BRPI0315908B1

BRPI0315908B1 - controlador de fluxo de potência híbrida e seu circuito e método de provisão de uma quantidade desejada de potência

Info

Publication number: BRPI0315908B1
Application number: BRPI0315908A
Authority: BR
Inventors: Bebic Jovan; Lehn Peter
Original assignee: Bebic Jovan; Lehn Peter
Priority date: 2002-11-04
Filing date: 2003-10-28
Publication date: 2017-02-21
Also published as: EP1573878B1; CN1732606A; BR0315908A; AU2003275860A1; US6963187B2; CN1732606B; CA2504435A1; US20050015182A1; WO2004042889A1; PT1573878T; EP1573878A1; CA2504435C; AU2003275860B2

Abstract

"controlador de fluxo de potência híbrida e método". a presente invenção refere-se a um controlador de fluxo de potência para controle do fluxo de potência ativa e reativa em uma linha de transmissão ca entre uma entrada e uma saída inclui primeiro e segundo conversores de potência, acoplados um ao outro para a troca de potência ativa e acoplados à entrada e à saída. um controlador é acoplado aos conversores de potência e controla os conversores para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa para a saída, e retira esta quantidade controlada de potência ativa da entrada do controlador de fluxo de potência. corrente elétrica é divergida em um nó entre a entrada e a saída, e permitindo o controle independente de correntes na entrada e na saída. em uma modalidade preferida, os dois conversores de potência são interconectados em série, uma susceptância controlável é conectada em derivação em um nó entre os conversores para a diversão da corrente.

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para "CONTROLADOR DE FLUXO DE POTÊNCIA HÍBRIDA E SEU CIRCUITO E MÉTODO DE PROVISÃO DE UMA QUANTIDADE DESEJADA DE POTÊNCIA”.

Campo da Invenção [001] A presente invenção refere-se geralmente ao controle do fluxo da potência em um sistema de transmissão de corrente alternada (CA). Em particular, ela se refere a um controlador de fluxo de potência e a um método para o controle de fluxo de potência ativa e reativa em uma linha de transmissão CA.

Antecedentes da Invenção [002] Tipicamente, a energia elétrica não é produzida onde é consumida, de modo que é necessário transmitir potência dos centros de geração (plantas de potência grande) para centros de carga (cidades ou instalações industriais). Sistemas de transmissão de alta voltagem transportam energia elétrica a partir de sua fonte para o ponto de consumo.

[003] Para garantir a confiabilidade de suprimento e devido a fatores econômicos e outros, é prática comum interconectar sistemas de transmissão em regiões geográficas ou geopolíticas diferentes. Como resultado, os sistemas de transmissão tipicamente são circuitos elétricos grandes e complexos consistindo em centenas de nós de geração / consumidor e milhares de linhas de transmissão. O controle do fluxo de potência entre os nós nesses circuitos complexos é um problema desafiador. Ele é complicado ainda pela necessidade de controle da voltagem em cada nó para dentro de uma tolerância pequena de um valor nominal.

[004] Historicamente, houve apenas umas poucas abordagens para o controle de sistemas de transmissão. Voltagens de nó eram controladas por bancos de capacitor ou indutor de derivação comutada mecanicamente, e o fluxo de potência através de linhas individuais era controlado pela mudança das tomadas em transformadores de deslocamento de fase e pelo cancelamento da indutância de linha pelos capacitares de comutação em série com a linha. Como a vida em operação de comutadores mecânicos é inversamente proporcional à taxa na qual os ciclos de comutação são realizados sob carga, o controle de sistemas de transmissão era limitado a reconfigurações seqüenciais lentas projetadas para se atingir o ponto de operação de regime permanente desejado para um dado conjunto de condições. Um controle dinâmico não era possível e, subseqüentemente, transientes iniciados por falhas, faltas de linha e gerador, ou por um mal-funcionamento de equipamento eram considerados pela operação do sistema de forma conservativa ou pela prática de um superdimensionamento. Isso resultou e uma subutilização considerável de capacidade do sistema.

[005] O advento de tiristores de grade de potência no início dos anos 70 tornou possível melhorar os dispositivos clássicos para controle de sistemas de potência. Os tiristores podem ser descritos como comutadores de uma via que começam a conduzir quando um pulso é enviado para sua porta. Eles param de conduzir quando a corrente é levada para zero. Os tiristores foram usados primeiramente como substituições para comutadores mecânicos, aliviando o problema de vida em operação reduzida devido ao número de ciclos de comutação. As aplicações incluem capacitares e reatores comutados por tiristor, e reguladores de ângulo de fase baseados em tiristor e alteradores de tomada.

[006] Ao longo do tempo, devido à capacidade de tiristores atrasarem o instante de ativação, configurações de circuito mais sofisticadas emergiram, as quais permitem uma variação contínua de parâmetros de compensador, incluindo compensadores de VAr estáticos (SVCs), os quais permitem um controle contínuo de reatância conec- tada em derivação, e capacitores em série controlados por tiristor (TCSCs). Um emprego considerável de compensadores de VAr estáticos começou na metade dos anos 70 e, até agora, eles são o compensador de sistema de potência mais comumente usado. Embora sua capacidade de amortecer indiretamente transientes tenha sido reconhecida anteriormente, as práticas tradicionais no planejamento do sistema e na operação dominaram a indústria por todos os anos 70, e o uso de SVCs foi limitado largamente para a provisão de suporte de potência reativa.

[007] Uma característica da indústria de potência é que a demanda por potência sobe de forma permanente, enquanto as atualizações de sistema são implementadas através de projetos grandes e dispendiosos. Ao longo dos anos, problemas de energia, ambientais, de direito de passagem e de custo atrasaram a construção de instalações de geração e novas linhas de transmissão, de modo que uma melhor utilização de sistemas de potência existentes se tornou imperativa. No início dos anos 80, foi reconhecido que uma mudança era necessária nas práticas tradicionais no planejamento e na operação de sistema.

[008] Concorrentemente, avanços tecnológicos na indústria de semicondutores levaram à produção de um tiristor de desativação de porta de grade de potência (GTO). O GTO é funcionalmente similar ao tiristor, mas também pode ser desativado pelo envio de um pulso para sua porta. A disponibilidade comercial de GTOs na metade dos anos 80 tornou possível construir grandes conversores com fonte de voltagem (VSCs). A princípio, os VSCs são capazes de gerarem uma voltagem alternada multifásica de magnitude e fase controladas. Por um lado, eles têm elementos de comutação (GTOs) e, por outro, eles pro-vêem suporte de voltagem, tipicamente por meio de um capacitor CC.

[009] A aplicação de VSCs na indústria de transmissão se tornou o assunto de um esforço de pesquisa considerável no final dos anos 80 e através dos anos 90. O conceito de sistema de transmissão CA flexível (FACTS) foi concebido, permitindo um controle de fluxo de potência através de linhas de transmissão CA usando conversores estáticos. Os dispositivos usados para a realização deste objetivo (de controle de fluxo de potência) são denominados controladores de FACTS. Os exemplos incluem o compensador estático avançado (STATCOM), o compensador síncrono estático em série (SSSC), o controlador de fluxo de potência unificado (UPFC), e o controlador de fluxo de potência entre linhas (IPFC). Uma revisão compreensiva de todos os compensadores, clássicos e modernos, pode ser encontrada em "Unders-tanding FACTS: Concepts and Technology of Flexible CA Transmissi-on Systems", Narain G. Hingorani, Laszlo Gyugyi, ISBN: 0-7803-3455-8 Wiley-IEEE Press, 1999, cujo conteúdo é incorporado desse modo como referência.

[0010] A análise dos números de graus de controle de liberdade e restrições que têm de ser satisfeitos oferece percepções úteis quanto às capacidades de diferentes controladores de FACTS. Como explicado acima, os VSCs podem gerar voltagem de magnitude e fase controláveis. Isso significa que cada VSC oferece dois graus independentes de liberdade. Quando um conversor único tem uma interface com uma linha de transmissão, os dois graus de liberdade disponíveis para controle de voltagem podem ser transformados em liberdade para controle de potência ativa e reativa trocada com a linha. Embora a troca de potência reativa não imponha limitações adicionais, a retirada de potência ativa em uma operação de regime permanente requer que o conversor seja equipado com um dispositivo de armazenamento de energia, o qual, na maioria dos casos, não é prático. Assim, há uma restrição de, em um regime permanente, um conversor único não dever trocar potência ativa com a linha.

[0011] O STATCOM usa um VSC conectado em derivação com a linha. Com a restrição de potência ativa imposta, o controle de STATCOM é reduzido para um grau de liberdade, o qual é usado para o controle da quantidade de potência reativa trocada com a linha. Assim sendo, STATCOM é operado como um equivalente funcional de um SVC; ele provê um controle mais rápido do que um SVC e uma faixa de controle melhorada.

[0012] Um SSSC usa um VSC conectado em série com a linha. Neste caso, a restrição de potência ativa se traduz em uma exigência de que o vetor de voltagem injetado pelo SSSC deve ser, em todos os momentos, perpendicular ao vetor de corrente. Isso significa que um SSSC é equivalente a uma reatância em série controlável, isto é, um SSSC pode ser considerado como o equivalente funcional de um TCSC. O SSSC oferece um controle mais rápido, e é inerentemente neutro para uma ressonância subsíncrona.

[0013] Um UPFC consiste em dois conversores de fonte de voltagem que compartilham um capacitor CC comum. Um conversor tem uma interface em série com a linha e o outro em derivação. O circuito CC comum permite uma troca irrestrita de potência ativa entre os conversores, de modo que uma potência ativa absorvida da linha por um conversor possa ser suprida para a linha pelo outro. Como resultado, três graus de liberdade estão disponíveis ou, mais precisamente, há quatro graus de liberdade com uma restrição. O UPFC pode ser usado para o controle do fluxo de potência ativa e reativa através da linha e para o controle da quantidade de potência reativa suprida para a linha no ponto de instalação.

[0014] Em sua configuração básica, um IPFC consiste em dois conversores de fonte de voltagem interfaceados em série com duas linhas de transmissão independentes. Como na configuração de UPFC, os conversores compartilham um circuito CC comum que per- mite a troca de potência ativa. Pela injeção de voltagens apropriadas nas linhas, um IPFC pode redirigir o fluxo de potência ativa de uma linha para uma outra, enquanto controla a quantidade de potência reativa. Este conceito pode ser estendido sem dificuldade para N linhas.

[0015] O inconveniente de todos os controladores de FACTS de corrente é seu preço considerável. No presente, eles estão bem além de atingir muitas utilidades. Mais ainda, é questionável se melhoramentos na performance de controle obtidas por STATCOM e SSSC justificam a substituição de suas contrapartes baseadas em tiristor. A funcionalidade de núcleo provida por um IPFC pode ser largamente realizada por um controle de linha individual usando compensadores clássicos.

[0016] Um UPFC oferece opções de controle substancial mente diferentes daquelas dos compensadores clássicos. Não obstante, devido à necessidade de dois conversores, o investimento requerido para a instalação de UPFC desencoraja um emprego difundido. Mais ainda, dada sua topologia, o UPFC é um dispositivo auto-suficiente, quer dizer, ele pode fazer uso limitado ou nenhum uso de compensadores existentes, tal como um SVC ou capacitores comutados.

[0017] Portanto, é valioso buscar alternativas para o compensador que se baseiem em um equipamento existente e provejam um controle de fluxo de potência flexível.

