central ou C-UPFC. Foi concebido para implantação em ponto intermédio e é proporcionado com 4 graus de liberdade de controlo que são utilizados para controlar: a potência real através da linha, as potências reativas em ambas as extremidades da linha e a magnitude da tensão ac no ponto intermédio. O C-UPFC tem dois conversores de série e um conversor de derivação. A potência CA real que é retificada por um conversor em série emerge como potência invertida pelo outro conversor em série através da sua ligação CC. O conversor de derivação opera exclusivamente como um STATCOM.

De forma semelhante em "Control of a center-node unified power flow controller in transmission line applications" (Ojo, 0. e Zheng, S.; PESC. 2001 IEEE 32nd Annual Power Electronics Specialists Conference, 2001; Vancouver, BC Canadá; junho 17-21; Volume 2, páginas 545 -554), o controlo de modelação, análise e linearização do controlador de fluxo de potência unificado de nó central, adaptado no ponto intermédio de uma linha de transmissão é o tema discutido por este artigo. Este C-UPFC consiste num retificador conectado através de transformadores em série com a linha de transmissão. A saida do retificador através de um condensador CC de acoplamento alimenta os inversores. Com seis variáveis de controlo independentes, é mostrado que ambas as potências reais e reativas da fonte e carga podem ser controladas em adição à manutenção do ponto intermédio da linha de transmissão e tensões de condensador CC em magnitudes de tensão especificadas, assegurando a controlabilidade completa do sistema e máxima transferência de potência. Curvas de desempenho e resultados de simulação dinâmica são dados, os quais mostram as possibilidades de controlo e a utilidade do esquema de controlo de linearização. O documento US 5.351.181 divulga um novo condicionador de linha de potência ativa. O aparelho inclui um inversor paralelo, com uma ligação CC, acoplado a uma linha de saida. O inversor paralelo é controlado pelo controlador de inversor paralelo que força o inversor paralelo a atuar como um condensador ou indutor variável. O controlador de inversor paralelo identifica e alimenta de forma direta um valor de desvio de fase desejado entre um sinal de saida de tensão de condicionador de linha de potência ativa e um sinal de entrada de tensão de condicionador de linha de potência ativa. A utilização do valor de desvio de fase desejado resulta no controlo de tensão da ligação CC do inversor paralelo. 0 controlador de inversor paralelo também produz um sinal de referência de corrente de capacitância de sintonização que reduz os erros de magnitude de tensão da tensão de saída.

Portanto, é valioso buscar alternativas para o compensador que se baseiem num equipamento existente e proporcionem um controlo de fluxo de potência flexível.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO A invenção é definida por um método de proporcionar uma quantidade desejada de potência ativa a partir de uma primeira região elétrica para uma segunda região elétrica com as etapas da reivindicação independente 1, um controlador de fluxo de potência elétrica com as características da reivindicação independente 8 e um circuito de controlo de fluxo de potência para divergir potência elétrica a partir de uma primeira região elétrica para proporcionar uma quantidade controlada de potência ativa a uma segunda região elétrica com as características da reivindicação independente 10.

Como exemplo da presente invenção, um controlador de fluxo de potência para o controlo do fluxo de potência ativa e reativa numa linha de transmissão CA entre uma entrada e uma saida inclui um primeiro e um segundo conversor de potência, acoplados um ao outro para a troca de potência ativa e acoplados à entrada e à saida. Um controlador é acoplado aos conversores de potência e controla os conversores para proporcionar uma quantidade controlada de potência ativa para a saida, e retira esta quantidade controlada de potência ativa da entrada para o conversor de fluxo de potência. A corrente elétrica é divergida num nó entre a entrada e a saida, permitindo um controlo independente de correntes na entrada e na saida.

Numa forma de realização preferida, os dois conversores de potência são interconectados em série. Uma susceptância controlável é conectada em derivação num nó entre os conversores para diversão da corrente.

De acordo com a presente invenção, um controlador de fluxo de potência elétrica inclui uma entrada e uma saida. Os primeiro e segundo conversores de potência são conectados em série um ao outro entre a entrada e a saida. Uma susceptância é conectada em derivação a um nó entre os primeiro e segundo conversores de potência. Um controlador está em comunicação com os primeiro e segundo conversores de potência. Este controlador controla os primeiro e segundo conversores de potência para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa para a saida, e retirar a quantidade controlada de potência ativa da entrada.

De acordo com a invenção, um controlador de fluxo de potência elétrica inclui uma entrada e uma saida. Uma reatância é conectada em série entre a entrada e a saida. Um primeiro conversor de potência é conectado em derivação com a entrada. Um segundo conversor de potência é conectado em derivação com a saída. 0 primeiro conversor de potência é acoplado para prover potência ativa para o segundo conversor de potência. Um controlador está em comunicação com os primeiro e segundo conversores de potência. 0 controlador controla os primeiro e segundo conversores de potência para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa a partir da saida, e retirar a quantidade controlada de potência ativa a partir da entrada.

De acordo com outro aspeto da presente invenção, é provido um método de compensação de perdas elétricas num controlador de fluxo de potência elétrica. 0 controlador de fluxo de potência inclui um primeiro e um segundo conversores de potência para a diversão de uma quantidade controlada de potência elétrica ativa a partir de uma primeira região elétrica para uma entrada do conversor de fluxo de potência e a partir de uma saida do conversor de fluxo de potência para uma segunda região elétrica. Os primeiro e segundo conversores de potência são acoplados a cada um através de um dispositivo de armazenamento de energia para troca de energia entre os primeiro e segundo conversores de potência. 0 método inclui o controlo da corrente para a entrada para manutenção de uma energia armazenada no dispositivo de armazenamento de energia, desse modo compensando perdas no controlador de fluxo de potência elétrica.

Os controladores de fluxo de potência de exemplo podem ser considerados controladores de fluxo de potência "hibridos", já que os conversores de potência controlados são combinados com componentes passivos (por exemplo, susceptância, reatância, etc.) para o controlo do fluxo de potência.

Outros aspetos e recursos da presente invenção tornar-se-ão evidentes para os peritos na especialidade através de uma revisão da descrição a seguir de formas de realização especificas da invenção em conjunto com as figuras em anexo.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

Nas Figuras, as quais ilustram, a titulo de exemplo apenas, as formas de realização da presente invenção, a FIG. 1 ilustra duas regiões elétricas, interconectadas por um controlador de fluxo de potência de exemplo de uma forma de realização da presente invenção; a FIG. 2 é uma fase única simplificada equivalente do controlador de fluxo de potência da FIG. 1; a FIG. 3 ilustra um quadro de referência de rotação para medição de tensões e correntes;

as FIGS. 4; 6; 7A-7F; 8A-8F; 9A-9C; 10A-10G; e 11A-11F ilustram vetores de tensão e corrente de exemplo no controlador de fluxo de potência da FIG. 1 no quadro de referência da FIG. 3; a FIG. 5 ilustra um controlador de laço fechado simplificado; as FIGS. 12 e 13 ilustram curvas P-delta para o controlador da FIG. 1; as FIGS. 14A a 14E ilustram diagramas vetoriais de tensões e correntes na linha controlada pelo controlador da FIG. 1; as FIGS. 15 a 20; 20A; 21A; 22 a 24; e 25A são diagramas de blocos simplificados de um controlador programável que faz parte do controlador de fluxo de potência da FIG. 1; a FIG. 20B é um retrato de fase de tensão através de uma susceptância de derivação capacitiva antes do amortecimento ativo ser aplicado. A FIG. 21B é um retrato de fase de tensão através de uma susceptância de derivação capacitiva após a aplicação do amortecimento ativo.

As FIGS. 26B, 26C, 27A e 28A ilustram controladores de fluxo de potência alternativos de exemplo de formas de realização adicionais da presente invenção.

As FIGS. 26A, 27B, 28B, 28C, 29A, 29B e 30 ilustram exemplos adicionais de controladores de fluxo de potência alternativos, que não são parte da invenção, mas são mostrados devido a propósitos ilustrativos.

DESCRIÇÃO DETALHADA

Um diagrama de linha única de um sistema de transmissão de potência elétrica conectando duas regiões elétricas 10 e 12 é ilustrado na FIG. 1. Um controlador de fluxo de potência 14 de exemplo de uma forma de realização da presente invenção é instalado num percurso de transmissão 15 que conecta a região 10 com a região 12. Cada região 10 ou 12 pode ser considerada como uma área de produção de potência elétrica e/ou de consumo de potência. 0 percurso de transmissão 15 entre as regiões 10 e 12 desse modo é dividido em dois segmentos: o segmento 16 que conecta a área 10 ao controlador de fluxo de potência 14 e o segmento 18 que conecta o controlador de fluxo de potência 14 à área 12. Outros percursos de transmissão em paralelo 20 também podem existir entre as áreas 10 e 12.

Os segmentos 16 e 18 são linhas de transmissão trifásicas portando correntes alternadas trifásicas. A corrente fluindo na dada fase de segmento de linha 16 é denotada Is, e a corrente na dada fase de segmento 18 é denotada IR. A linha para a tensão neutra no ponto de conexão do segmento de linha 16 para o controlador de fluxo de potência 14 é rotulada Vj. A tensão no ponto de conexão do segmento de linha 18 com o controlador de fluxo de potência 14 é rotulada V2. Ambos os segmentos de linha de transmissão 16 e 18 têm comprimento substancial, os quais são geralmente desiguais. 0 controlador de fluxo de potência 14 de exemplo inclui um circuito de potência de uma susceptância variável trifásica conectada em derivação 22. A tensão de linha para neutro nos terminais de alta tensão de susceptância variável 22 é VM. 0 circuito de potência para a susceptância variável 22 inclui um transformador 24, uma ou mais ramificações de susceptância capacitiva 26 comutáveis pelos comutadores controláveis 28, uma ou mais ramificações de susceptância indutiva 30 comutáveis ou controláveis pelos comutadores controláveis 32 e um filtro harmónico opcional 34. Um perito na especialidade apreciará que os comutadores controláveis 28 e 32 podem ser implementados usando-se comutadores baseados em semicondutor, bem como comutadores mecânicos. Alguns exemplos de comutadores controláveis baseados em semicondutor são SCRs (como mostrado na FIG. 1) , GTOs, ou uma combinação de uma ponte de diodo e um transistor de alta tensão. Mais ainda, os peritos na especialidade apreciarão que a susceptância variável 22 é equivalente a um compensador de VAr estático tipico (SVC). Portanto, é evidente que equivalentes funcionais de um SVC podem ser empregues com sucesso no lugar da susceptância variável 22. Alguns equivalentes amplamente conhecidos de um SVC incluem um STATCOM, um condensador sincrono e mesmo um banco de condensadores comutados mecanicamente. 0 controlador de fluxo de potência 14 ainda inclui dois conversores de fonte de tensão 36 e 38. Cada um dos conversores 36, 38 pode incluir múltiplos conversores de seis pulsos interconectados por transformadores interestádio para a formação de grupos de pulso de ordem mais alta. Uma revisão excelente de conceitos de conversor de fonte de tensão pode ser encontrada em "Understanding FACTS: Concepts and Technology of Flexible CA Transmission Systems", supra. 0 conversor 36 é conectado em série com o segmento de linha 16 pelo transformador 40. 0 conversor 38 é conectado em série com o segmento de linha 18 por meio de um transformador 42. Os conversores 36 e 38 compartilham um circuito CC comum, acoplando os terminais CC um do outro. 0 suporte de tensão nos terminais CC é provido por um condensador 44. Um perito na especialidade prontamente apreciará que os conversores de fonte de tensão como usados como os conversores 36 e 38 na forma de realização descrita são meramente uma escolha preferida. Finalmente, os conversores 36 e 38 proporcionam tensões controláveis em terminais de lado de alta tensão de transformadores 40 e 42 (isto é, as tensões Vx e Vy na FIG. 1) , enquanto proporcionam um percurso para troca de potência ativa entre os dois conversores. Assim, há muitas configurações de circuito equivalentes que podem ser usadas no lugar dos conversores 36 e 38 descritos; por exemplo, conversores de fonte de corrente com um circuito CC empregando um indutor podem ser usados; um conversor CA para CA pode ser usado. Como será evidente, outras alternativas baseadas em máquina também podem ser usadas. Ainda outras alternativas serão evidentes para um perito na especialidade.