Sumário da Invenção [0018] Como exemplo da presente invenção, um controlador de fluxo de potência para o controle do fluxo de potência ativa e reativa em uma linha de transmissão CA entre uma entrada e uma saída inclui um primeiro e um segundo conversor de potência, acoplados um ao outro para a troca de potência ativa e acoplados à entrada e à saída. Um controlador é acoplado aos conversores de potência e controla os conversores para a provisão de uma quantidade controlada de potên- cia ativa para a saída, e retira esta quantidade controlada de potência ativa da entrada para o conversor de fluxo de potência. A corrente elétrica é divergida em um nó entre a entrada e a saída, permitindo um controle independente de correntes na entrada e na saída.

[0019] Em uma modalidade preferida, os dois conversores de potência são interconectados em série. Uma susceptância controlável é conectada em derivação em um nó entre os conversores para desvio da corrente.

[0020] De acordo com um aspecto da presente invenção, uma quantidade desejada de potência ativa é provida a partir de uma primeira região elétrica para uma segunda região elétrica. O método inclui (i) o desvio de uma corrente da primeira região para uma entrada de uma primeira fonte de voltagem controlada, a entrada a uma voltagem de entrada; (ii) a adição à voltagem de entrada, usando-se uma primeira fonte de voltagem controlada, de uma primeira voltagem de controle a uma amplitude e um ângulo de fase controlados para a provisão de uma voltagem intermediária a uma saída da primeira fonte de voltagem controlada; (iii o desvio de uma corrente, a partir da saída da primeira fonte de voltagem controlada; (iv) a adição à voltagem intermediária, usando-se uma segunda fonte de voltagem controlada, de uma segunda voltagem de controle, a uma amplitude e um ângulo de fase controlados para a provisão a partir de uma saída da segunda fonte de voltagem controlada de uma corrente para a segunda região; (v) a provisão de uma potência ativa para a segunda fonte de voltagem controlada a partir da primeira fonte de voltagem controlada; e (vi) o controle das primeira e segunda voltagens de controle em magnitude e fase para a provisão da quantidade desejada de potência ativa para a segunda região, e de modo que substancialmente toda a potência ativa provida para a primeira fonte de voltagem controlada seja acoplada à segunda fonte de voltagem.

[0021] De acordo com um outro aspecto da presente invenção, uma quantidade controlada de potência elétrica ativa é divergida de uma primeira região elétrica para uma segunda região elétrica. Um método de exemplo inclui (i) a provisão da potência elétrica ativa para uma entrada de um controlador de fluxo de potência; (ii) o desvio de uma porção da potência elétrica ativa provida para a entrada para um primeiro conversor de potência; (iii) a provisão de uma porção remanescente da potência elétrica ativa a partir da entrada para uma saída do controlador de fluxo de potência; (iv) a provisão de uma potência ativa do conversor de potência para a saída do controlador de fluxo de potência e, desse modo, para a segunda região elétrica; (v) a variação de um ângulo de fase de corrente elétrica na saída em relação a entrada pela provisão de uma corrente da entrada para um nó intermediário, e o desvio de uma porção da corrente no nó intermediário através de uma susceptância; e (vi) o controle do primeiro conversor de potência, de modo que a quantidade desejada de potência elétrica ativa seja divergida da primeira região elétrica para a segunda região elétrica.

[0022] De acordo ainda com um outro aspecto da presente invenção, um controlador de fluxo de potência elétrica inclui uma entrada e uma saída. Os primeiro e segundo conversores de potência são conectados em série um ao outro entre a entrada e a saída. Uma susceptância é conectada em derivação a um nó entre os primeiro e segundo conversores de potência. Um controlador está em comunicação com os primeiro e segundo conversores de potência. Este controlador controla os primeiro e segundo conversores de potência para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa para a saída, e retirar a quantidade controlada de potência ativa da entrada.

[0023] De acordo com um outro aspecto da invenção, um controlador de fluxo de potência elétrica inclui uma entrada e uma saída. Uma reatância é conectada em série entre a entrada e a saída. Um primeiro conversor de potência é conectado em derivação com a entrada. Um segundo conversor de potência é conectado em derivação com a saída. O primeiro conversor de potência é acoplado para prover potência ativa para o segundo conversor de potência. Um controlador está em comunicação com os primeiro e segundo conversores de potência. O controlador controla os primeiro e segundo conversores de potência para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa a partir da saída, e retirar a quantidade controlada de potência ativa a partir da entrada.

[0024] De acordo ainda com um outro aspecto da invenção, um circuito de controle de fluxo de potência para desvio de potência elétrica de uma primeira região para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa para uma segunda região inclui uma primeira fonte de voltagem controlável provendo uma primeira voltagem controlável entre sua entrada e sua saída. A entrada da primeira fonte de voltagem controlável é para interconexão com a primeira região. Uma segunda fonte de voltagem controlável provê uma segunda voltagem controlável entre sua entrada e sua saída. Esta saída é para conexão a segunda região. A saída da primeira fonte de voltagem controlável é conectada a entrada da segunda fonte de voltagem controlável. Uma impedância é conectada em derivação a um nó entre a saída do primeiro circuito de conversão de potência. A segunda fonte de voltagem controlável é acoplada à primeira fonte de voltagem controlável para a obtenção de uma potência ativa a partir da primeira fonte de voltagem controlável. Um controlador está em comunicação com as primeira e segunda fontes de voltagem controlável para o controle das primeira e segunda voltagens controláveis para a provisão da potência ativa para a segunda região a partir da potência da primeira região, e para acoplamento de substancialmente toda a potência ativa provida para a primeira fonte de voltagem controlada para a segunda fonte de volta- gem.

[0025] De acordo com um outro aspecto da presente invenção, é provido um método de compensação de perdas elétricas em um controlador de fluxo de potência elétrica, O controlador de fluxo de potência inclui um primeiro e um segundo conversores de potência para o desvio de uma quantidade controlada de potência elétrica ativa a partir de uma primeira região elétrica para uma entrada do conversor de fluxo de potência e a partir de uma saída do conversor de fluxo potência para uma segunda região elétrica. Os primeiro e segundo conversores de potência são acoplados a cada um através de um dispositivo de armazenamento de energia para troca de energia entre os primeiro e segundo conversores de potência. O método inclui o controle da corrente para a entrada para manutenção de uma energia armazenada no dispositivo de armazenamento de energia, desse modo se compensando perdas no controlador de fluxo de potência elétrica.

[0026] Os controladores de fluxo de potência de exemplo podem ser considerados controladores de fluxo de potência "híbridos11, já que os conversores de potência controlados podem ser combinados com componentes passivos {por exemplo, susceptância, reatância, etc.) para o controle do fluxo de potência.

[0027] Outros aspectos e recursos da presente invenção tornar-se-âo evidentes para aqueles de conhecimento comum na técnica mediante uma revisão da descrição a seguir de modalidades específicas da invenção em conjunto com as Figuras em anexo.

Breve Descricão dos Desenhos [0028] Nas Figuras, as quais ilustram a título de exemplo apenas as modalidades da presente invenção, [0029] a Figura 1 ilustra duas regiões elétricas, interconectadas por um controlador de fluxo de potência de exemplo de uma modalidade da presente invenção;

[0030] a Figura 2 é uma fase única simplificada equivalente do controlador de fluxo de potência da Figura 1;

[0031] a Figura 3 ilustra um quadro de referência de rotação para medição de voltagens e correntes;

[0032] as Figuras 4; 6; 7A-7F; 8A-8F; 9A-9C; 10A-10G; e 11A-11F ilustram vetores de voltagem e corrente de exemplo no controlador de fluxo de potência da Figura 1 no quadro de referência da Figura 3;

[0033] a Figura 5 ilustra um controlador de laço fechado simplificado;

[0034] as Figuras 12 e 13 ilustram curvas P-delta para o controlador da Figura 1;

[0035] as Figuras 14Â a 14E ilustram diagramas vetoriaís de voltagens e correntes na linha controlada pelo controlador da Figura 1;

[0036] as Figuras 15 a 20; 20A; 21A; 22 A 24; e 25A são diagramas de blocos simplificados de um controlador programável que faz parte do controlador de fluxo de potência da Figura 1;

[0037] a Figura 20B é um retrato de fase de voltagem através de uma susceptância de derivação capacitiva antes do amortecimento ativo ser aplicado;

[0038] a Figura 21B é um retrato de fase de voltagem através de uma susceptância de derivação capacitiva após a aplicação do amortecimento ativo;

[0039] as Figuras 26A a 31 ilustram controladores de fluxo de potência alternativos de exemplo de outras modalidades da presente invenção.

Descrição Detalhada [0040] Um diagrama de linha única de um sistema de transmissão de potência elétrica conectando duas regiões elétricas 10 e 12 é ilustrado na Figura 1. Um controlador de fluxo de potência 14 de exemplo de uma modalidade da presente invenção é instalado em um percurso de transmissão 15 que conecta a região 10 a região 12. Cada região 10 ou 12 pode ser considerada como uma área de produção de potência elétrica e/ou de consumo de potência. O percurso de transmissão 15 entre as regiões 10 e 12 desse modo é dividido em dois segmentos: o segmento 16 que conecta a área 10 ao controlador de fluxo de potência 14 e o segmento 18 que conecta o controlador de fluxo de potência 14 à área 12. Outros percursos de transmissão em paralelo 20 também existem entre as áreas 10 e 12.

[0041] Os segmentos 16 e 18 são linhas de transmissão trifásicas portando correntes alternadas trifásicas. A corrente fluindo na dada fase de segmento de linha 16 é denotada ls, e a corrente na dada fase de segmento 18 é denotada lR. A linha para a voltagem neutra no ponto de conexão do segmento de linha 16 para o controlador de fluxo de potência 14 é rotulada VV A voltagem no ponto de conexão do segmento de linha 18 com o controlador de fluxo de potência 14 é rotulada V2. Ambos os segmentos de linha de transmissão 16 e 18 têm comprimento substancial, os quais são geralmente desiguais.

[0042] O controlador de fluxo de potência 14 de exemplo inclui um circuito de potência de uma susceptância variável trifásica conectada em derivação 22. A voltagem de linha para neutro nos terminais de alta voltagem de susceptância variável 22 é VM. O circuito de potência para a susceptância variável 22 inclui um transformador 24, uma ou mais ramificações de susceptância capacitiva 26 comutáveis pelos comutadores controláveis 28, uma ou mais ramificações de susceptância indutiva 30 comutáveis ou controláveis pelos comutadores controláveis 32, e um filtro harmônico opcional 34. Uma pessoa de conhecimento comum na técnica apreciará que os comutadores controláveis 28 e 32 podem ser implementados usando-se comutadores baseados em semicondutor, bem como comutadores mecânicos. Alguns exemplos de comutadores controláveis baseados em semicondutor são SCRs (como mostrado na Figura 1), GTOs, ou uma combinação de uma ponte de diodo e um transistor de voltagem alta. Mais ainda, aqueles experimentados na técnica apreciarão que a susceptância variável 22 é equivalente a um compensador de VAr estático típico (SVC). Portanto, é evidente que equivalentes funcionais de um SVC podem ser empregados com sucesso no lugar da susceptância variável 22. Alguns equivalentes amplamente conhecidos de um SVC incluem um STATCOM, um condensador síncrono e mesmo um banco de capacitores comutados mecanicamente.