Finalmente, o controlador programável 46 proporciona sinais de controlo necessários para a operação da susceptância variável 22 e sinais de controlo para a operação dos conversores 36 e 38 do controlador de fluxo de potência 14, como detalhado abaixo. Na FIG. 1, as entradas para o controlador 46 são divididos em três grupos. Os sinais de referência são supridos pelo operador do sistema, e eles representam os pontos de operação desejados para os segmentos de linha 16 e 18. As definições de parâmetros proporcionam informação sobre o sistema e sobre as classificações dos circuitos de potência instalados. Os valores medidos são os sinais proporcionais às correntes e tensões localmente acessíveis. Estes sinais são usados para um controlo em tempo real de laço fechado dos circuitos de potência, como descrito abaixo.

Um circuito equivalente de fase única simplificado do controlador de fluxo de potência 14 e as regiões elétricas interconectadas 10, 12 e os segmentos de linha 16, 18 são mostrados na FIG. 2. A região elétrica 10 é representada pela sua fonte de tensão equivalente de Thévenin Vs. A variável Vs denota o valor instantâneo de tensão de linha para neutro na fase sob consideração. Outras tensões têm significados análogos. Os valores de parâmetros Rs e Xs são amplamente dominados pelos parâmetros do segmento de linha 16, mas também incluem o equivalente de Thévenin da área representando impedância de fonte 10 e os parâmetros de vazamento do transformador 40 (FIG. 1). Os valores VR, Rr e XR são representações análogas da região 12 e do segmento de linha 18. Os índices "S" e "R" são usados para a identificação da extremidade de "envio" e de "receção" e os segmentos de linha 16 e 18 conectados a estas extremidades da linha, respetivamente. Os rótulos de tensão Vlr V2, VM refletem tensões ilustradas na FIG. 1. As fontes de tensão Vx e VY representam os equivalentes de alta tensão de tensões geradas pelos conversores 36 e 38, respetivamente. A capacitância variável rotulada BM representa a susceptância variável conectada em derivação controlável 22. A faixa de valores que este parâmetro pode assumir depende dos componentes de potência instalada no caso geral, BM pode ser positiva (capacitiva), zero ou negativa (indutiva) .

As potências ativa e reativa de conversores 36, 38 e as áreas 10 e 12 são respetivamente rotuladas PXr Qx; PY, Qy; Psr Qsr e PRr Qr, na FIG. 2. Estas potências representam respetivos valores trifásicos. Isto é necessário para a correção da interpretação de carregamento e descarregamento do condensador CC 44, rotulado CDC na FIG. 2. As polaridades definidas na FIG. 2 serão usadas doravante para a descrição matemática do sistema.

Para melhor compreensão da operação do controlador de fluxo de potência 14 de exemplo, as FIGS. 4, 6, 7A-7F, 8A-8F, 9A-9C, 10A-10G e 11A-11F ilustram vetores de exemplo correspondentes a tensões e correntes mensuráveis no ou dentro do controlador de fluxo de potência 14, representados no plano d-q.

Para apreciar melhor estas Figuras, a FIG. 3 ilustra um quadro de referência de rotação usado nas FIGS. 4, 6, 7A-7F, 8A-8F, 9A-9C, 10A-10G, e 11A-11F. Isto é, em estudos de sistema de potência, é comum considerar tensões e correntes usando um quadro de referência de rotação. A orientação dos eixos e a direção de rotação são descritas na FIG. 3. Na FIG. 3, o que vem a seguir se aplica: ^dqO ®^abc2dq0^abc O) F são vetores de valores instantâneos de corrente ou tensão no quadro correspondente, isto é, Fabc representa um vetor de valores instantâneos de corrente ou tensão no quadro de referência "abc" e Fdq0 representa um vetor correspondente de valores instantâneos de corrente ou tensão no quadro de referência "dqO". A matriz de transferência Kabc2dqo é dada por:

(2)

Como será apreciado por peritos na especialidade, uma motivação para o uso do quadro de referência rotativo vem da teoria de máquinas CA. Especificamente, se correntes de fase deslocada da mesma frequência forem passadas através de enrolamentos distribuídos espacialmente da máquina, a força magnetomotriz (MMF) resultante no espaço de ar da máquina cria o campo magnético rotativo. Definir um quadro de referência que gira na mesma velocidade proporciona uma ferramenta para o estudo de interações de vetor de campo magnético com outros vetores pertinentes num quadro de referência onde os componentes desses vetores são constantes no regime permanente. Isso simplifica grandemente o projeto de controladores em tempo real, já que estes controladores agora podem operar em quantidades CC, em vez de em quantidades que variam de forma senoidal observadas nos enrolamentos.

Numa operação normal de sistema de potência, somas algébricas de correntes de fase e tensões, quer dizer, componentes de sequência zero dessas variáveis, são pequenas de forma desprezível e podem ser desprezadas na análise. Consequentemente, as três quantidades escalares de "espaço abc" podem ser reduzidas para um vetor no "espaço dq" sem perda de informação e o comportamento do sistema pode ser estudado usando-se diagramas de vetor no plano. Uma descrição detalhada de quadros de referência de rotação pode ser encontrada em "Analysis of Electric Machinery" (Paul C. Krause, McGraw-Hill 1986).

Um diagrama vetorial, no quadro de referência d-q, representando um ponto de operação de regime permanente possível da linha controlada pelo controlador de fluxo de potência 14 é mostrado na FIG. 4. Por clareza, as perdas são desprezadas. Os subscritos "dq" em todos os vetores são compreendidos e, portanto, omitidos. As tensões correspondentes Vs e VR identificadas nas FIGS. 1 e 2 são mostradas como vetores d-q de magnitude igual e com uma certa diferença angular entre eles. Um perito na especialidade prontamente apreciará que os fluxos de potência num sistema de transmissão são grandemente determinados por diferenças angulares entre respetivas tensões de região e pelas impedâncias de linha interconectando as áreas. As magnitudes das tensões em qualquer dada área são ativamente reguladas para serem iguais aos valores nominais pelo suprimento de um suporte de tensão reativa onde necessário. Para fins desta discussão, as tensões Vs e VR são consideradas como sendo "barramentos fortes", quer dizer, a dinâmica de mudança de suas magnitudes e posição relativa é significativamente mais lenta do que a dinâmica da linha controlada.

Se as regiões 10 e 12 forem diretamente interconectadas, pela linha 15 sem o controlador de fluxo de potência 14, a transferência de potência natural entre ν'* e VR seria dada pela fórmula bem conhecida:

onde δ representa o ângulo entre as duas tensões, como marcado na FIG. 4. Como notado, Xs e XR são as impedâncias equivalentes de Thévenin das linhas 16 e 18 e das regiões 10, 12; e 1,5 é a constante de proporcionalidade pertinente à transformação de coordenadas. De maneiras exemplares das formas de realização da presente invenção, o controlador de fluxo de potência 14 muda a sua transferência de potência que ocorre naturalmente. As tensões e correntes descritas na FIG. 4 correspondem a um fluxo de potência mais baixo do que Po. Em termos mais simples, isto é obtido pela injeção de tensões Vx e VY, de modo a reduzir as diferenças angulares entre Vs e Vx e V2 e VR, respetivamente.

Uma perceção útil na operação de circuito pode ser ganha se todo o controlador de fluxo de potência 14 for visto como uma caixa preta com dois conjuntos de terminais de tensão externa e V2 . Com essa representação, as tensões Vx e V2 podem ser consideradas como um mecanismo por meio do qual se controlam as correntes Is e IR, respetivamente. No controlador de fluxo de potência 14 da FIG. 1, estas tensões estão sujeitas a numerosas restrições (descritas abaixo). Se estas restrições não existissem, o circuito da FIG. 2 poderia ser substituído por dois subcircuitos independentes: um incluindo uma fonte de tensão Vs, o segmento de linha 16 e a fonte de tensão Vx; e a outra incluindo a fonte de tensão V2, o segmento de linha 18 e a fonte de tensão VR . A corrente provida por estes circuitos independentes então poderia ser independentemente controlada usando-se dois controladores convencionais. Um controlador de exemplo adequado para controlo de laço fechado de Is é ilustrado na FIG. 5. Um controlador como este emprega reguladores de tensão PI independentes 48 e 50 em eixos d e q, respetivamente. Erros de corrente apropriados são levados para as entradas de elementos PI. As saídas correspondentes são usadas para o cálculo de VId e VIq, quer dizer, as componentes desejadas de vetor . Um acoplamento cruzado entre os eixos é eliminado pela subtração e adição de termos algébricos 52 e 54. Estimativas ou valores medidos de componentes de tensão de extremidade de envio VSed e VSeq podem ser incluídos, como mostrado nas linhas a tracejado. Incluir estes valores elimina uma orientação CC considerável de elementos integrais em 48 e 50. Uma vez que o valor de νχ seja gerado, uma subtração de vetor VM leva ao valor requerido para Vx . Finalmente, o valor requerido para Vx pode ser obtido diretamente pelo conversor 36. Um controlador análogo poderia ser projetado para o controlo de laço fechado de IR no segundo subcircuito. 0 controlador de fluxo de potência 14 da FIG. 1, contudo, controla os vetores de corrente (isto é, magnitude e fase) através dos respectivos segmentos de linha 16 e 18, enquanto observa restrições e as condições de limite existentes nos vários parâmetros. Assim, podem ser consideradas, agora, as restrições aplicáveis ao controlador de fluxo de potência 14. 0 circuito CC comum formado pelo condensador 44 conectando os conversores 36 e 38 permite uma troca de potência irrestrita entre os conversores. Com polaridades mostradas na FIG. 2, o valor positivo de Px resulta na corrente de carregamento positiva para o condensador CC 44, enquanto um valor positivo de PY resulta na corrente de carregamento negativa. A equação diferencial que descreve a dinâmica de VDC é:

(3)

No regime permanente, VDC permanece constante; portanto:

(4) ou, formulado diferentemente e após o cancelamento do fator deproporcionalidade, que:

(5) 0 operador de produto na equação (5) tem o significado de um produto escalar no plano dq.

Em seguida, devido às classificações de conversor finitas, as magnitudes de tensões Vx e Vy , bem como as magnitudes de correntes admissíveis Is e IR são limitadas.

As classificações de tensão de componentes que constituem a susceptância variável requerem que a magnitude de VM seja limitada. Finalmente, exigências de isolamento para os segmentos de linha 16 e 18 requerem que as magnitudes de e V2 sejam limitadas.

As condições de limite de operação podem ser resumidas para referência fácil:

(6) (7) (S) <9> (10) (11) (12)

Com estas restrições, encontrar soluções admissíveis de regime permanente permitindo uma transferência de uma quantidade selecionada de potência Ps causada pelo controlador de fluxo de potência 14 da FIG. 1 é um problema desafiador. Isso é atribuível, pelo menos em parte, à condição de troca de potência igual entre os conversores dada pela equação (4). Isso, por sua vez, introduz uma não linearidade na descrição matemática do controlador de fluxo de potência 14. Para avaliação de estados de operação de regime permanente admissíveis do controlador de potência 14 numericamente é, portanto, desejável primeiramente posicionar as variáveis de estado de controlador de fluxo de potência 14 no ou próximo do coletor definido pela equação (4) e, depois disso, usar os graus remanescentes de liberdade para se encontrarem as soluções desejadas de regime permanente.

Como agora deve ser evidente, os vetores de tensão Vx e VY podem ser usados como variáveis de controlo para um controlo de laço fechado de controlador de fluxo de potência 14. Isso significa que através dos transientes seus valores estarão mudando abruptamente e, no caso geral, independentes uns dos outros. Assim, é vantajoso buscar uma formulação mais invariante para a condição de equilíbrio de potência do que uma usando estas tensões. A representação de caixa preta do controlador de fluxo de potência 14 novamente é útil. A condição dada pela equação (4) estipula a energia armazenada constante no condensador CC 44. Mais ainda, a energia total armazenada na susceptância trifásica 22 em regime permanente é constante. Portanto, se as perdas forem desprezadas, a condição (4) pode ser substituída pela condição Pi = P2. Embora melhorada, esta formulação ainda não proporciona o grau desejado de invariância, já que é dependente de vetores de tensão e V2. A formulação final é obtida reconhecendo-se que se os segmentos de linha 16 e 18 são sem perdas, Ps = Pi e P2 = PR. Assim, para um sistema sem perdas, a condição dada pela equação (4) pode ser expressa como:

(13) ou como:

. (14) É vantajoso proporcionar uma interpretação geométrica para esta condição. Isso pode ser apreciado com referência à FIG. 6. Para um dado vetor Vs, a potência de extremidade de envio Ps é proporcional à projeção de Is em Vs . Portanto, os vetores de corrente IS1 e Is2 transferem a mesma potência de extremidade de envio, como o faria qualquer outro vetor de corrente que tivesse a sua ponta na mesma linha perpendicular a Vs . Esta linha pode ser considerada como uma "linha de potência constante". Assim, a linha de potência constante dá os locais de soluções para corrente Is que acoplam um valor específico de potência ativa Ps a partir da fonte de tensão Vs . Uma linha de potência constante análoga representando as soluções para IR pode ser construída perpendicular ao vetor de tensão VR . A condição de equilíbrio de potência entre os conversores pode assim ser expressa como a exigência de busca das soluções para os vetores Is e IR que residem no conjunto de combinação especificado de linhas de potência constante.

Geometricamente, cada uma das condições de limite (6) a (12) representa o limite superior do respetivo vetor de tensão ou corrente. Como será apreciado, estes limites afetam significativamente os pontos de operação de regime permanente admissiveis de controlador de fluxo de potência 14.

Agora, é possivel formular um procedimento para a construção de diagramas de vetor de regime permanente admissiveis representando estados de operação de controlador de fluxo de potência 14. 0 procedimento será ilustrado num exemplo do controlador de fluxo de potência 14 sem perda, com um ponto de instalação assumido na metade entre a região 10 e 12 (isto é, na metade da linha que conecta estas regiões). Em termos de parâmetros de circuito definidos na FIG. 2, estas simplificações podem ser descritas como:

(15) (16)

As FIGS. 7A-7F demonstram graficamente as etapas de exemplo do procedimento. Na FIG. 7A, os vetores de tensão Vs e VR são mostrados. Um par de linhas de potência iguais correspondentes ao fluxo de potência desejado Ps e PR é adicionado na FIG. 7B. Em seguida, os vetores de corrente Is e IR são escolhidos de modo que suas pontas fiquem nas linhas de potência igual correspondentes. Assim, há um grau de liberdade na escolha da localização de cada vetor. Este grau de liberdade pode ser visto como liberdade para selecionar a quantidade de potência reativa suprida a partir da extremidade de linha correspondente. Por exemplo, a escolha do vetor Is unicamente especifica os valores de

Ps e Qs. 0 inverso também é verdadeiro, a especificação dos valores para Ps e Qs unicamente especifica o valor de Is . A escolha dos vetores de corrente Is e IR e ο ΪΜ resultante é mostrada na FIG. 7C. Uma vez que os vetores Is e IR sejam especificados, as tensões ^ e V2 são determinadas a partir de:

(17) (18)

Expressas em forma de matriz, as equações (17) e (18) são:

(19) (20)

Os vetores correspondentes Vx e V2 são mostrados na FIG. 7D. Em seguida, a tensão VM é determinada com base nos valores conhecidos de ΪΜ e BM, usando-se:

(21)

Expressa em forma de matriz, (21) é equivalente a:

(22) A tensão resultante VM é mostrada na FIG. 7E. Finalmente, com valores conhecidos para , V2 e VM, as tensõesV„ e VY são determinadas a partir de:

(23)

Um diagrama vetorial completo é mostrado na FIG. 7F.

As condições de limite (6) a (12) podem ser verificadas, agora, pelas medições simples de comprimentos de vetor relevantes, e a solução pode ser aceite ou desconsiderada com base neste teste.

Obviamente, a formulação acima é sensivel à singularidade que ocorre em BM = 0 nas equações (21) e (22). Uma formulação alternativa expressando ΪΜ como uma função de VM, portanto, é favorável. 0 procedimento

modificado começa pela especificação do valor desejado para a tensão VM . As etapas de procedimento modificado são ilustradas nas FIGS. 8A-8F. 0 valor desejado de VM juntamente com os Vs e VR conhecidos é mostrado na FIG. 8A. Um par de linhas de potência constante correspondente à transferência de potência desejada é adicionado na FIG. 8B. A corrente IM é unicamente determinada a partir dos valores conhecidos de VM e BM, e é mostrada na FIG. 8C. Em seguida, as soluções correspondentes para Is e IR são encontradas pela translação do vetor ΪΜ para uma nova posição, de modo que sua ponta fique na linha de potência igual perpendicular a Vs, e sua extremidade traseira na linha de potência igual perpendicular à VR . Esta translação pode ser composta a partir de duas translações sucessivas, como mostrado na FIG. 8D. A primeira translada o vetor ΪΜ para a posição em que sua ponta fica na linha Ps = constante. A direção da primeira translação é arbitrária, indicada por um par de linhas a tracejado. A segunda translação move ο ΪΜ resultante ao longo da linha Ps = constante para a posição em que sua extremidade traseira fica na linha Pr = constante. A ponta do vetor resultante ΪΜ coincide com a ponta da solução para Is, enquanto a sua extremidade traseira coincide com a ponta da solução para IR , como mostrado na FIG. 8E. As tensões e V2 e os Vx e VY resultantes são determinadas de forma análoga ao procedimento previamente descrito. 0 diagrama vetorial final é mostrado na FIG. 8F. 0 procedimento ilustrado graficamente nas FIGS. 8A-8F pode ser generalizado para computação de todo o conjunto de pontos de operação de regime permanente admissíveis. As etapas do procedimento generalizado podem ser apreciadas através do exemplo a seguir aplicável ao controlador de fluxo de potência 14. Para dados Vs e VR , parâmetros de circuito conhecidos, e um valor especificado para BM, podem ser encontrados todos os pares de Vx e VY gue satisfazem a restrição (4) e às condições de limitação (6) a (12) desprezando-se perdas. A solução pode ser obtida ao se tentarem todos os valores possíveis para Vx e VY e desconsiderando-se os pares que violam a restrição de equilíbrio de potência ou qualquer uma das condições de limite. Uma abordagem de tentativa e erro como essa, contudo, teria uma produção de solução pequena, devido ao facto de que novas combinações de vetores Vx e VY satisfazerem à condição de equilíbrio de potência. Consequentemente, para a obtenção de um número suficiente de soluções admissíveis, uma grade de tentativa muito fina poderia ser usada e, assim, o procedimento não seria eficiente em termos computacionais. Além disso, o uso dessa abordagem de "força bruta" proveria pouca perceção sobre como os limites em particular afetam as curvas de operação.

Um procedimento mais eficiente para computação dos pontos de operação de regime permanente admissíveis é ilustrado com referência às FIGS. 9A-9C; 10A-10G e 11A-11F.

Assumindo um sistema sem perdas com parâmetros de circuito conhecidos Xs e XR, dados Vs s VR , e especificado BM, VM pode ser expresso como uma função de Vx e VY , como:

(24) onde:

(25) e

(26) É evidente a partir da equação (24) que a faixa de todas as soluções possiveis para VM é um circulo. 0 centro deste circulo "M” tem as coordenadas:

(27) (28) 0 circulo e os vetores correspondentes Vs e VR são mostrados na FIG. 9A. A condição de limite (10) agora pode ser diretamente aplicada, como mostrado na FIG. 9B. As soluções para VM na área sombreada devem ser desconsideradas, já que elas violam a condição de limite (10) . A faixa de VM que é deve ser adicionalmente considerada é mostrada na FIG. 9C. Uma grade arbitrariamente fina pode agora ser aplicada à faixa de soluções admissíveis para VM, e as soluções correspondentes para Vx e Vy podem ser tentadas para cada valor de VM, como se segue.

Um valor em particular de VM é mostrado na FIG. 10A em relação a Vs e VR do problema. Com os valores de VM e Vs fixados, a corrente Is é uma função apenas de Vx e isto é dado por:

(29)

Pode ser deduzido, a partir das equações (29), que a faixa de valores de Is para Vx variando é um circulo, como mostrado na FIG. 10B. O centro do circulo "5" tem as coordenadas: (30)

J ’'S

diâmetro "Ds" é dado por: (31) A condição de limite (8) é adicionada na FIG. 10C. Usando a equação (19), a condição de limite (11) também pode ser representada como um circulo num espaço de corrente. Ele é centralizado em "Cj" dado por:

(32) e seu diâmetro "Dj" é:

(33)

Este circulo é adicionado na FIG. 10D. Uma faixa de valores admissíveis para Is, que satisfazem às condições de limite (6), (8) e (11), é o conjunto de pontos obtidos pela interseção dos respetivos conjuntos individuais. 0 conjunto resultante é mostrado como a área sombreada na FIG. 10E.

As condições de limite (7), (9) e (12) têm representação geométrica análoga. As coordenadas do centro e do diâmetro do círculo representando (7) são dadas como:

(34) (35) A representação da condição de limite (9) deve ser evidente - ela é um círculo centralizado na origem com o raio igual a IYmax. 0 circulo representando a desigualdade (12) é centralizado em "C2" com coordenadas:

(36) e seu diâmetro "D2" é dado por:

(37)

Os três circulos acima são mostrados na FIG. 10F. A faixa admissível resultante para IR é mostrada na FIG. 10G. A FIG. 11A mostra Vs , VR e dois pares de linhas de potência igual. Note-se que os pontos de interseção de linhas de potência igual definem um eixo rotulado lo na FIG. 11B. A coordenada lo do ponto de interseção é proporcional à transferência de potência através da linha de transmissão. Portanto, a translação do aproximadamente de linhas de potência igual ao longo de lo tem o significado de mudança da potência transmitida. A FIG. 11C mostra: Vs, VR , os eixos l0r dois pares de linhas de potência igual, e o VM previamente discutido. Lembre do procedimento demonstrado pelas FIGS. 8C a 8E que encontra as soluções únicas de regime permanente para Is e IR, com base no valor especificado de VM, e no fluxo de potência especificado. Aplicar este procedimento para um fluxo de potência variável resulta na faixa de soluções para Is e IR correspondente ao mesmo VM . Os pares de solução (Isl, IR1) e (Is2, IR2) correspondentes às transferências de potência

Pi e P2, respetivamente, são mostrados na FIG. 11C. Deve ser evidente que pares de solução (Is, IR) correspondentes ao dado VM ficam em linhas paralelas aos eixos lo. Deixe-se ls designar a linha definida pelas soluções para Is e 1R a linha definida pelas soluções de IR. As linhas ls e 1R são mostradas na FIG. 11D.