[0043] O controlador de fluxo de potência 14 ainda inclui dois conversores de fonte de voltagem 36 e 38. Cada um dos conversores 36, 38 pode incluir múltiplos conversores de seis pulsos interconectados por transformadores interestágio para a formação de grupos de pulso de ordem mais alta. Uma revisão excelente de conceitos de conversor de fonte de voltagem pode ser encontrada em "Understanding FACTS: Concepts and Technology of Flexible CA Transmission Systems", supra. O conversor 36 é conectado em série com o segmento de linha 16 pelo transformador 40. O conversor 38 é conectado em série com o segmento de linha 18 por meio de um transformador 42. Os conversores 36 e 38 compartilham um circuito CC comum, acoplando terminais CC de cada outro. O suporte de voltagem nos terminais CC é provido por um capacitor 44. Uma pessoa de conhecimento comum na técnica prontamente apreciará que os conversores de fonte de voltagem como usados como os conversores 36 e 38 na modalidade descrita são meramente uma escolha preferida. Finalmente, os conversores 36 e 38 provêem voltagens controláveis em terminais de lado de alta voltagem de transformadores 40 e 42 (isto é, as voltagens Vx e Vy na Figura 1), enquanto provêem um percurso para troca de potência ativa entre os dois conversores. Assim, há muitas configurações de circuito equivalentes que podem ser usadas no lugar dos conversores 36 e 38 descri- tos; por exemplo, conversores de fonte de corrente com um circuito CC empregando um indutor podem ser usados; um conversor CA para CA pode ser usado. Como será evidente, outras alternativas baseadas em máquina também podem ser usadas. Ainda outras alternativas serão evidentes para uma pessoa de conhecimento na técnica.

[0044] Finalmente, o controlador programável 46 provê sinais de controle requeridos para a operação da susceptância variável 22 e sinais de controle para a operação dos conversores 36 e 38 de controlador de fluxo de potência 14, como detalhado abaixo. Na Figura 1, as entradas para o controlador 46 são divididos em três grupos. Os sinais de referência são supridos pelo operador do sistema, e eles representam os pontos de operação desejados para os segmentos de linha 16 e 18. As regulagens de parâmetro provêem informação sobre o sistema e sobre as classificações dos circuitos de potência instalados. Os valores medidos são os sinais proporcionais às correntes e voltagens localmente acessíveis. Estes sinais são usados para um controle em tempo real de laço fechado dos circuitos de potência, como descrito abaixo.

[0045] Um circuito equivalente de fase única simplificado do controlador de fluxo de potência 14 e as regiões elétricas interconectadas 10, 12 e os segmentos de linha 16, 18 são mostrados na Figura 2. A região elétrica 10 é representada por sua fonte de voltagem equivalente de Thévenin ys. A variável Vs denota o valor instantâneo de voltagem de linha para neutro na fase sob consideração. Outras voltagens têm significados análogos. Os valores de parâmetros Rs e Xs são largamente dominados pelos parâmetros do segmento de linha 16, mas também incluem o equivalente de Thévenin da área representando impedância de fonte 10 e os parâmetros de vazamento do transformador 40 (Figura 1). Os valores VR, Rr e XR são representações análogas da região 12 e do segmento de linha 18. Os índices "S" e "R" são usa- dos para a identificação da extremidade de "envio" e de "recepção" e os segmentos de linha 16 e 18 conectados a estas extremidades da linha, respectivamente. Os rótulos de voltagem V1} V2, VM refletem voltagens ilustradas na Figura 1. As fontes de voltagem Vx e VY representam os equivalentes de voltagem alta de voltagens geradas pelos conversores 36 e 38, respectivamente. A capacitância variável rotulada BM representa a susceptância variável conectada em derivação controlável 22. A faixa de valores que este parâmetro pode assumir depende dos componentes de potência instalada no caso geral, BM pode ser positiva (capacitiva), zero ou negativa (indutiva).

[0046] As potências ativa e reativa de conversores 36, 38 e as áreas 10 e 12 são respectivamente rotuladas Px, Qx; PY, Qy; Ps, Qs\ e PR, Qr, na Figura 2. Estas potências representam respectivos valores trifásicos. Isso é requerido para a correção da interpretação de carregamento e descarregamento do capacitor CC 44, rotulado CDc na Figura 2. As polaridades definidas na Figura 2 serão usadas a partir deste ponto para a descrição matemática do sistema.

[0047] Para melhor compreensão da operação do controlador de fluxo de potência 14 de exemplo, as Figuras 4; 6; 7A-7F; 8A-8F; 9A-9C; 10A-10G; e 11A-11F ilustram vetores de exemplo correspondentes a voltagens e correntes mensuráveis no ou dentro do controlador de fluxo de potência 14, representados no plano d-q.

[0048] Para mais bem apreciar estas Figuras, a Figura 3 ilustra um quadro de referência de rotação usado nas Figuras 4; 6; 7A-7F; 8A-8F; 9A-9C; 10A-10G; e 11 A-11F. Isto é, em estudos de sistema de potência, é comum considerar voltagens e correntes usando um quadro de referência de rotação. A orientação dos eixos e a direção de rotação são descritas na Figura 3. Na Figura 3, o que vem a seguir se aplica: (1) [0049] f são vetores de valores instantâneos de corrente ou voltagem no quadro correspondente, isto é, Fabc representa um vetor de valores instantâneos de corrente ou voltagem no quadro de referência "abc" e Fdq0 representa um vetor correspondente de valores instantâneos de corrente ou voltagem no quadro de referência "dqO". A matriz de transferência Kabc2dqo é dada por: (2) [0050] Como será apreciado por pessoas de conhecimento comum, uma motivação para o uso do quadro de referência rotativo vem da teoria de máquinas CA. Especificamente, se correntes de fase deslocada da mesma freqüência forem passadas através de enrolamentos distribuídos espacialmente da máquina, a força magnetomotriz (MMF) resultante no espaço de ar da máquina cria o campo magnético rotativo. Definir um quadro de referência que gira na mesma velocidade provê uma ferramenta para o estudo de interações de vetor de campo magnético com outros vetores pertinentes em um quadro de referência em que os componentes desses vetores são constantes no regime permanente. Isso simplifica grandemente o projeto de controladores em tempo real, já que estes controladores agora podem operar em quantidades CC, ao invés de em quantidades que variam de forma se-noidal observadas nos enrolamentos.

[0051] Em uma operação normal de sistema de potência, somas algébricas de correntes de fase e voltagens, quer dizer, componentes de seqüência zero dessas variáveis, são pequenas de forma desprezível e podem ser desprezadas na análise. Conseqüentemente, as três quantidades escalares de "espaço abc" podem ser reduzidas para um vetor no "espaço dq" sem perda de informação, e o comportamento do sistema pode ser estudado usando-se diagramas de vetor no plano. Uma descrição detalhada de quadros de referência de rotação pode ser encontrada em "Analysis of Electric Machinery" (Paul C. Krause, McGraw-Hiil 1986).

[0052] Um diagrama vetorial, no quadro de referência d-q, representando um ponto de operação de regime permanente possível da linha controlada pelo controlador de fluxo de potência 14 é mostrado na Figura 4. Por clareza, as perdas são desprezadas. Os subscritos "dq" em todos os vetores são compreendidos e, portanto, omitidos. As voltagens correspondentes vs e vR identificadas nas Figuras 1 e 2 são mostradas como vetores d-q de magnitude igual e com uma certa diferença angular entre eles. Uma pessoa de conhecimento comum na técnica prontamente apreciará que os fluxos de potência em um sistema de transmissão são largamente determinados por diferenças angulares entre respectivas voltagens de região e pelas impedâncias de linha interconectando as áreas. As magnitudes das voltagens em qualquer dada área são ativamente reguladas para serem iguais aos valores nominais pelo suprimento de um suporte de voltagem reativa onde necessário. Para fins desta discussão, as voltagens vs e vR são consideradas como sendo "barramentos fortes", quer dizer, a dinâmica de mudança de suas magnitudes e posição relativa é significativamente mais lenta do que a dinâmica da linha controlada.

[0053] Se as regiões 10 e 12 forem diretamente interconectadas, pela linha 15 sem o controlador de fluxo de potência 14, a transferência de potência natural entre vs e vR seria dada pela fórmula bem conhecida: [0054] onde δ representa o ângulo entre as duas voltagens, como marcado na Figura 4. Como notado, Xs e XR são as impedâncias equivalentes de Thévenin das linhas 16 e 18 e das regiões 10, 12; e 1,5 é a constante de proporcionalidade pertinente à transformação de coordenadas. De maneiras exemplares das modalidades da presente invenção, o controlador de fluxo de potência 14 muda sua transferência de potência que ocorre naturalmente. As voltagens e correntes descritas na Figura 4 correspondem a um fluxo de potência mais baixo do que P0. Em termos mais simples, isto é obtido pela injeção de voltagens vx e vY, de modo a se reduzirem as diferenças angulares entre vs e Vi e v2 e vR, respectivamente.

[0055] Uma percepção útil na operação de circuito pode ser ganha se todo o controlador de fluxo de potência 14 for visto como uma caixa preta com dois conjuntos de terminais de voltagem externa vx e v2. Com essa representação, as voltagens % e v2 podem ser consideradas como um mecanismo por meio do qual e controlam as is e iR, respectivamente. No controlador de fluxo de potência 14 da Figura 1, estas voltagens estão sujeitas a numerosas restrições (descritas abaixo). Se estas restrições não existissem, o circuito da Figura 2 poderia ser substituído por dois subcircuitos independentes: um incluindo uma fonte de voltagem vs, o segmento de linha 16 e a fonte de voltagem vx ; e a outra incluindo a fonte de voltagem v2, o segmento de linha 18 e a fonte de voltagem vR. A corrente provida por estes circuitos independentes então poderia ser independentemente controlada usando-se dois controladores convencionais. Um controlador de exemplo adequado para controle de laço fechado de is é ilustrado na Figura 5. Um controlador como esse emprega reguladores de voltagem PI independentes 48 e 50 em eixos d e q, respectivamente. Erros de corrente apropriados são levados para as entradas de elementos PI. As saídas correspondentes são usadas para o cálculo de V1d e V^.quer dizer, as componentes desejadas de vetor . Um acoplamento cruzado entre os eixos é eliminado pela subtração e adição de termos algébricos 52 e 54. Estimativas ou valores medidos de componentes de voltagem de extremidade de envio VSed e VSeq podem ser incluídos, como mostrado nas linhas pontilhadas. Incluir estes valores elimina uma orientação CC considerável de elementos integrais em 48 e 50. Uma vez que o valor de % seja gerado, uma subtração de vetor vM leva ao valor requerido para vx. Finalmente, o valor requerido para vx pode ser obtido diretamente pelo conversor 36. Um controlador análogo poderia ser projetado para o controle de laço fechado de iR no segundo subcircui-to.

[0056] O controlador de fluxo de potência 14 da Figura 1, contudo, controla os vetores de corrente (isto é, magnitude e fase) através dos respectivos segmentos de linha 16 e 18, enquanto observa restrições e as condições de limite existentes nos vários parâmetros. Assim, podem ser consideradas, agora, as restrições aplicáveis ao controlador de fluxo de potência 14.

[0057] O circuito CC comum formado pelo capacitor 44 conectan- do os conversores 36 e 38 permite uma troca de potência irrestrita entre os conversores. Com polaridades mostradas na Figura 2, o valor positivo de Px resulta na corrente de carregamento positiva para o capacitor CC 44, enquanto um valor positivo de PY resulta na corrente de carregamento negativa. A equação diferencial que descreve a dinâmica de VDC é: (3) [0058] No regime permanente, VDC permanece constante; portanto: (4) [0059] ou, formulado diferentemente e após o cancelamento do fator de proporcionalidade, que: (5) [0060] O operador de produto na equação (5) tem o significado de um produto escalar no plano dq.