Regiões admissíveis para as correntes Is e IR previamente discutidas são mostradas em conjunto com as linhas ls e 1R na FIG. 11E. Os pontos xs e ys denotam as interseções de linha ls com a região de valores admissíveis para Is . Os pontos xR e yR denotam os pontos análogos na linha 1R. Os pares de solução (ís, IR) são encontrados de modo que Is fique no segmento xsys, IR fique no segmento xRyR e sua diferença equivalha a ΪΜ. Assim, para o exemplo mostrado na FIG. 11E, a ponta de Is fica no subsequente zsys , onde zs é a projeção de xR sobre ls na direção de ΪΜ, enquanto as soluções de combinação IR têm sua ponta no segmento xRzR , onde zR é a projeção de ys em 1R na direção de ΪΜ . 0 par de solução (Is , IR ) correspondente a (ys, zR) resulta no fluxo de potência máximo obtenível para este VM , sob as condições do problema. De forma análoga, as soluções correspondentes para (zs, xR) resultam no fluxo de potência mínima sob as mesmas condições. Note-se que cada par (Is, IR) a partir dos segmentos zsys e xRzR resulta nas soluções únicas para um par de vetores (Vx, Vy ) e, consequentemente, para as soluções únicas para Ps = Pi = P2 = PRr Qi e Q2.

Repetir este procedimento para os valores admissíveis de VM produz uma faixa de todas as soluções admissíveis de regime permanente para os dados Vs e VR, e o BM especificado no sistema considerado sem perdas. As soluções resultantes par Vx , Vy e as potências ativas e reativas agora podem ser tabuladas. Em seguida, o procedimento pode ser repetido para todos os BM de interesse, e a multiplicidade resultante de tabelas pode ser subsequentemente processada para a eliminação de duplicados e manutenção apenas das soluções de interesse. Várias noções de otimização podem ser introduzidas no processamento das tabelas. Claramente, é vantajoso escolher soluções que usam amplitudes mais baixas de tensões Vx e Vy para a idealização do mesmo fluxo de potência. Essa seleção resulta na minimização das classificações dos conversores instalados.

Finalmente, um conjunto de tabelas pode ser criado para cada par de Vs e VR . As tabelas podem ser preparadas de antemão e armazenadas na memória associada ao controlador 46 ou, alternativamente, tabelas parciais podem ser computadas para a precisão desejada em tempo real, para cobertura da faixa próxima do ponto de operação do controlador de fluxo de potência 14. As computações em tempo real são possíveis, uma vez que a natureza do problema permite a implementação de um processamento em paralelo. Mais ainda, vários procedimentos de otimização dependentes do ponto de operação e dos limites aplicáveis podem ser usados para o aumento da velocidade das computações. Para valores de Plr Qd e Q?, VMd, VMq e BM são armazenados. Mais tarde, os valores supridos por operador representativos de Plr Ch e podem ser usados pelo controlador 46 para a escolha dos valores correspondentes de VMd, VMq e Bm a partir de uma tabela associada com os valores reais de Vs e VR .

Como deve ser apreciado, o procedimento explicado acima não é ótimo em termos computacionais. É apresentado desta forma para permitir ao leitor compreender facilmente os conceitos subjacentes. As otimizações são possíveis e são largamente consideradas como uma questão de implementação prática.

As tabelas obtidas com base no procedimento acima podem ser usadas para traçar várias curvas pertinentes à linha 15 controlada pelo controlador de fluxo de potência 14. Talvez as mais interessantes sejam as curvas P-delta. A discussão destas curvas e dos efeitos de vários limites proporciona uma perceção útil de como coordenar o controlo dos inversores 36 e 38 com o controlo da susceptância conectada em derivação 22, para a maximização ou a minimização do fluxo de potência.

Um conjunto de exemplo de curvas P-delta, normalizadas correspondentes a três valores discretos de bM, é mostrado na FIG. 12. Um valor positivo, zero e um valor negativo de bM foram considerados. 0 valor positivo considerado (capacitivo) de BM é quatro vezes maior na magnitude do que o valor negativo considerado (indutivo). Um perito na especialidade apreciará que uma escolha como esta de valores corresponde a uma implementação tipica de um SVC, onde um banco indutivo é regulado para a provisão de um controlo de vernier de potência reativa suprida entre as etapas de múltiplos bancos de capacitância. Na FIG. 12, apenas os limites de tensão injetada de conversor, isto é, as condições de limite (6) e (7), foram aplicados nos cálculos usados para a produção das curvas descritas. Duas curvas para cada valor de BM podem ser facilmente identificadas. A superior corresponde ao fluxo de potência maximizado e a inferior ao fluxo de potência minimizado. Um perito na especialidade prontamente apreciará que para qualquer dado valor de δ um fluxo de potência desejado pode ser arbitrariamente escolhido entre os dois valores extremos especificados por estas curvas, e obtido pelo controlo apropriado dos conversores 36 e 38. Mais ainda, é evidente a partir da FIG. 12 que faixas de fluxo de potência obteníveis para cada valor de BM se sobrepõem; portanto, em qualquer dado valor de δ, o fluxo de potência pode ser continuamente variado entre a curva mais baixa e a mais alta, enquanto se usam apenas valores discretos de susceptância de derivação.

Um outro conjunto de curvas P-delta é mostrado na FIG. 13. A rotulação das curvas é análoga à FIG. 12. Na FIG. 13, além das magnitudes limitadas de tensões de conversor, as magnitudes de tensões de terminal e as magnitudes de correntes de linha foram limitadas a uma por unidade. Devido à aplicação de limites adicionais as faixas possíveis de soluções são visivelmente restritas. Por exemplo, a valores grandes de <5, nenhuma das curvas tem soluções válidas. Isso é devido ao facto de mesmo com uma capacidade de tensão plena de conversores aplicada para oposição à tensão através da linha, a corrente ainda estará acima do valor de limite e, portanto, não existe uma solução. Assim, para δ > 125°, os conversores teriam de ser desviados, para se evitarem danos devido a uma sobrecorrente.

Em valores mais baixos de δ, um declínio agudo no fluxo de potência máximo é visível na maioria das curvas. Por exemplo, a curva de limite superior para BM > 0 entra em declínio abruptamente para δ < 65°. Isso é devido à aplicação de limites de tensão de terminal. Especificamente, conforme o valor de δ reduz enquanto BM é mantido constante, a potência reativa suprida na metade da linha aumenta a magnitude da tensão VM . De modo a se manterem os níveis de tensão de terminal nos limites, as tensões injetadas pelos conversores devem ser usadas para oposição ao aumento de | VM| . Consequentemente, a quantidade de tensão de conversor remanescente a ser aplicada em direção ao controlo de fluxo de potência é mais baixa e o fluxo de potência máxima cai.

Um fenómeno análogo é observado na curva de limite inferior para BM > 0. Neste caso, o objetivo é minimizar o fluxo de potência; assim, uma vez que uma parte da capacidade de tensão de conversor é perdida no controlo de tensão, um fluxo de potência mínimo possível surge.

Finalmente, com a susceptância em derivação 22 igual a zero, não é possível reverter o fluxo de potência em valores baixos de δ, sem um aumento nas magnitudes das tensões nos terminais de equipamento acima de 1 p.u. Assim, a curva representando o fluxo de potência minimizado para uma susceptância de derivação zero 22 equivale a zero em valores baixos de δ. A existência de "tabelas de consulta de configuração atingível" permite que o operador do controlador de fluxo de potência 14 escolha os pontos de definição para o controlador de fluxo de potência 14, de forma tal que sempre se mantenha o ponto de operação nos limites do equipamento instalado. Na discussão do controlador em tempo real doravante será assumido que os valores de referência para variáveis especificadas como entradas para o controlador sempre pertencem ao conjunto atingível.

Os diagramas de vetor representativos da linha controlada pelo controlador de fluxo de potência 14 são mostrados nas FIGS. 14A a 14E. Para consistência com as figuras prévias, as mesmas simplificações foram usadas. 0 diagrama vetorial da FIG. 4 é repeti do na FIG. 14A. 0 diagrama na FIG. 14B é construído usando-se os mesmos valores para as correntes de linha, mas um valor diferente para BM. 0 vetor resultante VM assim é de magnitude maior e o Vx e o VY correspondentes são diferentes. A comparação dos dois diagramas proporciona uma outra ilustração de que o controlador de fluxo de potência 14 pode ser usado para um controlo de vernier das correntes de linha usando um valor mudado em incremento de susceptância de derivação 22. 0 diagrama vetorial mostrado na FIG. 14C demonstra a capacidade do controlador de fluxo de potência 14 de controlar independentemente a quantidade de potência reativa suprida para o segmento de linha de receção 18. A localização de vetores correspondentes ao ponto de operação da FIG. 14A é mostrada em linhas a tracejado, para ajudar na quantificação da diferença. 0 diagrama vetorial correspondente ao fluxo de potência aumentado é mostrado na FIG. 14D. Um aumento nas magnitudes de correntes Is e IR é um resultado dos ângulos relativos aumentados entre os vetores Vs e Vx e os vetores V2 e VR, respetivamente.

Finalmente, o diagrama vetorial ilustrando a reversão de fluxo de potência é mostrado na FIG. 14E. Uma posição relativa de vetores ΪΜ e VM indica que BM < 0, isto é, que a susceptância de derivação é dominantemente indutiva.

Agora, de modo a controlar os estados de operação do controlador de fluxo de potência 14 para a provisão de uma transferência de potência controlada entre a região 10 e a 12, o controlador 46 (FIG. 1) controla os vetores de tensão Vx e VY como variáveis de controlo para o controlo de laço fechado de correntes Is e IR, enquanto se observam as restrições e as condições de limitação, como detalhado acima.

Um diagrama de blocos de um controlador programável de exemplo 46 adequado para um controlo dinâmico do controlador de fluxo de potência 14 é ilustrado com referência às FIGS. 15 a 25. O controlador de exemplo 46 é apresentado para a provisão de perceção nos conceitos requeridos para um projeto de controlador bem-sucedido. Como será apreciado, muitas adições e modificações são possíveis. Mais ainda, será compreendido que o fluxo de sinais e a distinção entre os blocos são um pouco arbitrários, e podem não ser claramente delineados numa implementação prática. Por exemplo, uma implementação prática de controlador 46 pode ser formada usando-se um controlador baseado em computador, programado para receber entradas de controlo e prover saídas equivalentes àquelas dos blocos descritos, sem se calcularem realmente valores intermediários descritos no presente documento. Um controlador como este pode manter variáveis de memória para o armazenamento de sinal e valores de parâmetro, e sub-rotinas para a realização das funções atribuídas aos blocos descritos. O código para sub-rotinas pode ser reutilizado para implementação da funcionalidade de blocos diferentes. Assim, falando estritamente, torna-se pouco claro o que um bloco é. Por outro lado, é evidente que uma implementação de controlador baseada em programa de computador permite acesso fácil a qualquer parâmetro que possa ser necessário para facilitação das computações. Portanto, os valores de parâmetro de exemplo são livremente usados nos diagramas de blocos para a provisão de uma explanação sobre como fazer e usar um controlador de exemplo 46.