[0061] Em seguida, devido às classificações de conversor finitas, as magnitudes de voltagens vx e vY, bem como as magnitudes de correntes admissíveis is e iR são limitadas. As classificações de voltagem de componentes que constituem a susceptância variável requerem que a magnitude de vM seja limitada. Finalmente, exigências de isolamento para os segmentos de linha 16 e 18 requerem que as magnitudes de % e v2 sejam limitadas.

[0062] As condições de limite de operação podem ser resumidas para referência fácil: (6) (7) (8) (9) (10) (11) (12) [0063] Com estas restrições, encontrar soluções admissíveis de regime permanente permitindo uma transferência de uma quantidade selecionada de potência Ps causada pelo controlador de fluxo de potência 14 da Figura 1 é um problema desafiador. Isso é atribuível, pelo menos em parte, à condição de troca de potência igual entre os conversores dada pela equação (4). Isso, por sua vez, introduz uma não linearidade na descrição matemática do controlador de fluxo de potência 14. Para avaliação de estados de operação de regime permanente admissíveis do controlador de potência 14 numericamente, portanto, é desejável primeiramente posicionar as variáveis de estado de controlador de fluxo de potência 14 no ou próximo do coletor definido pela equação (4) e, depois disso, usar os graus remanescentes de liberdade para se encontrarem as soluções desejadas de regime permanente.

[0064] Como agora deve ser evidente, os vetores de voltagem vx e vY podem ser usados como variáveis de controle para um controle de laço fechado de controlador de fluxo de potência 14. Isso significa que através dos transientes seus valores estarão mudando abruptamente e, no caso geral, independentes uns dos outros. Assim, é vantajoso buscar uma formulação mais invariante para a condição de equilíbrio de potência do que uma usando estas voltagens.

[0065] A representação de caixa preta do controlador de fluxo de potência 14 novamente é útil. A condição dada pela equação (4) estipula a energia armazenada constante no capacitor CC 44. Mais ainda, a energia total armazenada na susceptância trifásica 22 em regime permanente é constante. Portanto, se as perdas forem desprezadas, a condição (4) pode ser substituída pela condição P? = P2. Embora melhorada, esta formulação ainda não provê o grau desejado de invariân- cia, já que é dependente de vetores de voltagem vx e v2. A formulação final é obtida reconhecendo-se que se os segmentos de linha 16 e 18 são sem perdas, Ps = Pi e P2 = Pr. Assim, para um sistema sem perdas, a condição dada pela equação (4) pode ser expressa como: (13) ou como: (14) [0066] É vantajoso prover uma interpretação geométrica para esta condição. Isso pode ser apreciado com referência a Figura 6. Para um dado vetor vs, a potência de extremidade de envio Ps é proporcional à projeção de is em vs. Portanto, os vetores de corrente isl e üs2 transferem a mesma potência de extremidade de envio, como o faria qualquer outro vetor de corrente que tivesse sua ponta na mesma linha perpendicular a vs. Esta linha pode ser considerada como uma "linha de potência constante". Assim, a linha de potência constante dá os locais de soluções para corrente ϊΞ que acoplam um valor específico de potência ativa Ps a partir da fonte de voltagem vs. Uma linha de potência constante análoga representando as soluções para iR pode ser construída perpendicular ao vetor de voltagem vR. A condição de equilíbrio de potência entre os conversores assim pode ser expressa como a exigência de busca das soluções para os vetores is e iR que residem no conjunto de combinação especificado de linhas de potência constante.

[0067] Geometricamente, cada uma das condições de limite (6) a (12) representa o limite superior do respectivo vetor de voltagem ou corrente. Como será apreciado, estes limites afetam significativamente os pontos de operação de regime permanente admissíveis de controlador de fluxo de potência 14.

[0068] Agora, é possível formular um procedimento para a construção de diagramas de vetor de regime permanente admissíveis representando estados de operação de controlador de fluxo de potência 14. O procedimento será ilustrado em um exemplo do controlador de fluxo de potência 14 sem perda, com um ponto de instalação assumido na metade entre a região 10 e a 12 (isto é, na metade da linha que conecta estas regiões). Em termos de parâmetros de circuito definidos na Figura 2, estas simplificações podem ser descritas como: (15) (16) [0069] As Figuras 7A-7F demonstram graficamente as etapas de exemplo do procedimento. Na Figura 7A, os vetores de voltagem vs e vR são mostrados. Um par de linhas de potência iguais correspondentes ao fluxo de potência desejado Pse PRé adicionado na Figura 7B. Em seguida, os vetores de corrente is e iR são escolhidos de modo que suas pontas fiquem nas linhas de potência igual correspondentes. Assim, há um grau de liberdade na escolha da localização de cada vetor. Este grau de liberdade pode ser visto como liberdade para selecionar a quantidade de potência reativa suprida a partir da extremidade de linha correspondente. Por exemplo, a escolha do vetor üs unicamente especifica os valores de Ps e Qs. O inverso também é verdadeiro, a especificação dos valores para Ps e Qs unicamente especifica o valor de is. A escolha dos vetores de corrente is e iR e ο iM resultante é mostrada na Figura 7C. Uma vez que os vetores üs e iR sejam especificados, as voltagens νχ e % são determinadas a partir de: (17) (18) [0070] Expressas em forma de matriz, as equações (17) e (18) são: (19) (20) [0071] Os vetores correspondentes % e v2 são mostrados na Figura 7D. Em seguida, a voltagem vM é determinada com base nos valores conhecidos de iM e BM, usando-se: (21) [0072] Expressa em forma de matriz, (21) é equivalente a: (22) [0073] A voltagem resultante vM é mostrada na Figura 7E. Finalmente, com valores conhecidos para v1( v2 e vM1 as voltagens vx e vY são determinadas a partir de: (23) [0074] Um diagrama vetorial completo é mostrado na Figura 7F. As condições de limite (6) a (12) podem ser verificadas, agora, pelas medições simples de comprimentos de vetor relevantes, e a solução pode ser aceita ou desconsiderada com base neste teste.

[0075] Obviamente, a formulação acima é sensível à singularidade que ocorre em BM = 0 nas equações (21) e (22). Uma formulação alternativa expressando iM como uma função de vM, portanto, é favorável. O procedimento modificado começa pela especificação do valor desejado para a voltagem vM. As etapas de procedimento modificado são ilustradas nas Figuras 8A-8F. O valor desejado de vM juntamente com os vs e vR conhecidos é mostrado na Figura 8A. Um par de linhas de potência constante correspondente à transferência de potência desejada é adicionado na Figura 8B. A corrente iM é unicamente determinada a partir dos valores conhecidos de vM e BM, e é mostrada na Figura 8C. Em seguida, as soluções correspondentes para is e iR são encontradas pela translação do vetor üM para uma nova posição, de modo que sua ponta fique na linha de potência igual perpendicular a vs, e sua extremidade traseira na linha de potência igual perpendicular à vR. Esta translação pode ser composta a partir de duas transla-ções sucessivas, como mostrado na Figura 8D. A primeira translada o vetor ϊΜ para a posição em que sua ponta fica na linha Ps = constante. A direção da primeira translação é arbitrária, indicada por um par de linhas pontilhadas. A segunda translação move o üM resultante ao longo da linha Ps = constante para a posição em que sua extremidade traseira fica na linha PR = constante. A ponta do vetor resultante üM coincide com a ponta da solução para is, enquanto sua extremidade traseira coincide com a ponta da solução para iR, como mostrado na Figura 8E. As voltagens vx e v2 e os vx e vY resultantes são determinados de forma análoga ao procedimento previamente descrito. O diagrama vetorial final é mostrado na Figura 8F.

[0076] O procedimento ilustrado graficamente nas Figuras 8A-8F pode ser generalizado para computação de todo o conjunto de pontos de operação de regime permanente admissíveis. As etapas do procedimento generalizado podem ser apreciadas através do exemplo a seguir aplicável ao controlador de fluxo de potência 14. Para dados vs e vR, parâmetros de circuito conhecidos, e um valor especificado para Bm, podem ser encontrados todos os pares de vx e vY que satisfazem à restrição (4) e às condições de limitação (6) a (12) desprezando-se perdas.

[0077] A solução pode ser obtida ao se tentarem todos os valores possíveis para vx e vY e desconsiderando-se os pares que violam a restrição de equilíbrio de potência ou qualquer uma das condições de limite. Uma abordagem de tentativa e erro como essa, contudo, teria uma produção de solução pequena, devido ao fato de que novas combinações de vetores vx e vY satisfazerem à condição de equilíbrio de potência. Conseqüentemente, para a obtenção de um número suficiente de soluções admissíveis, uma grade de tentativa muito fina podería ser usada e, assim, o procedimento não seria eficiente em termos computacionais. Além disso, o uso dessa abordagem de "força bruta" proveria pouca percepção a como os limites em particular afetam as curvas de operação.

[0078] Um procedimento mais eficiente para computação dos pontos de operação de regime permanente admissíveis é ilustrado com referência as Figura 9A-9C; 10A-10G e 11A-11F. Assumindo um sistema sem perdas com parâmetros de circuito conhecidos Xs e XR, dados vs s vR, e especificado BM, vM pode ser expresso como uma função de vx e vY, como: (24) onde: (25) e (26) [0079] É evidente a partir da equação (24) que a faixa de todas as soluções possíveis para vM é um círculo. O centro deste círculo "Λ/Γ tem as coordenadas: (27) [0080] O diâmetro "DM" é dado por: (28) [0081] O círculo e os vetores correspondentes vs e vR são mos- trados na Figura 9A. A condição de limite (10) agora pode ser diretamente aplicada, como mostrado na Figura 9B. As soluções para vM na área sombreada devem ser desconsideradas, já que elas violam a condição de limite (10). A faixa de vM que é para ser adicionalmente considerada é mostrada na Figura 9C. Uma grade arbitrariamente fina agora pode ser aplicada à faixa de soluções admissíveis para vM, e as soluções correspondentes para vx e vY podem ser tentadas para cada valor de vM, como se segue.

[0082] Um valor em particular de vM é mostrado na Figura 10A em relação a vs e vR do problema. Com os valores de vM e vs fixados, a corrente is é uma função apenas de vx e isto é dado por: (29) [0083] Pode ser deduzido, a partir das equações (29), que a faixa de valores de üs para vx variando é um círculo, como mostrado na Figura 10B. O centro do círculo "S" tem as coordenadas: (30) [0084] e seu diâmetro "Ds" é dado por: (31) [0085] A condição de limite (8) é adicionada na Figura 10C. Usando a equação (19), a condição de limite (11) também pode ser representada como um círculo em um espaço de corrente. Ele é centralizado em "Cf" dado por: (32) [0086] e seu diâmetro "D/' é: (33) [0087] Este círculo é adicionado na Figura 10D. Uma faixa de valores admissíveis para is, que satisfazem às condições de limite (6), (8) e (11), é o conjunto de pontos obtidos pela interseção dos respectivos conjuntos individuais. O conjunto resultante é mostrado como a área sombreada na Figura 10E.

[0088] As condições de limite (7), (9) e (12) têm representação ge- ométrica análoga. As coordenadas do centro e do diâmetro do círculo representando (7) são dadas como: (34) (35) [0089] A representação da condição de limite (9) deve ser evidente - ela é um círculo centralizado na origem com o raio igual a lYmax. O círculo representando a desigualdade (12) é centralizado em "C2n com coordenadas: (36) [0090] e seu diâmetro "D2" é dado por: (37) [0091] Os três círculos acima são mostrados na Figura 10F. A faixa admissível resultante para iR é mostrada na Figura 10G.