Uma organização de alto nível do controlador 46 e os fluxos de sinal conceituais são mostrados na FIG. 15. Como ilustrado, o controlador 46 inclui um bloco de controlo de susceptância de derivação 66, e um bloco de controlo de conversor 64 em comunicação com uma memória armazenando tabelas de consulta de estados de controlo atingíveis, tabulados como descrito acima. 0 bloco de controlo de susceptância 66 determina as saídas de controlo a serem providas para a susceptância 22 (FIG. 1), enquanto o bloco de controlo de conversor 64 provê saídas para a operação de controlo de conversores de fonte de tensão 36 e 38. Os valores de referência para P2, Qi e Q2 são supridos pelo operador de sistema de transmissão. Os sinais representativos destes valores apropriados para uso direto no controlador 46 são denotados: P2refr Piref e qtrer· Estes sinais são usados para consulta de tabela no bloco de tabelas de consulta de configuração obtenível 62 para determinação de sinais de referência para o bloco de controlo de conversor 64 e o bloco de controlo de susceptância de derivação 66. Como necessário, valores armazenados no bloco de tabela 62 podem ser interpolados para a provisão de valores para P2ref, Piref e qtref não explicitamente armazenados no bloco 62.

Como notado acima, qualquer dado "ponto de operação de linha" corresponde a infinitamente muitos "pontos de operação internos" (isto é, conjuntos de vx, vY, bMr etc.). 0 papel do bloco de consulta de tabela 62 é permitir a seleção de um ponto de operação interno único que resulte numa utilização ótima preferida do equipamento instalado. 0 bloco de controlo de conversor 64 proporciona a multiplicidade de "sinais de estado" ao bloco de consulta de tabela 62 para facilitação da escolha da tabela relevante . 0 bloco de controlo de conversor 64 é responsável pelo controlo dinâmico de laço fechado dos conversores de fonte de tensão 36 e 38. As entradas para este bloco são P2ref, q.2refr vMrefd e vMrefq· Como detalhado com referência as FIGS. 8A a 8F, um ponto de operação interno único pode ser encontrado com base na transferência de potência desejada P2 (aproximadamente igual à PR ou Ps) e o valor especificado para VM . Portanto, especificar q2ref, falando estritamente, é desnecessário. Entretanto, a provisão do valor para q2ref a partir de tabelas de consulta permite uma organização interna mais simples do bloco de controlo de conversor 64. 0 bloco de controlo de conversor 64 extrai sinais para controlo dos elementos de comutação nos conversores de fonte de tensão 36 e 38; na forma de realização descrita, estes sinais são denotados como "pulsos de disparo de GTO/MCT/IGBT". Sinais apropriadamente isolados e armazenados temporariamente adequados para aplicação direta aos terminais de controlo dos comutadores eletrónicos de potência de conversores de fonte de tensão 36 e 38 são comumente referidos como "pulsos de disparo". Os pulsos de disparo controlam diretamente o estado dos comutadores nos VSCs, assim eles proporcionam meios para um controlo direto das tensões Vx e VY .

No presente, os comutadores eletrónicos disponíveis no nível de potência apropriado são: tirístor de desativação de porta (GTO), tirístor controlado por MOS (MCT) e transístor bipolar de porta isolada (IGBT). A escolha particular dos componentes de comutação de conversor e do número total de comutadores será dirigida pelas economias de fabricação; assim, as propriedades dos pulsos de disparo, o seu número, as formas de onda e o sincronismo são largamente dependentes de implementação e não serão adicionalmente discutidos. 0 bloco de controlo de susceptância de derivação 66 toma um sinal de referência buref e gera os sinais de controlo apropriados para a susceptância de derivação 22.

Os sinais de realimentação representativos de VM e IM são usados para facilitação do sincronismo correto dos pulsos de fase e para computação do valor real de susceptância de derivação bM. Dependendo da implementação da susceptância de derivação 22, a mudança de susceptância real ocorrerá com um certo atraso em relação ao valor de referência suprido pelo bloco de consulta de tabela. Um valor preciso de bM é usado pelo bloco 64; portanto, o sinal de bM é suprido diretamente a partir do bloco 66 para o bloco 64.

Os sinais na saida do bloco de controlo de susceptância de derivação 66 são denotados como "pulsos de disparo de SCR" como retificadores controlados de silicio (SCRs) são usados na forma de realização mostrada para a comutação de um banco de condensadores variável 28 e controlo do banco de indutores 32. Claramente, se meios de comutação e controlo alternativos forem usados no circuito de potência de susceptância de derivação variável 22, sinais de controlo apropriados serão gerados. 0 controlo de susceptância de derivação hoje em dia é considerado como um assunto maduro. Uma revisão geral de uma construção típica de SVC e a sua implementação de controlador pode ser encontrada em "Understanding FACTS: Concepts and Technology of Flexible CA Transmission Systems", supra. Portanto, o bloco 66 não será adicionalmente discutido aqui.

Um diagrama de blocos de um bloco de controlo de conversor de exemplo 64 é mostrado na FIG. 16. As interconexões dos blocos são indicadas pelo uso de rótulos de sinal. Os rótulos em letras minúsculas são usados para indicação de sinais escalonados no controlador. Note que alguns rótulos de sinal representam quantidades vetoriais, isto é, pares ou trios ordenados de valores. 0 número de linhas curtas cruzando o percurso de sinal indica a "ordem interna" de cada sinal. Os percursos de sinal sem "linhas de cruzamento" representam valores escalares. A aquisição, o condicionamento e o escalonamento de sinal são feitos no bloco 102. A técnica de medição real variará com a implementação. A largura de banda de sensores deve ser suficientemente mais alta do que a largura de banda dos conversores de fonte de tensão (atuadores neste sistema) . Como a largura de banda de conversores de fonte de tensão é meramente de várias centenas de Hertz, a maioria dos sensores comumente disponíveis será apropriada. Preferencialmente, as funções de transferência de sensores de medição de corrente combinam com aquelas dos sensores medindo tensões. Isto deve equalizar atrasos em sinais que são usados mais tarde no controlador.

Os sinais escalonados e condicionados de todos os valores entrando são passados para o bloco 104, onde eles são transformados no quadro de referência rotativo. A transformação é feita de acordo com as equações (1) e (2) . 0 valor de Θ requerido para a transformação é a entrada para este bloco; ele é mostrado no lado direito. 0 bloco 106 gera o sinal Θ. Este bloco é um integrador que toma o sinal de frequência de sistema como a sua entrada. O sinal de frequência de sistema é derivado como a soma do valor de base de frequência "fB" e a correção "Af" gerada por 102. Vantajosamente, uma vez que nenhuma das leis de controlo a seguir depende da sincronização exata do quadro de referência rotativo com qualquer um dos vetores no sistema, a velocidade de fração do sinal de Af preciso não é crítica. 0 bloco 108 monitoriza os condensadores CC 44. Dependendo do tamanho e da construção prática dos conversores de fonte de tensão 36 e 38, os condensadores CC 44 provavelmente serão construídos como múltiplos bancos de condensadores, operados sob as mesmas condições. O sinal da corrente total pode ser derivado, nesse caso, com base em medições de corrente num banco de condensadores e, então, escalonado de modo conforme para representar o conjunto inteiro. A dinâmica de carregamento do condensador é dependente da quantidade instalada de capacitância. Espera-se que esta dinâmica seja mais lenta do que a dinâmica do controlo de correntes de linha; portanto, a largura de banda de circuitos de deteção pode ser mais lenta, assim sendo, do que aquela dos circuitos de deteção para as correntes e as tensões de linha.

As estimativas de tensão de regime permanente de tensões de extremidade de envio e receção equivalentes são computadas no bloco 110. As entradas para este bloco são os sinais representando valores das tensões de terminal e sinais representando as correntes fluindo através dos segmentos de linha correspondentes. Foi explicado anteriormente que as estimativas de tensão de extremidade de envio e receção são usadas para a redução da orientação nos elementos integrais dos ganhos PI nos reguladores de corrente. A precisão das estimativas, portanto, não é critica, já que os integradores suprimirão o erro remanescente. Consequentemente, acredita-se que o projeto deste bloco esteja no alcance de engenheiros praticantes e não receberá atenção adicional aqui. 0 bloco 118 é responsável pelo controlo de tensão de condensador CC. Uma correção para a referência de corrente de extremidade de envio AiSref é computada com base em vDC, iDc e vSc . A estrutura interna deste bloco será revista em detalhes.

Valores de referência de corrente são computados no bloco 112. A estrutura interna deste bloco será revista em detalhes. Deve ser notado que este bloco recebe os sinais de valores de referência p2ref, ç[2ref e vMref supridos a partir do bloco de controlo 62, e o valor de bM suprido a partir do bloco de controlo de susceptância 66. Com base nestes valores e nos valores de sinais de variáveis localmente medidas e estimadas, as referências de corrente são computadas e passadas para o regulador de corrente.

Um regulador de corrente 114 realiza um controlo de corrente de laço fechado. Ele gera os sinais vx e vy proporcionais às tensões requeridas Vx e VY para a provisão da corrente requerida, como detalhado abaixo.

Os sinais vx e vY representando os vetores de tensão requeridos são primeiramente transformados no quadro de referência estacionário e, com base nos valores obtidos, os pulsos de disparo apropriados são gerados dentro do bloco 116. 0 valor de Θ é necessário para a realização da transformação, enquanto o valor de vDc é necessário para a eliminação dos efeitos de variações de tensão CC nas tensões de saida de conversor. 0 projeto interno deste bloco é dependente de implementação e não será adicionalmente discutido.

Para resumir, o controlo dinâmico do controlador de fluxo de potência 14 preferentemente é realizado num espaço de corrente. Assim, os valores de referência no nivel de controlador, isto é, P2ref, P2ref e vMref, são primeiramente transformados nos valores de referência para corrente nos segmentos de linha de envio e recebimento, isto é, iSref e iRref . Os controladores de corrente de laço fechado então são empregados para forçarem as correntes de sistema a tornarem-se iguais aos seus respetivos valores de referência. Outros objetivos, tal como manter os condensadores CC carregados, são obtidos pela modificação apropriada dos valores de referência para correntes. Tornar-se-á evidente através da discussão do regulador de corrente que um amortecimento ativo de tensão VM pode ser requerido, sob algumas condições. Isso também é obtido pela modificação das referências de corrente. A discussão a seguir dos blocos de controlador é baseada na hipótese de que a dinâmica do carregamento e do descarregamento dos condensadores CC é consideravelmente mais lenta do que a dinâmica de correntes e tensões no circuito CA. Portanto, é possível assumir que a tensão nos condensadores CC varie lentamente durante os transientes de circuito CA e que sua variação pode ser suprimida pela modulação de comutação apropriada no bloco 116. A estrutura de regulador para controlo de tensão de condensadores CC será revista separadamente. Esta hipótese permite um projeto de controlador geral estruturado. É útil começar esta discussão pela identificação das variáveis de estado de um controlador de fluxo de potência 14 de exemplo e pela revisão das suas interdependências. Como deve ser apreciado, o número de variáveis de estado de controlador de fluxo de potência 14 depende do valor de BM.

Para BM > 0, para a susceptância variável 22 tendo susceptância dominantemente capacitiva, há sete variáveis de estado. Elas são: Isd, ISqr Indr iRqr Vmó e VMq no circuito CA e VDC no circuito CC. Os vetores de tensão Vx e VY são independentemente ajustáveis, e o valor para BM pode ser arbitrariamente selecionado, assim havendo cinco variáveis de controlo no sistema: Vxd, VXq, VYd, VYq e BM.