[0092] A Figura 11A mostra vs, vR e dois pares de linhas de potência igual. Note que os pontos de interseção de linhas de potência igual definem um eixo rotulado l0 na Figura 11B. A coordenada l0 do ponto de interseção é proporcional à transferência de potência através da linha de transmissão. Portanto, a translação do aproximadamente de linhas de potência igual ao longo de l0 tem o significado de mudança da potência transmitida. A Figura 11C mostra: vs, vR, os eixos l0, dois pares de linhas de potência igual, e o vM previamente discutido. Lembre do procedimento demonstrado pelas Figuras 8C a 8E que en- contra as soluções únicas de regime permanente para is e iR, com base no valor especificado de vM, e no fluxo de potência especificado. Aplicar este procedimento para um fluxo de potência variável resulta na faixa de soluções para is e iR correspondente ao mesmo vM. Os pares de solução (üsl, iR1) e (ϊΞ2, iR2) correspondentes às transferências de potência p* e p2, respectivamente, são mostrados na Figura 11C. Deve ser evidente que pares de solução (üs, iR) correspondentes ao dado vM ficam em linhas paralelas aos eixos l0. Faça ls designar a linha definida pelas soluções para is e lR a linha definida pelas soluções de iR. As linhas ls e lR são mostradas na Figura 11 D.

[0093] Previamente discutidas, as regiões admissíveis para as correntes is e iR são mostradas em conjunto com as linhas ls e lR na Figura 11E. Os pontos xs e ys denotam as interseções de linha ls com a região de valores admissíveis para is. Os pontos xR e yR denotam os pontos análogos na linha lR. Os pares de solução (is, iR) são encontrados de modo que is fique no segmento xsys, iR fique no segmento xRyR e sua diferença equivalha a iM. Assim, para o exemplo mostrado na Figura 11E, a ponta de is fica no subseqüente zsys, onde zs é a projeção de xR sobre ls na direção de iM, enquanto as soluções de combinação iR têm sua ponta no segmento xRzR , onde zRé a projeção de ys em lR na direção de ϊΜ. O par de solução (is, iR) correspondente a (ys, zR) resulta no fluxo de potência máximo obtenível para este vM, sob as condições do problema. De forma análoga, as soluções correspondentes para (zs, xR) resultam no fluxo de potência mínima sob as mesmas condições. Note que cada par (is, iR) a partir dos segmentos zsys e xRzR resulta nas soluções únicas para um par de vetores (vx, vY) e, conseqüentemente, para as soluções únicas para Ps = Pi = P2 = Pr, Qi e Q2.

[0094] Repetir este procedimento para os valores admissíveis de vM produz uma faixa de todas as soluções admissíveis de regime permanente para os dados vs e vR, e o BM especificado no sistema considerado sem perdas. As soluções resultantes par vx, vY e as potências ativas e reativas agora podem ser tabuladas. Em seguida, o procedimento pode ser repetido para todos os BM de interesse, e a multiplicidade resultante de tabelas pode ser subseqüentemente processada para a eliminação de duplicatas e manutenção apenas das soluções de interesse. Várias noções de otimização podem ser introduzidas no processamento das tabelas. Claramente, é vantajoso escolher soluções que usam amplitudes mais baixas de voltagens vx e vY para a idealização do mesmo fluxo de potência. Essa seleção resulta na minimização das classificações dos conversores instalados.

[0095] Finalmente, um conjunto de tabelas pode ser criado para cada par de vs e vR. As tabelas podem ser preparadas de antemão e armazenadas na memória associada ao controlador 46 ou, alternativamente, tabelas parciais podem ser computadas para a acurácia desejada em tempo real, para cobertura da faixa próxima do ponto de operação do controlador de fluxo de potência 14. As computações em tempo real são possíveis, uma vez que a natureza do problema permite a implementação de um processamento em paralelo. Mais ainda, vários procedimentos de otimização dependentes do ponto de operação e dos limites aplicáveis podem ser usados para o aumento da velocidade das computações. Para valores de Ph Q* e Q2, VMd, VMq e BM são armazenados. Mais tarde, os valores supridos por operador representativos de Ch e Q2 podem ser usados pelo controlador 46 para a escolha dos valores correspondentes de VMci, VMq e BM a partir de uma tabela associada com os valores reais de vs e vR.

[0096] Como deve ser apreciado, o procedimento explicado acima não é ótimo em termos computacionais. É apresentado desta forma para permitir ao leitor compreender facilmente os conceitos subjacentes. As otimizações são possíveis e são largamente consideradas como uma questão de implementação prática.

[0097] As tabelas obtidas com base no procedimento acima podem ser usadas para a plotagem de várias curvas pertinentes à linha 15 controlada pelo controlador de fluxo de potência 14. Talvez as mais interessantes sejam as curvas P-delta. A discussão destas curvas e dos efeitos de vários limites provê uma percepção útil de como coordenar o controle dos inversores 36 e 38 com o controle da susceptân-cia conectada em derivação 22, para a maximização ou a minimização do fluxo de potência.

[0098] Um conjunto de exemplo de curvas P-delta, normalizadas correspondentes a três valores discretos de bM, é mostrado na Figura 12. Um valor positivo, zero e um valor negativo de bM foram considerados. O valor positivo considerado (capacitivo) de BM é quatro vezes maior na magnitude do que o valor negativo considerado (indutivo). Uma pessoa de conhecimento comum na técnica apreciará que uma escolha como essa de valores corresponde a uma implementação típica de um SVC, onde um banco indutivo é regulado para a provisão de um controle de vernier de potência reativa suprida entre as etapas de múltiplos bancos de capacitância. Na Figura 12, apenas os limites de voltagem injetada de conversor, isto é, as condições de limite (6) e (7), foram aplicados nos cálculos usados para a produção das curvas descritas. Duas curvas para cada valor de BM podem ser facilmente identificadas. A superior corresponde ao fluxo de potência maximizado e a inferior ao fluxo de potência minimizado. Uma pessoa de conhecimento comum na técnica prontamente apreciará que para qualquer dado valor de δ um fluxo de potência desejado pode ser arbitrariamente escolhido entre os dois valores extremos especificados por estas curvas, e obtido pelo controle apropriado dos conversores 36 e 38. Mais ainda, é evidente a partir da Figura 12 que faixas de fluxo de potência obteníveis para cada valor de BM se sobrepõem; portanto, em qualquer dado valor de δ, o fluxo de potência pode ser continuamente variado entre a curva mais baixa e a mais alta, enquanto se usam apenas valores discretos de susceptância de derivação.

[0099] Um outro conjunto de curvas P-delta é mostrado na Figura 13. A rotulação das curvas é análoga à Figura 12. Na Figura 13, além das magnitudes limitadas de voltagens de conversor, as magnitudes de voltagens de terminal e as magnitudes de correntes de linha foram limitadas a uma por unidade. Devido à aplicação de limites adicionais as faixas possíveis de soluções são visivelmente restritas. Por exemplo, a valores grandes de δ, nenhuma das curvas tem soluções válidas. Isso é devido ao fato de mesmo com uma capacidade de voltagem plena de conversores aplicada para oposição à voltagem através da linha, a corrente ainda estará acima do valor de limite e, portanto, não existe uma solução. Assim, para δ > 125° os conversores teriam de ser desviados, para se evitarem danos devido a uma sobrecorrente.

[00100] Em valores mais baixos de δ, um declínio agudo no fluxo de potência máximo é visível na maioria das curvas. Por exemplo, a curva de limite superior para BM > 0 entra em declínio abruptamente para δ < 65°. Isso é devido à aplicação de limites de voltagem de terminal. Especificamente, conforme o valor de δ reduz enquanto BM é mantido constante, a potência reativa suprida na metade da linha aumenta a magnitude da voltagem vM. De modo a se manterem os níveis de voltagem de terminal nos limites, as voltagens injetadas pelos conversores devem ser usadas para oposição ao aumento de | vM |. Conseqüen-temente, a quantidade de voltagem de conversor remanescente a ser aplicada em direção ao controle de fluxo de potência é mais baixa e o fluxo de potência máxima cai.

[00101] Um fenômeno análogo é observado na curva de limite infe- rior para BM > 0. Neste caso, o objetivo é minimizar o fluxo de potência; assim, uma vez que uma parte da capacidade de voltagem de conversor é perdida no controle de voltagem, um fluxo de potência mínimo possível surge.

[00102] Finalmente, com a susceptância em derivação 22 igual a zero, não é possível reverter o fluxo de potência em valores baixos de 5, sem um aumento nas magnitudes das voltagens nos terminais de equipamento acima de 1 p.u. Assim, a curva representando o fluxo de potência minimizado para uma susceptância de derivação zero 22 equivale a zero em valores baixos de δ.

[00103] A existência de "tabelas de consulta de configuração atingível" permite que o operador do controlador de fluxo de potência 14 escolha os pontos de regulagem para o controlador de fluxo de potência 14, de forma tal que sempre se mantenha o ponto de operação nos limites do equipamento instalado. Na discussão do controlador em tempo real a partir deste ponto será assumido que os valores de referência para variáveis especificadas como entradas para o controlador sempre pertencem ao conjunto atingível.

[00104] Os diagramas de vetor representativos da linha controlada pelo controlador de fluxo de potência 14 são mostrados nas Figuras 14A a 14E. Para consistência com as Figuras prévias, as mesmas simplificações foram usadas.

[00105] O diagrama vetorial da Figura 4 é repetido na Figura 14A. O diagrama na Figura 14B é construído usando-se os mesmos valores para as correntes de linha, mas um valor diferente para BM. O vetor resultante vM assim é de magnitude maior e o vx e o vY correspondentes são diferentes. A comparação dos dois diagramas provê uma outra ilustração de que o controlador de fluxo de potência 14 pode ser usado para um controle de vernier das correntes de linha usando um valor mudado em incremento de susceptância de derivação 22.

[00106] O diagrama vetorial mostrado na Figura 14C demonstra a capacidade do controlador de fluxo de potência 14 de controlar independentemente a quantidade de potência reativa suprida para o segmento de linha de recepção 18. A localização de vetores correspondentes ao ponto de operação da Figura 14A é mostrada em linhas pontilhadas, para ajudar na quantificação da diferença.

[00107] O diagrama vetorial correspondente ao fluxo de potência aumentado é mostrado na Figura 14D. Um aumento nas magnitudes de correntes üs e üR é um resultado dos ângulos relativos aumentados entre os vetores vs e vx e os vetores v2 e vR, respectivamente.

[00108] Finalmente, o diagrama vetorial ilustrando a reversão de fluxo de potência é mostrado na Figura 14E. Uma posição relativa de vetores iM e vM indica que BM < 0, isto é, que a susceptância de derivação é dominantemente indutiva.

[00109] Agora, de modo a controlar os estados de operação do controlador de fluxo de potência 14 para a provisão de uma transferência de potência controlada entre a região 10 e a 12, o controlador 46 (Figura 1) controla os vetores de voltagem vx e vY como variáveis de controle para o controle de laço fechado de correntes iseiR, enquanto se observam as restrições e as condições de limitação, como detalhado acima.

[00110] Um diagrama de blocos de um controlador programável de exemplo 46 adequado para um controle dinâmico do controlador de fluxo de potência 14 é ilustrado com referência as Figura 15 a 25. O controlador de exemplo 46 é apresentado para a provisão de percepção nos conceitos requeridos para um projeto de controlador bem sucedido. Como será apreciado, muitas adições e modificações são possíveis. Mais ainda, será compreendido que o fluxo de sinais e a distinção entre os blocos são um pouco arbitrários, e podem não ser claramente delineados em uma implementação prática. Por exemplo, uma implementação prática de controlador 46 pode ser formada usando-se um controlador baseado em computador, programado para receber entradas de controle e prover saídas equivalentes àquelas dos blocos descritos, sem se calcularem realmente valores intermediários descritos aqui. Um controlador como esse pode manter variáveis de memória para o armazenamento de sinal e valores de parâmetro, e sub-rotinas para a realização das funções atribuídas aos blocos descritos. O código para sub-rotinas pode ser reusado para implementação da funcionalidade de blocos diferentes. Assim, falando estritamente, tor-na-se pouco claro o que um bloco é. Por outro lado, é evidente que uma implementação de controlador baseada em programa de computador permite acesso fácil a qualquer parâmetro que possa ser requerido para facilitação das computações. Portanto, os valores de parâmetro de exemplo são livremente usados nos diagramas de blocos para a provisão de uma explanação sobre como fazer e usar um controlador de exemplo 46.

[00111] Uma organização de alto nível do controlador 46 e os fluxos de sinal conceituais são mostrados na Figura 15. Como ilustrado, o controlador 46 inclui um bloco de controle de susceptância de derivação 66, e um bloco de controle de conversor 64 em comunicação com uma memória armazenando tabelas de consulta de estados de controle atingíveis, tabulados como descrito acima. O bloco de controle de susceptância 66 determina as saídas de controle a serem providas para a susceptância 22 (Figura 1), enquanto o bloco de controle de conversor 64 provê saídas para a operação de controle de conversores de fonte de voltagem 36 e 38. Os valores de referência para P2, Qi e Q2 são supridos pelo operador de sistema de transmissão. Os sinais representativos destes valores apropriados para uso direto no controlador 46 são denotados: p2ref> c/iref e q2ref· Estes sinais são usados para consulta de tabela no bloco de tabelas de consulta de regulagem ob- tenível 62 para determinação de sinais de referência para o bloco de controle de conversor 64 e o bloco de controle de susceptância de derivação 66. Como necessário, valores armazenados no bloco de tabela 62 podem ser interpolados para a provisão de valores para p2reu Qimf © q2ref não explicitamente armazenadas no bloco 62.

[00112] Como notado acima, qualquer dado "ponto de operação de linha" corresponde a infinitamente muitos "pontos de operação internos" (isto é, conjuntos de vx, vY, bM, etc.). O papel do bloco de consulta de tabela 62 é permitir a seleção de um ponto de operação interno único que resulte em uma utilização ótima preferida do equipamento instalado. O bloco de controle de conversor 64 provê a multiplicidade de "sinais de status" ao bloco de consulta de tabela 62 para facilita-ção da escolha da tabela relevante.

[00113] O bloco de controle de conversor 64 é responsável pelo controle dinâmico de laço fechado dos conversores de fonte de voltagem 36 e 38. As entradas para este bloco são p2ref, q2ref, v^refd © v^refq-Como detalhado com referência as Figura 8A a 8F, um ponto de operação interno único pode ser encontrado com base na transferência de potência desejada P2 (aproximadamente igual à PR ou Ps) e o valor especificado para vM. Portanto, especificar q2ref, falando estritamente, é desnecessário. Entretanto, a provisão do valor para q2ref a partir de tabelas de consulta permite uma organização interna mais simples do bloco de controle de conversor 64.

[00114] O bloco de controle de conversor 64 extrai sinais para controle dos elementos de comutação nos conversores de fonte de voltagem 36 e 38; na modalidade descrita, estes sinais são denotados como "pulsos de disparo de GTO/MCT/IGBT". Sinais apropriadamente isolados e armazenados temporariamente adequados para aplicação direta aos terminais de controle dos comutadores eletrônicos de potência de conversores de fonte de voltagem 36 e 38 são comumente referidos como "pulsos de disparo". Os pulsos de disparo controlam diretamente o estado dos comutadores nos VSCs, assim eles provêem meios para um controle direto das voltagens vx e vY.

[00115] No presente, os comutadores eletrônicos disponíveis no nível de potência apropriado são: tiristor de desativação de porta (GTO), tiristor controlado por MOS (MCT) e transistor bipolar de porta isolada (IGBT). A escolha particular dos componentes de comutação de conversor e do número total de comutadores será dirigida pelas economias de fabricação; assim, as propriedades dos pulsos de disparo, seu número, as formas de onda e o sincronismo são largamente dependentes de implementação e não serão adicionalmente discutidos.

[00116] O bloco de controle de susceptância de derivação 66 toma um sinal de referência bMref e gera os sinais de controle apropriados para a susceptância de derivação 22. Os sinais de feedback representativos de vM e ΐΜ são usados para facilitação do sincronismo correto dos pulsos de fase e para computação do valor real de susceptância de derivação bM■ Dependendo da implementação da susceptância de derivação 22, a mudança de susceptância real ocorrerá com um certo atraso em relação ao valor de referência suprido pelo bloco de consulta de tabela. Um valor acurado de bM é usado pelo bloco 64; portanto, o sinal de bM é suprido diretamente a partir do bloco 66 para o bloco 64.

[00117] Os sinais na saída do bloco de controle de susceptância de derivação 66 são denotados como "pulsos de disparo de SCR" como retificadores controlados de silício (SCRs) são usados na modalidade mostrada para a comutação de um banco de capacitores variável 28 e controle do banco de indutores 32. Claramente, se meios de comutação e controle alternativos forem usados no circuito de potência de susceptância de derivação variável 22, sinais de controle apropriados serão gerados.

[00118] O controle de susceptância de derivação hoje em dia é considerado como um assunto maduro. Uma revisão geral de uma construção típica de SVC e sua implementação de controlador pode ser encontrada em "Understanding FACTS: Concepts and Technology of Flexible CA Transmission Systems", supra. Portanto, o bloco 66 não será adicionalmente discutido aqui.

[00119] Um diagrama de blocos de um bloco de controle de conversor de exemplo 64 é mostrado na Figura 16. As interconexões dos blocos são indicadas pelo uso de rótulos de sinal. Os rótulos em letras minúsculas são usados para indicação de sinais escalonados no controlador. Note que alguns rótulos de sinal representam quantidades vetoriais, isto é, pares ordenados ou trios de valores. O número de linhas curtas cruzando o percurso de sinal indica a "ordem interna" de cada sinal. Os percursos de sinal sem "linhas de cruzamento" representam valores escalares.

[00120] A aquisição de sinal, o condicionamento e o escalonamento são feitos no bloco 102. A técnica de medição real variará com a implementação. A largura de banda de sensores deve ser suficientemente mais alta do que a largura de banda dos conversores de fonte de voltagem (atuadores neste sistema). Como a largura de banda de conversores de fonte de voltagem é meramente de várias centenas de Hertz, a maioria dos sensores comumente disponíveis será apropriada. Preferencialmente, as funções de transferência de sensores de medição de corrente combinam com aquelas dos sensores medindo voltagens. Isso deve equalizar atrasos em sinais que são usados mais tarde no controlador.

[00121] Os sinais escalonados e condicionados de todos os valores entrando são passados para o bloco 104, onde eles são transformados no quadro de referência rotativo. A transformação é feita de acordo com as equações (1) e (2). O valor de o requerido para a transformação é a entrada para este bloco; ele é mostrado no lado direito.

[00122] O bloco 106 gera o sinal Θ, Este bloco é um integrador que toma o sinal de freqüência de sistema como sua entrada, O sinal de freqüência de sistema é derivado como a soma do valor de base de freqüência %" e a correção W gerada por 102. Vantajosamente, uma vez que nenhuma das leis de controle a seguir depende da sincronização exata do quadro de referência rotativo com qualquer um dos vetores no sistema, a velocidade de fração do sinal de Af acurado não é crítica.

[00123] O bloco 108 monitora os capacitares CC 44. Dependendo do tamanho e da construção prática dos conversores de fonte de voltagem 36 e 38, os capacitares CC 44 provavelmente serão construídos como múltiplos bancos de capacitares, operados sob as mesmas condições. O sinal da corrente total pode ser derivado, nesse caso, com base em medições de corrente em um banco de capacitares e, então, escalonado de modo conforme para representar o conjunto inteiro. A dinâmica de carregamento do capacitar é dependente da quantidade instalada de capacitâncía. Espera-se que esta dinâmica seja mais lenta do que a dinâmica do controle de correntes de linha; portanto, a largura de banda de circuitos de detecção pode ser mais lenta, assim sendo, do que aquela dos circuitos de detecção para as correntes e as voltagens de linha.

[00124] As estimativas de voltagem de regime permanente de voltagens de extremidade de envio e recepção equivalentes são computadas no bloco 110. As entradas para este bloco são os sinais representando valores das voltagens de terminal e sinais representando as correntes fluindo através dos segmentas de linha correspondentes. Foi explicado anterior mente que as estimativas de voltagem de extremidade de envio e recepção são usadas para a redução da orientação nos elementos integrais dos ganhos PI nos reguladores de corrente. A acu-rácia das estimativas, portanto, não é crítica, já que os integradores suprimirão o erro remanescente. Conseqüentemente, acredita-se que o projeto deste bloco esteja no alcance de engenheiros praticantes e não receberá atenção adicional aqui.

[00125] O bloco 118 é responsável pelo controle de voltagem de capacitor CC. Uma correção para a referência de corrente de extremidade de envio AiSref é computada com base em vcc, Ídc e vSe. A estrutura interna deste bloco será revista em detalhes.

[00126] Valores de referência de corrente são computados no bloco 112. A estrutura interna deste bloco será revista em detalhes. Deve ser notado que este bloco recebe os sinais de valores de referência p2lBu cj2ref e vMref supridos a partir do bloco de controle 62, e o valor de bM suprido a partir do bloco de controle de susceptância 66. Com base nestes valores e nos valores de sinais de variáveis localmente medidas e estimadas, as referências de corrente são computadas e passadas para o regulador de corrente.

[00127] Um regulador de corrente 114 realiza um controle de corrente de laço fechado. Ele gera os sinais vx e vY proporcionais às voltagens requeridas vx e vY para a provisão da corrente requerida, como detalhado abaixo.

[00128] Os sinais vx e vY representando os vetores de voltagem requeridos são primeiramente transformados no quadro de referência estacionário e, com base nos valores obtidos, os pulsos de disparo apropriados são gerados dentro do bloco 116. O valor de θ é requerido para a realização da transformação, enquanto o valor de vCc é necessário para a eliminação dos efeitos de variações de voltagem CC nas voltagens de saída de conversor. O projeto interno deste bloco é dependente de implementação e não será adicionalmente discutido.

[00129] Para resumir, o controle dinâmico do controlador de fluxo de potência 14 preferencialmente é realizado em um espaço de corrente. Assim, os valores de referência no nível de controlador, isto é, P2ref, Q2ref e vMref, são primeiramente transformados nos valores de referência para corrente nos segmentos de linha de envio e recebimento, isto é, isref e iRref. Os controladores de corrente de laço fechado então são empregados para forçarem as correntes de sistema a se tornarem iguais aos seus respectivos valores de referência. Outros objetivos, tal como manter os capacitores CC carregados, são obtidos pela modificação apropriada dos valores de referência para correntes. Tornar-se-á evidente através da discussão do regulador de corrente que um amortecimento ativo de voltagem vM pode ser requerido, sob algumas condições. Isso também é obtido pela modificação das referências de corrente.