Para BM < 0, isto é, para a susceptância variável 22

tendo susceptância dominantemente indutiva, a tensões VMd e VMq são as combinações lineares de outras tensões do sistema, desse modo a ordem do sistema se reduzindo para cinco. O número de variáveis de controlo permanece imutável.

Para BM = 0, os vetores de corrente Is e IR são idênticos, isto é, Is ξ IR . Assim, a ordem do sistema se reduz para três; as variáveis de estado são: Jsd, ISq/ VMd e VDC· O número de variáveis de controlo neste caso reduz-se para quatro, já que BM = 0.

Isto é resumido no Quadro 1

Quadro 1: Variáveis de estado e controlo para vários ____valores de BM

Em cada caso, os vetores de tensão Vs e VR podem ser considerados como perturbações que variam lentamente, e os seus valores podem ser estimados com base em variáveis medidas localmente. Adicionalmente, de acordo com a hipótese anterior, a dinâmica de condensadores CC é consideravelmente mais lenta do que a dinâmica de circuito CA; assim, VDC pode ser considerado como uma constante.

Adicionalmente, é prático manter o valor de BM constante durante os transientes de circuito CA. 0 valor de Bm pode ser variado lentamente ou mudado instantaneamente e, então, deixado constante no intervalo de tempo sequinte. No último caso, a mudança de BM perturba o regime permanente das correntes e tensões do sistema, e o transiente seguinte é amortecido pela ação apropriada dos vetores de tensão Vx e VY . Com esta hipótese, o número de variáveis de controlo se torna quatro em cada caso.

Agora, o regulador de corrente 114 do bloco de controlo 64 pode ser analisado como três reguladores de corrente independentes 122, 124 e 126, dependendo do valor de BM, como mostrado na FIG. 17. Os sinais de saida de cada um dos reguladores 122, 124 e 126 são escalares multiplicados pelo sinal de habilitação correspondente. Por exemplo, o sinal de saida vxp representando o valor desejado para a tensão Vx quando bM > 0 é escalar multiplicado pelo sinal EnP no bloco 130. O papel do bloco 128 é gerar sinais de habilitação apropriados com base no valor real de bM. Assim, os sinais de saida vx e vY representando os valores desejados de Vx e VY podem ser gerados como simples somas vetoriais das saídas de regulador correspondentes. As funções de soma são realizadas pelos blocos 136 e 146 para os sinais vY e vx, respetivamente. O regulador de corrente 122 (isto é, o regulador de corrente 114 para bM > 0) pode ser revisto primeiramente. O seu diagrama de blocos completo é mostrado na FIG. 18 e explicado com referência às FIGS. 19A-19E, 20A-20B e 21A-21B. Equações diferenciais descrevendo o sistema mostrado na FIG. 2 podem ser divididas em três grupos. Em primeiro lugar, as equações diferenciais descrevendo a dinâmica do segmento de linha 18 são:

(38)

Em segundo lugar, as equações diferenciais descrevendo a dinâmica do secrmento de linha 16 são:

(39) E, em terceiro lugar, as equações diferenciais descrevendo a dinâmica da susceptância variável conectada em derivação positiva 22, isto é, a dinâmica de condensadores CA conectados em derivação, são:

(40)

Os três grupos de equações (38), (39) e (40) descrevem um sistema dinâmico complexo. As variáveis de estado em cada grupo são acopladas cruzadas, e também existe um acoplamento cruzado entre os grupos. Note-se que VMd e VMq aparecem no lado direito das equações (38) e (39), enquanto os componentes d-q das correntes de linha aparecem no lado direito das equações (40). Uma complexidade adicional surge do facto de que há apenas quatro variáveis de controlo no sistema com seis estados.

Um regulador adequado para um controlo de laço fechado de IRd e IRq pode ser obtido pelo uso de componentes de tensão VYd e VYq para a obtenção de uma certa dinâmica de laço fechado. Seja (38) reescrita numa forma mais comum:

(41) 0 diagrama de blocos deste sistema dinâmico é mostrado entre as linhas a tracejado "a" e "£>" na FIG. 19A. À esquerda da linha "a" estão os blocos 202 e 204 representando a aproximação para a dinâmica do conversor de fonte de tensão 38. Especificamente, o conversor de fonte de tensão 38 atua como um amplificador que toma os sinais vYd e vYq realiza a transformação destes sinais no quadro de referência "abc" e extrai as tensões VYa, VYb e VYc que correspondem às tensões VYd e VYq no espaço "d-q". Tudo isso é agrupado em apenas dois blocos, de modo a simplificar-se o diagrama de blocos. O fator KVsc representa o ganho total do sinal para a tensão de sarda, enquanto o intervalo de primeira ordem caracterizado pela constante de tempo TVsc modela os atrasos inerentes no processamento acima. De modo similar, os blocos 206 e 208 localizados no lado direito da linha "jb" representam a função de transferência aproximada do sistema de medição de corrente. Nas saidas destes blocos estão os sinais de realimentação de corrente: iRd e iRq, respetivamente.

Suponha-se que o valor de vY seja formado como mostrado na FIG. 19B. A motivação para essa composição é cancelar os termos indesejados no lado direito das equações (41) e introduzir novos termos que resultarão na dinâmica desejada. 0 sistema resultante é mostrado na FIG. 19C. É evidente que a dinâmica nos eixos d e q agora está desacoplada e, assim, eles podem ser manipulados independentemente. Os sinais ERRRd e ERRrq representam os respetivos erros devido ao cancelamento imperfeito de termos, e eles podem ser considerados como perturbações para este sistema. Os ganhos integrais embutidos nos blocos 252 e 254 estão localizados antes do ponto de inserção de perturbação; assim, um erro zero de regime permanente no controlo de corrente pode ser obtido em cada laço. Pela seleção adequada de ganhos PI, a velocidade e o amortecimento de dinâmicas de laço fechado de componentes de corrente IRd e IRq podem ser ajustados para os valores desejados. Se combinações apropriadas de parâmetros forem usadas, as funções de transferência de laço fechado dos componentes de iRref para os componentes de iR podem ser aproximadas pelos blocos de intervalo de primeira ordem, como mostrado simbolicamente na FIG. 19D.

Um raciocínio análogo pode ser usado para a composição de um regulador para o controlo de laço fechado de Is. Uma escolha apropriada de ganhos PI (blocos 256 e 258 na FIG. 18) neste sistema pode garantir dinâmicas equivalentes deste regulador e do regulador para IR, independentemente dos comprimentos reais de segmento de linha. Note-se que a combinação de constantes de tempo destes controladores não é mandatária, apenas prática. As funções de transferência simplificadas resultantes a partir dos componentes de iSref para os componentes de is são mostradas na FIG. 19E. É evidente a partir da discussão acima que a composição de sinais vx e vy é baseada no valor instantâneo de VM . Portanto, desde que os valores desejados de VY e Vx estejam "no alcance" dos conversores, a dinâmica de VM não afeta a dinâmica de Is e IR . 0 inverso - que a dinâmica de Is e IR não afeta a dinâmica de VM - não é verdadeiro. Um diagrama de blocos representando a dinâmica de VM de acordo com as equações (40) e com a dinâmica de laço fechado de iR e is de acordo com a FIG. 19D e com a FIG. 19E, respetivamente, é mostrado na FIG. 20A. Em nome da simplicidade, este diagrama de blocos é desenhado usando-se os sinais representativos das variáveis fisicas. Com valores de referência is° e iR° trazidos para as entradas de reguladores de corrente, o valor esperado de regime permanente de vM é dado por:

(42)

Por outro lado, um exame do diagrama de blocos mostra que não há um amortecimento na dinâmica de vM; assim, oscilações indesejáveis desta tensão ocorrerão com cada mudança do ponto de operação. Isso é ilustrado na FIG. 20B. Um circulo centralizado em vM° é uma trajetória de vM após uma perturbação de tipo de condição inicial. Os vetores tangentes mostrados na figura representam as derivadas de vMd e vMq, de acordo com o diagrama de blocos ou com as equações (40). A introdução de amortecimento neste sistema é equivalente à adição de um componente adicional aos vetores tangentes acima que são apontados em direção a vM° . Uma forma simples de obtenção disso é subtrair o valor atrasado de fase do vetor tangente de iSref · A compensação proposta é mostrada na FIG. 21A. A escolha do intervalo de fase e do ganho da função de transferência Gc(s) implementada nos blocos 332 e 334 é coordenada como intervalo de fase já existente nos elementos 306 e 308, de modo a se obter o deslocamento de fase geral apropriado. A mudança resultante na dinâmica em vM é ilustrada na FIG. 21B. 0 regulador de corrente 126 (isto é, o regulador de corrente 114 para bM < 0) é revisto em seguida. Seja LM definido como:

(43)

As equações diferenciais que descrevem o sistema são:

É evidente que VM não é mais uma variável de estado e que, consequentemente, existe um acoplamento adicional entre os termos de corrente. Não obstante, a presença de uma variável de controlo no lado direito de cada uma das equações permite um controlo direto de todas as componentes de corrente. O diagrama de blocos do controlador adequado para um controlo de corrente de laço fechado é mostrado na FIG. 22. As constantes a, b, c, d são usadas para a resolução do acoplamento entre as variáveis de estado. Isso permite uma seleção direta dos ganhos PI nos blocos 252, 254, 256 e 258. De facto, estes blocos são os mesmos blocos usados no bloco 122. Isso ilustra a titulo de exemplo a declaração anterior sobre como sub-rotinas podem ser compartilhadas entre blocos diferentes.

Finalmente, o regulador de corrente 124 adequado para Bm = 0 deve ser revisto. Uma vez que, neste caso, há apenas dois estados e quatro variáveis de controlo, é possível controlar independentemente VM, enquanto se controla a dinâmica das correntes de linha. 0 controlo ativo de VM é útil já que ele pode posicionar este vetor na orientação desejada, antes da transição para um modo de operação diferente, isto é, antes de se engajar a susceptância de derivação 22. Um exemplo de uma estrutura de controlador adequada para este modo de operação é mostrado na FIG. 23. 0 bloco 112 é responsável pelo fornecimento de referências de corrente para o regulador de corrente 114. Em principio, a operação deste bloco é como se segue. 0 sinal i-Rref é computado com base nas entradas P2ref e q2refr e o valor medido de v2 . Em seguida, é usado para a computação de com base no valor conhecido de bM.

Finalmente, iSref é obtida como a soma vetorial de Ír^ e iMref . Esta é a organização conceituai. Uma construção especifica, contudo, tem de lidar com as variações na estrutura dos controladores de corrente, devido a mudanças no valor de bM, e proporcionar entradas adequadas para correção de referências de corrente proporcionadas pelo controlador de tensão CC.

Um diagrama de blocos detalhado da estrutura interna do bloco de computador de referência de corrente 112 é mostrado na FIG. 24. Uma matriz de tensão necessária para a computação de iRref com base nos valores de P2ref e qtref é gerada como se segue. Os sinais V2d e V2q são filtrados com passa-baixo nos blocos 362 e 364 e, então, alimentados para o bloco de composição de matriz 366. Esta matriz de tensão é invertida no bloco 368 e, subsequentemente, a inversa é usada para a computação de iRref · A constante de tempo destes filtros de passa-baixo deve ser suficientemente mais alta do que a constante de tempo dos controladores de corrente de laço fechado para supressão da influência de dinâmica de tensão nos sinais compreendendo · 0 sinal de é composto diretamente com base nos sinais vMrefd e VMrefq e bM. 0 sinal de entrada AiSref suprido pelo regulador de tensão CC é usado para preparação dos sinais Ap2ref e Ag2ref (requeridos para a modificação de P2ref e q2ref quando bM = 0), e adicionado ao sinal por meio do bloco 370.