[00130] A discussão a seguir dos blocos de controlador é baseada na hipótese de que a dinâmica do carregamento e do descarregamen-to dos capacitores CC é consideravelmente mais lenta do que a dinâmica de correntes e voltagens no circuito CA. Portanto, é possível assumir que a voltagem nos capacitores CC varie lentamente durante os transientes de circuito CA e que sua variação pode ser suprimida pela modulação de comutação apropriada no bloco 116. A estrutura de regulador para controle de voltagem de capacitores CC será revista separadamente. Esta hipótese permite um projeto de controlador geral estruturado.

[00131] É útil começar esta discussão pela identificação das variáveis de estado de um controlador de fluxo de potência 14 de exemplo e pela revisão de suas interdependências. Como deve ser apreciado, o número de variáveis de estado de controlador de fluxo de potência 14 depende do valor de BM.

[00132] Para BM > 0, para a susceptância variável 22 tendo suscep-tância dominantemente capacitiva, há sete variáveis de estado. Elas são: lScj, hq> fed, Irq, VMd e VMq no circuito CA e VDC no circuito CC. Os vetores de voltagem vx e vY são independentemente ajustáveis, e o valor para BM pode ser arbitra ria mente selecionado, assim havendo cinco variáveis de controle no sistema: VXÜ, VXq, VY(j, VYq e BM.

[00133] Para BM < 0, isto é, para a susceptância variável 22 tendo susceptância dominantemente indutiva, a voltagens VMd e são as combinações lineares de outras voltagens do sistema, desse modo a ordem do sistema se reduzindo para cinco. O número de variáveis de controle permanece imutável.

[00134] Para BM = 0, os vetores de corrente i3 e iP são idênticos, isto é, Assim, a ordem do sistema se reduz para três; as vari- áveis de estado são: /Sd, fSq, VMd e VDC. O número de variáveis de controle neste caso se reduz para quatro, já que BM = 0.

Isso é resumido na Tabela 1 00135] Tabela 1: variáveis de estado e controle para vários valores de Bm.

[00136] Em cada caso, os vetores de voltagem vs e va podem ser considerados como perturbações que variam lentamente, e seus valores podem ser estimados com base em variáveis medidas local mente. Adícionalmente, de acordo com a hipótese anterior, a dinâmica de capacitares CC é consideravelmente mais lenta do que a dinâmica de circuito CA; assim, VDC pode ser considerado como uma constante, [00137] Mais ainda, é prático manter o valor de BM constante duran- te os transientes de circuito CA. O valor de BM pode ser variado lentamente ou mudado instantaneamente e, então, deixado constante no intervalo de tempo seguinte. No último caso, a mudança de BM perturba o regime permanente das correntes e voltagens do sistema, e o transiente seguinte é amortecido pela ação apropriada dos vetores de voltagem vx e vY. Com esta hipótese, o número de variáveis de controle se torna quatro em cada caso.

[00138] Agora, o regulador de corrente 114 do bloco de controle 64 pode ser analisado como três reguladores de corrente independentes 122, 124 e 126, dependendo do valor de BM, como mostrado na Figura 17. Os sinais de saída de cada um dos reguladores 122, 124 e 126 são escalares multiplicados pelo sinal de habilitação correspondente. Por exemplo, o sinal de saída vxp representando o valor desejado para a voltagem vx quando bM> 0 é escalar multiplicado pelo sinal Enp no bloco 130. O papel do bloco 128 é gerar sinais de habilitação apropriados com base no valor real de bM. Assim, os sinais de saída vx e vγ representando os valores desejados de vx e vY podem ser gerados como simples somas vetoriais das saídas de regulador correspondentes. As funções de soma são realizadas pelos blocos 136 e 146 para os sinais vY e vx, respectivamente.

[00139] O regulador de corrente 122 (isto é, o regulador de corrente 114 para bM > 0) pode ser revisto primeiramente. Seu diagrama de blocos completo é mostrado na Figura 18 e explicado com referência as Figuras 19A-19E, 20A-20B e 21A-21B. Equações diferenciais descrevendo o sistema mostrado na Figura 2 podem ser divididas em três grupos. Em primeiro lugar, as equações diferenciais descrevendo a dinâmica do segmento de linha 18 são: (38) [00140] Em segundo lugar, as equações diferenciais descrevendo a dinâmica do segmento de linha 16 são: (39) [00141] E, em terceiro lugar, as equações diferenciais descrevendo a dinâmica da susceptância variável conectada em derivação positiva 22, isto é, a dinâmica de capacitares CA conectadas em derivação, são: (40) [00142] Os três grupos de equações (38), (39) e (40) descrevem um sistema dinâmico complexo. As variáveis de estado em cada grupo são acopladas cruzadas, e também existe um acoplamento cruzado entre os grupos. Note que VMd e VMq aparecem no lado direito das equações (38) e (39), enquanto os componentes d-q das correntes de linha aparecem no lado direito das equações (40). Uma complexidade adicional surge do fato de que há apenas quatro variáveis de controle no sistema com seis estados.

[00143] Um regulador adequado para um controle de laço fechado de lRd e lRq pode ser obtido pelo uso de componentes de voltagem VYd e VYq para a obtenção de uma certa dinâmica de laço fechado. Seja (38) reescrita em uma forma mais comum: (41) [00144] O diagrama de blocos deste sistema dinâmico é mostrado entre as linhas pontilhadas "a" e "b" na Figura 19A. À esquerda da linha "a" estão os blocos 202 e 204 representando a aproximação para a dinâmica do conversor de fonte de voltagem 38. Especificamente, o conversor de fonte de voltagem 38 atua como um amplificador que toma os sinais vYd e vYq realiza a transformação destes sinais no quadro de referência "abc" e extrai as voltagens VYa, VYb e VYc que correspondem às voltagens VYd e VYq no espaço "d-q". Tudo isso é agrupado em apenas dois blocos, de modo a se simplificar o diagrama de blocos. O fator Kysc representa o ganho total do sinal para a voltagem de saída, enquanto o intervalo de primeira ordem caracterizado pela constante de tempo TVsc modela os atrasos inerentes no processamento acima. De modo similar, os blocos 206 e 208 localizados no lado direito da linha "b" representam a função de transferência aproximada do sistema de medição de corrente. Nas saídas destes blocos estão os sinais de feedback de corrente: iRd e iRq, respectivamente.

[00145] Suponha que o valor de vY seja formado como mostrado na Figura 19B. A motivação para essa composição é cancelar os termos indesejados no lado direito das equações (41) e introduzir novos termos que resultarão na dinâmica desejada. O sistema resultante é mostrado na Figura 19C. É evidente que a dinâmica nos eixos d e q agora está desacoplada e, assim, eles podem ser manipulados independentemente. Os sinais ERRRd e ERRRq representam os respectivos erros devido ao cancelamento imperfeito de termos, e eles podem ser considerados como perturbações para este sistema. Os ganhos integrais embutidos nos blocos 252 e 254 estão localizados antes do ponto de inserção de perturbação; assim, um erro zero de regime perma- nente no controle de corrente pode ser obtido em cada laço. Pela seleção adequada de ganhos PI, a velocidade e o amortecimento de dinâmicas de laço fechado de componentes de corrente lRd e lRq podem ser ajustados para os valores desejados. Se combinações apropriadas de parâmetros forem usadas, as funções de transferência de laço fechado dos componentes de IRref para os componentes de ÍR podem ser aproximadas pelos blocos de intervalo de primeira ordem, como mostrado simbolicamente na Figura 19D.

[00146] Um raciocínio análogo pode ser usado para a composição de um regulador para o controle de laço fechado de ϊΞ. Uma escolha apropriada de ganhos PI (blocos 256 e 258 na Figura 18) neste sistema pode garantir dinâmicas equivalentes deste regulador e do regulador para üR, independentemente dos comprimentos reais de segmento de linha. Note que a combinação de constantes de tempo destes controladores não é mandatária, apenas prática. As funções de transferência simplificadas resultantes a partir dos componentes de íSref para os componentes de is são mostradas na Figura 19E.

[00147] É evidente a partir da discussão acima que a composição de sinais vx e vY é baseada no valor instantâneo de vM. Portanto, desde que os valores desejados de vY e vx estejam "no alcance" dos conversores, a dinâmica de vM não afeta a dinâmica de ϊΞ e iR. O inverso - que a dinâmica de is e iR não afeta a dinâmica de vM - não é verdadeiro. Um diagrama de blocos representando a dinâmica de vM de acordo com as equações (40) e com a dinâmica de laço fechado de iR e is de acordo com a Figura 19D e com a Figura 19E, respectivamente, é mostrado na Figura 20A. Em nome da simplicidade, este diagrama de blocos é desenhado usando-se os sinais representativos das variáveis físicas. Com valores de referência is° e IR° trazidos para as entradas de reguladores de corrente, o valor esperado de regime per- manente de vM é dado por: (42) [00148] Por outro lado, um exame do diagrama de blocos mostra que não há um amortecimento na dinâmica de vM; assim, oscilações indesejáveis desta voltagem ocorrerão com cada mudança do ponto de operação. Isso é ilustrado na Figura 20B. Um círculo centralizado em vM° é uma trajetória de vM após uma perturbação de tipo de condição inicial. Os vetores tangentes mostrados na figura representam as derivadas de vM(j e vMq, de acordo com o diagrama de blocos ou com as equações (40).

[00149] A introdução de amortecimento neste sistema é equivalente à adição de um componente adicional aos vetores tangentes acima que são apontados em direção a vM°. Uma forma simples de obtenção disso é subtrair o valor atrasado de fase do vetor tangente de iSref. A compensação proposta é mostrada na Figura 21A. A escolha do intervalo de fase e do ganho da função de transferência Gc(s) implementada nos blocos 332 e 334 é coordenada como intervalo de fase já existente nos elementos 306 e 308, de modo a se obter o deslocamento de fase geral apropriado. A mudança resultante na dinâmica em vM é ilustrada na Figura 21B.

[00150] O regulador de corrente 126 (isto é, o regulador de corrente 114 para bM< 0) é revisto em seguida. Seja LM definido como: (43) [00151] As equações diferenciais que descrevem o sistema são: (44) [00152] É evidente que vM não é mais uma variável de estado e que, conseqüentemente, existe um acoplamento adicional entre os termos de corrente. Não obstante, a presença de uma variável de controle no lado direito de cada uma das equações permite um controle direto de todas as componentes de corrente. O diagrama de blocos do controlador adequado para um controle de corrente de laço fechado é mostrado na Figura 22. As constantes a, b, c, d são usadas para a resolução do acoplamento entre as variáveis de estado. Isso permite uma seleção direta dos ganhos PI nos blocos 252, 254, 256 e 258. De fato, estes blocos são os mesmos blocos usados no bloco 122. Isso ilustra a título de exemplo a declaração anterior sobre como sub-rotinas podem ser compartilhadas entre blocos diferentes.

[00153] Finalmente, o regulador de corrente 124 adequado para BM = 0 deve ser revisto. Uma vez que, neste caso, há apenas dois estados e quatro variáveis de controle, é possível controlar independentemente vM, enquanto se controla a dinâmica das correntes de linha. O controle ativo de vM é útil já que ele pode posicionar este vetor na orientação desejada, antes da transição para um modo de operação diferente, isto é, antes de se engajar a susceptância de derivação 22. Um exemplo de uma estrutura de controlador adequada para este modo de operação é mostrado na Figura 23.