Finalmente, iSref é obtido como uma soma vetorial de e valor modificado de (quando bM ^ 0) por meio do bloco 372.

Pode ser deduzido, com base nesta discussão, que para bM Φ 0 a presença de AiSref finalmente resulta no erro de regime permanente de vM . De forma análoga, para bM = 0, a presença de AiSref resulta no erro de regime permanente de P2 e q2. Admitir estas imprecisões relativamente pequenas permite uma implementação simples do controlador de tensão CC, sem a necessidade de se computarem de forma precisa as tabelas de consulta de configuração atingível. Expressa em termos simples, esta abordagem permite que o sistema convirja de forma autónoma para o ponto de operação próximo do ponto de operação obtido a partir das tabelas de consulta. Esta declaração tornar-se-á mais clara durante a revisão a seguir do controlador de tensão CC. A tensão dos condensadores CC 44 está diretamente relacionada ao equilíbrio de potência de conversores de fonte de tensão 36 e 38. A restrição de equilíbrio de potência e suas formulações equivalentes foram discutidas na seção que lidou com a computação do conjunto de pontos de operação de regime permanente admissíveis. Para recapitular, foi mostrado que a condição de equilíbrio de potência expressa por (4) pode ser substituída por (14), num sistema sem perda. Em seguida, a interpretação gráfica de (14) foi introduzida, e a derivação a seguir de pontos de operação de regime permanente admissíveis baseou-se na manutenção do sistema no coletor definido por (14), isto é, mantendo-se os vetores de corrente Is e IR nas suas respetivas linhas de potência igual. É importante enfatizar que o dito acima foi deduzido sob a hipótese de um sistema sem perda, e que uma tentativa de operação num sistema real numa estratégia para manutenção da carga dos condensadores CC resultaria em esvaziamento da carga e, assim, desabilitação dos conversores. Nesta secção, uma estratégia para o controlo da carga de condensadores CC será discutida, usando-se os conceitos geométricos já introduzidos.

Um procedimento para se descobrir o ponto de operação de regime permanente de um sistema sem perda foi apresentado usando-se a FIG. 8 e explicado na discussão relacionada. Em resumo, o procedimento começou assumindo-se que a transferência de potência desejada e VM são conhecidos, e com base no valor conhecido de BMr uma solução única para os vetores de correntes de linha foi encontrada. As pontas dos vetores de corrente resultantes Is e IR ficam nas respetivas linhas de potência igual. Se agora for assumido que um controlo de laço fechado de corrente está operacional, e que o valor de regime permanente de vetor de tensão VM não é mudado, a existência de perdas resultarão numa redução gradual da carga no condensador CC. Esta conclusão flui a partir da lei de conservação de energia para o sistema da FIG. 2. Consequentemente, de modo a se manter a carga constante nos condensadores CC, é necessário alterar o equilíbrio de potência entre a extremidade de envio e a de receção da linha. Uma forma de obtenção disto é aumentar Is na direção de Vs, enquanto se mantém IR no valor original. Uma interpretação geométrica desta mudança é mostrada na FIG. 25A. Soluções equivalentes para alteração do equilíbrio de potência incluem a modificação do vetor de corrente IR na direção oposta àquela do vetor VR, enquanto se mantém o Is

não modificado, ou mudando-se ambos os vetores simultaneamente nas direções correspondentes. Por simplicidade e compatibilidade com os diagramas de blocos já discutidos, uma discussão adicional assumirá que VDC seja controlado pela mudança apenas do vetor Is . 0 bloco de controlo 118 (mostrado na FIG. 16) proporciona um controlo de tensão CC. Uma estrutura interna possível deste bloco é mostrada na FIG. 25B. 0 regulador de tensão CC consiste no laço interno que controla iDC usando-se o bloco PI 382. A saída deste bloco PI é multiplicada pelos componentes d-q do vetor unitário orientado na direção de VSe . Usar a estimativa em vez do valor medido é possível, já que mesmo a estimativa bruta terá a orientação apropriada. 0 único lado negativo é que se a estimativa de tensão estiver incorreta, a mudança resultante de Is não será de magnitude mínima; não obstante, o elemento integral em 382 ajustará para obter um erro zero em iDC. Um controlo de laço externo da tensão nos condensadores CC tem apenas o elemento de ganho proporcional 384. Isso é suficiente, uma vez que a planta (condensador CC) é um integrador. A mudança em incrementos requerida de Is é identificada como Δ igref na FIG. 25B. Este sinal é usado no computador de referência de corrente, bloco 112, como já foi explicado.

Será compreendido que a estrutura de controlador apresentada aqui é provida para ilustração apenas. A tensão nos condensadores CC é controlada pela alteração do equilíbrio de potência entre a extremidade de envio e a de receção da linha. Isso permite uma implementação mais simples do controlador de tensão CC que é essencialmente desacoplado dos reguladores de corrente. Consequentemente, o sistema de controlo geral é estruturado e relativamente simples de se projetar. Os peritos na especialidade apreciarão agora que essa estruturação do regulador de tensão CC permite que o sistema temporariamente se desvie do coletor de troca de potência igual (durante transientes) e retorne para ela em regime permanente.

Finalmente, para completitude, deve ser apreciado que uma carga inicial de condensadores CC permite a operação dos conversores de fonte de tensão 36 e 38. Esta carga inicial pode ser provida por um circuito auxiliar de classificações pequenas que será desconectado uma vez que os conversores sejam iniciados. Um perito na especialidade prontamente apreciará que numerosas modificações nas formas de realização acima são possíveis.

As formas de realização de exemplo alternativas de um controlador de fluxo de potência são ilustradas nas FIGS. 26 a 31.

Como ilustrado, os controladores de fluxo de potência de outras formas de realização da presente invenção poderiam ser formados usando-se um condensador síncrono, como mostrado na FIG. 26A (um exemplo ilustrativo, não parte da invenção) , ou um STATCOM, como mostrado na FIG. 26B.

Se um STATCOM for usado para a implementação da susceptância de ponto médio, um melhoramento modesto na faixa de operação poderia ser realizado pela conexão de todos os conversores a um barramento CC comum, como mostrado na FIG. 26C. Aumentar o armazenamento de energia no barramento CC de um conversor de potência de exemplo permite que o controlador de fluxo de potência consuma ou supra de forma transiente potência ativa, pela troca de energia com o dispositivo de armazenamento. Isso é adicionalmente exemplificado na forma de realização da FIG. 27A. A troca de potência ativa pode ser realizada entre um ou ambos os conversores e a rede. Através da troca de potência ativa, a resposta transiente do sistema seria melhorada. A operação de regime permanente de longa duração permaneceria não-modifiçada. A troca de energia líquida entre o controlador de fluxo de potência e o sistema também poderia ser realizada. Isso é descrito na FIG. 27B (um exemplo ilustrativo, não parte da invenção), onde uma fonte ou um dissipador de potência é conectado ao barramento CC. A modificação do circuito de controlo de tensão CC para acomodação de mudança de energia dinâmica ou estática com a ligação CC será prontamente apreciada por um perito na especialidade.

Um conversor de fluxo de potência de exemplo da presente invenção pode ser facilmente implementado com um hospedeiro de tecnologias alternativas de conversor. Três outras configurações possíveis são mostradas nas FIGS. 28A - 28C. A FIG. 28A descreve uma configuração em gue a troca de potência entre os conversores é facilitada usando-se um conversor CC para CC. A FIG. 28B (um exemplo ilustrativo, não parte da invenção) descreve um conversor de fluxo de potência implementado usando-se conversores de fonte de corrente. Embora fontes controladas por tensão sejam substituídas por fontes controladas por potência, apenas uma reformulação pequena de um controlador associado é requerida para a acomodação dos conversores de fonte de corrente. 0 princípio de operação geral permanece substancialmente o mesmo. A FIG. 28C (um exemplo ilustrativo, não parte da invenção) descreve o uso de um sistema de conversor de CA para CA direto para a provisão de duas fontes controláveis do conversor de fluxo de potência. Novamente, controlos de nível baixo requereriam uma modificação, embora o princípio de operação geral ficasse sem modificação.

No lugar do uso dos conversores descritos 36, 38 para suprimento das fontes controláveis do controlador 14, vários conversores eletromecânicos poderiam ser usados alternativamente. Duas configurações possíveis que empregam máquinas para a geração das fontes controladas são ilustradas nas FIGS. 29A e 29B (dois exemplos ilustrativos, não parte da invenção). Na forma de realização da FIG. 29A, máquinas síncronas suprem as tensões controladas. As amplitudes de tensão podem ser reguladas através de seus controlos de excitador individuais. Cada máquina síncrona é mecanicamente acoplada a uma máquina CC. A regulação de máquina CC então pode ser usada para a transferência de uma quantidade desejada de potência ativa a partir de uma fonte controlada para a outra. Convenientemente, portanto, nenhuma ação de controlo de equilíbrio de potência externa é requerida. Devido ao equilíbrio de potência inerente, a regulação das amplitudes de tensão controlada em conjunto com o controlo de fluxo de potência entre as fontes permite um controlo pleno do controlador. A FIG. 29B descreve uma configuração semelhante que emprega um número reduzido de máquinas. Uma máquina de indução alimentada duplamente é usada para a substituição de uma máquina sincrona, ambas as máquinas CC, e o nó elétrico entre as máquinas CC. Um controlo de excitação da máquina de indução pode ser empregue para variação da amplitude da fonte controlada e ajuste do fluxo de potência entre as fontes. 0 equilíbrio de potência, novamente, é assegurado inerentemente. A FIG. 30 (um exemplo ilustrativo, não parte da invenção) representa um controlador de fluxo de potência de terminal múltiplo com N + 1 segmentos de linha de transmissão. Num controlador de fluxo de potência de N + 1 terminais, os N fluxos de potência ativa podem ser independentemente controlados. O equilíbrio de potência apenas requer que a soma de todas as potências de conversor seja substancialmente zero (menos quaisquer perdas). Todas as N + 1 potências reativas fluindo nos segmentos de linha de transmissão também podem ser controladas. A FIG. 30 dá uma configuração de terminal múltiplo em particular, onde há uma rede de extremidade de envio e N redes de extremidade de receção. Neste caso, as potências para as extremidades de receção são independentemente controladas enquanto o conversor no segmento de linha de transmissão de extremidade de envio assegura que um equilíbrio de potência seja obtido. Novamente, os fluxos de potência reativa em todos os segmentos de linha de transmissão podem ser independentemente controlados. Uma estabilização de tensão de condensador de ponto médio pode ser obtida da mesma forma que com o controlador de fluxo de potência 14 da FIG. 1. A FIG. 31 ilustra um circuito duplo para o controlador de fluxo de potência da FIG. 1, que pode ser obtido por uma transformação de ípsilon para delta do controlador de fluxo de potência 14 da FIG. 1. As fontes controladas agora são conversores de fonte de corrente conectadas em derivação e a susceptância central é transformada numa reatância conectada em série. Como na configuração original, a exigência de equilíbrio de potência entre os conversores existe aqui também, e pode ser obtida pelo uso de um algoritmo de controlo apropriado. Este circuito também tem vários equivalentes mais simples; usar conversores de fonte de tensão no lugar de conversores de fonte de corrente é uma variante. A partir do precedente, um perito na especialidade prontamente apreciará que qualquer número de conversores de potência conhecidos e componentes elétricos passivos pode ser usado e combinado para a formação de um controlador de fluxo de potência de exemplo da presente invenção. Conversores de tensão, corrente e eletromecânicos podem ser combinados para a formação de um controlador de fluxo de potência adequado. A partir da discussão de controladores de fluxo de potência 14 e das variantes descritas nas FIGS. 26A - 31, deve ser evidente que os controladores de fluxo de potência de exemplo desviam uma quantidade controlada de potência ativa (Pl) a partir da região elétrica 10 para sua entrada e proporcionam esta potência ativa para uma segunda região elétrica. Nos controladores de fluxo de potência, a potência ativa desviada é provida em parte para um primeiro conversor de potência (por exemplo, o conversor 36 da FIG. 1; o conversor de fonte de tensão mais à esquerda das FIGS. 26A, 26B, 26C, 27A, 27B, 28A, 30; o conversor de fonte de corrente mais à esquerda da FIG. 28B, o conversor CA/CA da FIG. 28C; e o conversor de potência eletromecânico mais à esquerda das FIGS. 29A; 29B) e, em parte, para o restante do controlador de potência. A quantidade de potência elétrica ativa provida para o primeiro conversor de

potência é controlada e influencia a potência ativa total desviada para o controlador de fluxo de potência. A potência ativa provida para o conversor de potência, por sua vez, é provida para a saida do controlador (por meio do conversor 38 da FIG. 1; do conversor de fonte de tensão mais à direita das FIGS. 26A, 26B, 26C, 27A, 27B, 28A, 30; o conversor de fonte de corrente mais à direita da FIG. 28B, o conversor CA/CA da FIG. 28C; e o conversor de potência eletromecânico mais à direita das FIGS. 29A; 29B) juntamente com a potência ativa remanescente na entrada. De modo a permitir um controlo flexível da quantidade de potência ativa desviada para o primeiro conversor de potência, uma porção da corrente de entrada é desviada através de uma susceptância/reatância ou seu equivalente. Esta corrente desviada assegura que a corrente provida na saída do controlador de fluxo de potência não precise estar em fase com a corrente provida em sua entrada, efetivamente desacoplando estas duas correntes para fins de controlo. Convenientemente, uma quantidade controlável (Qi) de potência reativa também pode ser provida pelo controlador de fluxo de potência em sua entrada, enquanto uma outra quantidade controlável (Q2) de potência reativa pode ser provida a partir do controlador de fluxo de potência na saída. Vantajosamente, a potência ativa provida para/a partir do controlador (isto é P3 = P2) e a potência reativa provida pelo controlador para sua entrada e saída (isto é, Qi, Q2) podem ser independentemente controladas. O delta conectado análogo ao controlador de fluxo de potência descrito é mostrado na FIG. 31. A potência no nó de entrada é desviada pelo desvio de uma corrente através do conversor de potência conectado em derivação mais à esquerda. Esta potência é provida para a saida do controlador de fluxo de potência pelo conversor conectado em derivação mais à direita. Uma reatância entre os nós de entrada e de saida do controlador assegura que a diferença de potencial entre estes nós pode ser controlada para um valor desejado pelo controlo coordenado dos conversores e de forma essencialmente independente da corrente desviada para o controlador de fluxo de potência. Obviamente, um equilíbrio de potência entre a entrada e a saida do controlador de fluxo de potência será mantido numa operação em regime permanente.

Como também deve ser apreciado, nas formas de realização descritas, apenas uma porção da potência ativa provida para os controladores de fluxo de potência de exemplo é desviada através do primeiro conversor de potência. As classificações dos conversores de potência podem ser significativamente menores do que a potência aparente total desviada pelo controlador de fluxo de potência.

Adicionalmente, os conversores de potência de exemplo podem ser formados usando-se susceptância(s) variável(is) existente(s) convencional(is). Os operadores de rede de distribuição de potência podem assim formar conversores de fluxo de potência de exemplo usando-se pelo menos um componente existente convencional (por exemplo, uma susceptância variável 22).

Obviamente, as formas de realização descritas acima destinam-se a serem ilustrativas apenas e de forma alguma limitativas. A invenção é definida nas reivindicações.

DOCUMENTOS REFERIDOS NA DESCRIÇÃO

Esta lista de documentos referidos pelo autor do presente pedido de patente foi elaborada apenas para informação do leitor. Não é parte integrante do documento de patente europeia. Não obstante o cuidado na sua elaboração, o IEP não assume qualquer responsabilidade por eventuais erros ou omissões.

Documentos de patente referidos na descrição • US 5351181 A [0019]

Documentos de não patente citados na descrição • NARAIN G. HINGORANI ; LASZLO GYUGYI. Understanding

FACTS: Concepts and Technology of Flexible AC

Transmission Systems. Wiley-IEEE Press, 1999 [0009] • BIN LU. PESC.2000, IEEE 31st Annual Power Electronics Specialists Conference, 18 June 2000, vol. 2, 961-966 [0017] • OJO, O. ; ZHENG, S. Control of a center-node unified power flow controller in transmission line applications. PESC. 2001 IEEE 32nd Annual Power

Electronics Specialists Conference, vol. 2, 545-554 [0018] • PAUL C. KRAUSE. Analysis of Electric Machinery. McGraw-Hill, 1986 [0041]

Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Um método de provisão de uma quantidade desejada de potência ativa a partir de uma primeira região elétrica (10) para uma segunda região elétrica (12), o referido método compreendendo: a diversão de uma primeira corrente (Is) a partir da referida primeira região (10) para uma entrada de uma primeira fonte de tensão controlada (36), a referida entrada a uma tensão de entrada; a adição à referida tensão de entrada, usando-se uma primeira fonte de tensão controlada (36) uma primeira tensão controlada (Vx) a uma amplitude e um ângulo de fase controlados para a provisão de uma tensão intermediária numa saida da referida primeira fonte de tensão controlada (36); a diversão de uma segunda corrente, a partir da referida saida da referida primeira fonte de tensão controlada (36) ; a adição à referida tensão intermediária, utilizando uma segunda fonte de tensão controlada (38), de uma segunda tensão controlada (VY), a uma amplitude e um ângulo de fase controlados para a provisão a partir de uma saida da referida segunda fonte de tensão controlada (38) de uma corrente (IR) para a referida segunda região (12) ; a diversão de uma terceira corrente (Im) através de uma susceptância adjustável de derivação (22) a partir da referida saida até à primeira fonte de tensão controlada (36) ; a provisão de potência ativa para a referida segunda fonte de tensão controlada (38) a partir da referida primeira fonte de tensão controlada (36); o armazenamento de conjuntos de pontos de operação das referidas primeira e segunda tensões controladas (Vx, VY) e da dita susceptância ajustável (22); o controlo das referidas primeira e segunda tensões controladas (Vx, VY) em magnitude e fase e da referida susceptância ajustável (22) para proporcionar a referida quantidade desejada de potência ativa à referida segunda região elétrica (12), e de modo que substancialmente toda a potência ativa proporcionada à dita primeira fonte de tensão controlada (36) seja acoplada à referida segunda fonte de tensão controlada (38).

2. 0 método de acordo com a reivindicação 1, que compreende adicionalmente controlar uma tensão na referida susceptância, de modo a controlar corrente divergida através da referida susceptância.

3. 0 método de acordo com a reivindicação 1, em que as referidas primeira e segunda fontes de tensão controladas (36, 38) são acopladas uma a outra através de um dispositivo de armazenamento de energia e que compreende adicionalmente controlar uma energia média no referido dispositivo de armazenamento de energia para se manter constante.

4. 0 método de acordo com a reivindicação 3, em que o referido controlo de uma energia média compreende controlar corrente para a referida entrada para manter a referida energia média armazenada no referido dispositivo de armazenamento de energia compensando, desta forma, perdas no referido controlador de fluxo de potência elétrica.

5. 0 método de acordo com a reivindicação 4, em que o referido dispositivo de armazenamento de energia compreende um condensador (44), e em que o referido controlo de energia média no referido dispositivo de armazenamento de energia para permanecer constante compreende o controlo das referidas primeira e segunda tensões controladas (Vx, VY) para manutenção de uma tensão CC através do referido condensador (44) .

6. 0 método de acordo com a reivindicação 1, que ainda compreende o controlo das referidas primeira e segunda tensões controladas (Vx, VY) em magnitude e fase para a provisão de uma potência reativa desejada a partir de uma sarda da referida segunda fonte de tensão controlada (38).

7. 0 método de acordo com a reivindicação 1, que ainda compreende o controlo das referidas primeira e segunda tensões de controlo (Vx, VY) em magnitude e fase para a obtenção de uma potência reativa desejada a partir de uma entrada da referida primeira fonte de tensão controlada (36) .

8. Um controlador de fluxo de potência elétrica (14), que compreende: uma entrada e uma saída; uma reatância conectada em série entre a referida entrada e a referida saída; um primeiro conjunto de terminais conectados em derivação com a referida entrada e acoplando um primeiro conversor de potência (36); um segundo conjunto de terminais (22) conectados em derivação com a referida saída e acoplando um segundo conversor de potência (38); o referido primeiro conversor de potência (36) acoplado para a provisão de potência ativa para o referido segundo conversor de potência (38); um controlador (46) em comunicação com os referidos primeiro e segundo conversores de potência (36, 38); o referido controlador (46) operável para controlar os referidos primeiro e segundo conversores de potência (36, 38) para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa a partir da referida saida, e retirar a referida quantidade controlada de potência ativa da referida entrada.

9. 0 controlador de fluxo de potência elétrica (14) de acordo com a reivindicação 8, que ainda compreende um dispositivo de armazenamento de energia acoplando o referido primeiro conversor de potência (36) ao referido segundo conversor de potência (38), e em que o referido controlador (46) ainda é operável para controlar a corrente da referida entrada para manutenção de uma energia armazenada no referido dispositivo de armazenamento de energia compensando, desta forma, perdas no referido controlador de fluxo de potência elétrica (14).

10. Um circuito de controlo de fluxo de potência para diversão de potência elétrica de uma primeira região elétrica (10) para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa para uma segunda região elétrica (12), o referido circuito de controlo de fluxo de potência compreendendo: uma primeira fonte de tensão controlável (36) provendo uma primeira tensão controlável (Vx) entre a sua entrada e a sua saida, em que a sua entrada é para conexão à referida primeira região elétrica (10); uma segunda fonte de tensão controlável (38) provendo uma segunda tensão controlável (VY) entre a sua entrada e a sua saida, em que a sua saida é para conexão à referida segunda região (12); a referida saida da referida primeira fonte de tensão controlável (36) conectada à referida entrada da referida segunda fonte de tensão controlável (38); uma impedância (22) conectada em derivação a um nó entre a entrada da referida primeira fonte de tensão controlável (36) e a saida da referida segunda fonte de tensão controlável (38); a referida segunda fonte de tensão controlável (38) acoplada à referida primeira fonte de tensão controlável (36) para obter potência ativa a partir da referida primeira fonte de tensão controlável (36); um controlador (46) em comunicação com as referidas primeira e segunda fontes de tensão controlável (36, 38) para controlar as ditas primeira e segunda tensões controláveis (36, 38) e a referida impedância de derivação (22) para proporcionar a referida potência ativa à referida segunda região elétrica (12) com potência a partir da referida primeira região elétrica (10) e para acoplar substancialmente toda a potência ativa proporcionada pela primeira fonte de tensão controlada (36) para a referida segunda fonte de tensão controlada (38) e o dito controlador (46) para armazenamento de conjuntos de pontos de operação das ditas primeira e segunda tensões controladas e da referida impedância de derivação (22).