[00154] O bloco 112 é responsável pelo suprimento de referências de corrente para o regulador de corrente 114. A princípio, a operação deste bloco é como se segue. O sinal iRref é computado com base nas entradas p2ref e q2ref, e o valor medido de v2. Em seguida, vMref é usado para a computação de iMref com base no valor conhecido de bM. Finalmente, iSref é obtida como a soma vetorial de iRref e iMref. Esta é a organização conceituai. Uma construção específica, contudo, tem de lidar com as variações na estrutura dos controladores de corrente, devido a mudanças no valor de bM, e prover entradas adequadas para correção de referências de corrente providas pelo controlador de voltagem CC.

[00155] Um diagrama de blocos detalhado da estrutura interna do bloco de computador de referência de corrente 112 é mostrado na Figura 24. Uma matriz de voltagem necessária para a computação de iRref com base nos valores de p2lBf e q2ref é gerada como se segue. Os sinais v2d e v2q são filtrados com passa baixa nos blocos 362 e 364 e, então, alimentados para o bloco de composição de matriz 366. Esta matriz de voltagem é invertida no bloco 368 e, subseqüentemente, a inversa é usada para a computação de iRref. A constante de tempo destes filtros de passa baixa deve ser suficientemente mais alta do que a constante de tempo dos controladores de corrente de laço fechado para supressão da influência de dinâmica de voltagem nos sinais compreendendo iRref. O sinal de iMref é composto diretamente com base nos sinais %irefd e %irefq e bM. O sinal de entrada AiSref suprido pelo regulador de voltagem CC é usado para preparação dos sinais Ap2ref e Aq2ref (requeridos para a modificação de p2ref e çr2ref quando bM = 0), e adicionado ao sinal iMref por meio do bloco 370. Finalmente, isref é obtido como uma soma vetorial de iRref e valor modificado de iMref (quando bM* 0) por meio do bloco 372.

[00156] Pode ser deduzido, com base nesta discussão, que para bM ^0a presença de AiSref finalmente resulta no erro de regime perma- nente de vM. De forma análoga, para bM = 0, a presença de AiSref resulta no erro de regime permanente de p2 e q2. Admitir estas inacurá-cias relativamente pequenas permite uma implementação simples do controlador de voltagem CC, sem a necessidade de se computarem de forma acurada as tabelas de consulta de regulagem atingível. Expressa em termos simples, esta abordagem permite que o sistema convirja de forma autônoma para o ponto de operação próximo do ponto de operação obtido a partir das tabelas de consulta. Esta declaração tor-nar-se-á mais clara durante a revisão a seguir do controlador de voltagem CC.

[00157] A voltagem dos capacitores CC 44 está diretamente relacionada ao equilíbrio de potência de conversores de fonte de voltagem 36 e 38. A restrição de equilíbrio de potência e suas formulações equivalentes foram discutidas na seção que lidou com a computação do conjunto de pontos de operação de regime permanente admissíveis. Para recapitular, foi mostrado que a condição de equilíbrio de potência expressa por (4) pode ser substituída por (14), em um sistema sem perda. Em seguida, a interpretação gráfica de (14) foi introduzida, e a derivação a seguir de pontos de operação de regime permanente admissíveis se baseou na manutenção do sistema no coletor definido por (14), isto é, mantendo-se os vetores de corrente is e iR nas suas respectivas linhas de potência igual.

[00158] É importante enfatizar que o dito acima foi deduzido sob a hipótese de um sistema sem perda, e que uma tentativa de operação em um sistema real sem uma estratégia para manutenção da carga dos capacitores CC resultaria em esvaziamento da carga e, assim, de-sabilitação dos conversores. Nesta seção, uma estratégia para o controle da carga de capacitores CC será discutida, usando-se os conceitos geométricos já introduzidos.

[00159] Um procedimento para se descobrir o ponto de operação de regime permanente de um sistema sem perda foi apresentado usando-se a Figura 8 e explicado na discussão relacionada. Em resumo, o procedimento começou assumindo-se que a transferência de potência desejada e vM são conhecidos, e com base no valor conhecido de Bm, uma solução única para os vetores de correntes de linha foi encontrada. As pontas dos vetores de corrente resultantes is e iR ficam nas respectivas linhas de potência igual. Se agora for assumido que um controle de laço fechado de corrente está operacional, e que o valor de regime permanente de vetor de voltagem vM não é mudado, a existência de perdas resultarão em uma redução gradual da carga no capacitor CC. Esta conclusão flui a partir da lei de conservação de energia para o sistema da Figura 2. Conseqüentemente, de modo a se manter a carga constante nos capacitores CC, é necessário alterar o equilíbrio de potência entre a extremidade de envio e a de recepção da linha. Uma forma de obtenção disto é aumentar is na direção de vs, enquanto se mantém üR no valor original. Uma interpretação geométrica desta mudança é mostrada na Figura 25A. Soluções equivalentes para alteração do equilíbrio de potência incluem a modificação do vetor de corrente üR na direção oposta àquela do vetor vR, enquanto se mantém o üs não modificado, ou mudando-se ambos os vetores simultaneamente nas direções correspondentes. Por simplicidade e compatibilidade com os diagramas de blocos já discutidos, uma discussão adicional assumirá que VDC seja controlado pela mudança apenas do vetor üs.

[00160] O bloco de controle 118 (mostrado na Figura 16) provê um controle de voltagem CC. Uma estrutura interna possível deste bloco é mostrada na Figura 25B. O regulador de voltagem CC consiste no laço interno que controla iDc usando-se o bloco PI 382. A saída deste bloco PI é multiplicada pelos componentes d-q do vetor unitário orientado na direção de vSe. Usar a estimativa ao invés do valor medido é possível, já que mesmo a estimativa bruta terá a orientação apropriada. O único lado negativo é que se a estimativa de voltagem estiver incorreta, a mudança resultante de üs não será de magnitude mínima; não obstante, o elemento integral em 382 ajustará para obter um erro zero em iDC. Um controle de laço externo da voltagem nos capacitores CC tem apenas o elemento de ganho proporcional 384. Isso é suficiente, uma vez que a planta (capacitor CC) é um integrador. A mudança em incrementos requerida de is é identificada como AiSref na Figura 25B.

Este sinal é usado no computador de referência de corrente, bloco 112, como já foi explicado.

[00161] Será compreendido que a estrutura de controlador apresentada aqui é provida para ilustração apenas. A voltagem nos capacitores CC é controlada pela alteração do equilíbrio de potência entre a extremidade de envio e a de recepção da linha. Isso permite uma implementação mais simples do controlador de voltagem CC que é essencialmente desacoplado dos reguladores de corrente. Conseqüen-temente, o sistema de controle geral é estruturado e relativamente simples de se projetar. Aqueles versados na técnica apreciarão agora que essa estruturação do regulador de voltagem CC permite que o sistema temporariamente se desvie do coletor de troca de potência igual (durante transientes) e retorne para ela em regime permanente.

[00162] Finalmente, para completitude, deve ser apreciado que uma carga inicial de capacitores CC permite a operação dos conversores de fonte de voltagem 36 e 38. Esta carga inicial pode ser provida por um circuito auxiliar de classificações pequenas que será desconectado uma vez que os conversores sejam iniciados. Uma pessoa versada na técnica prontamente apreciará que numerosas modificações nas modalidades acima são possíveis.

[00163] As modalidades de exemplo alternativas de um controlador de fluxo de potência são ilustradas nas Figuras 26 a 31.

[00164] Como ilustrado, os controladores de fluxo de potência de outras modalidades da presente invenção poderiam ser formados usando-se um condensador síncrono, como mostrado na Figura 26A, ou um STATCOM, como mostrado na Figura 26B.

[00165] Se um STATCOM for usado para a implementação da sus-ceptância de ponto médio, um melhoramento modesto na faixa de operação poderia ser realizado pela conexão de todos os conversores a um barramento CC comum, como mostrado na Figura 26C. Aumentar o armazenamento de energia no barramento CC de um conversor de potência de exemplo permite que o controlador de fluxo de potência consuma ou supra de forma transiente potência ativa, pela troca de energia com o dispositivo de armazenamento. Isso é adicionalmente exemplificado na modalidade da Figura 27A. A troca de potência ativa pode ser realizada entre um ou ambos os conversores e a rede. Através da troca de potência ativa, a resposta transiente do sistema seria melhorada. A operação de regime permanente de longa duração permanecería não-modifiçada. A troca de energia líquida entre o controlador de fluxo de potência e o sistema também poderia ser realizada. Isso é descrito na Figura 27B, onde uma fonte ou um dissipador de potência é conectado ao barramento CC. A modificação do circuito de controle de voltagem CC para acomodação de mudança de energia dinâmica ou estática com a ligação CC será prontamente apreciada por uma pessoa versada na técnica.

[00166] Um conversor de fluxo de potência de exemplo da presente invenção pode ser facilmente implementado com um hospedeiro de tecnologias alternativas de conversor. Três outras configurações possíveis são mostradas nas Figuras 28A - 28C. A Figura 28A descreve uma configuração em que a troca de potência entre os conversores é facilitada usando-se um conversor CC para CC. A Figura 28B descre- ve um conversor de fluxo de potência implementado usando-se conversores de fonte de corrente. Embora fontes controladas por voltagem sejam substituídas por fontes controladas por potência, apenas uma reformulação pequena de um controlador associado é requerida para a acomodação dos conversores de fonte de corrente. O princípio de operação geral permanece substancialmente o mesmo.

[00167] A Figura 28C descreve o uso de um sistema de conversor de CA para CA direto para a provisão de duas fontes controláveis do conversor de fluxo de potência. Novamente, controles de nível baixo requereríam uma modificação, embora o princípio de operação geral ficasse sem modificação.

[00168] No lugar do uso dos conversores descritos 36, 38 para suprimento das fontes controláveis do controlador 14, vários conversores eletromecânicos poderíam ser usados alternativamente. Duas configurações possíveis que empregam máquinas para a geração das fontes controladas são ilustradas nas Figuras 29A e 29B. Na modalidade da Figura 29A, máquinas síncronas suprem as voltagens controladas. As amplitudes de voltagem podem ser reguladas através de seus controles de excitador individuais. Cada máquina síncrona é mecanicamente acoplada a uma máquina CC. A regulagem de máquina CC então pode ser usada para a transferência de uma quantidade desejada de potência ativa a partir de uma fonte controlada para a outra. Convenientemente, portanto, nenhuma ação de controle de equilíbrio de potência externa é requerida. Devido ao equilíbrio de potência inerente, a regulagem das amplitudes de voltagem controlada em conjunto com o controle de fluxo de potência entre as fontes permite um controle pleno do controlador. A Figura 29B descreve uma configuração similar que emprega um número reduzido de máquinas. Uma máquina de indução alimentada duplamente é usada para a substituição de uma máquina síncrona, ambas as máquinas CC, e o nó elétrico entre as máquinas CC. Um controle de excitação da máquina de indução pode ser empregado para variação da amplitude da fonte controlada e ajuste do fluxo de potência entre as fontes. O equilíbrio de potência, novamente, é assegurado inerentemente.

[00169] A Figura 30 representa um controlador de fluxo de potência de terminal múltiplo com N + 1 segmentos de linha de transmissão. Em um controlador de fluxo de potência de N + 1 terminais, os N fluxos de potência ativa podem ser independentemente controlados. O equilíbrio de potência apenas requer que a soma de todas as potências de conversor seja substancialmente zero (menos quaisquer perdas). Todas as N + 1 potências reativas fluindo nos segmentos de linha de transmissão também podem ser controladas. A Figura 30 dá uma configuração de terminal múltiplo em particular, onde há uma rede de extremidade de envio e N redes de extremidade de recepção. Neste caso, as potências para as extremidades de recepção são independentemente controladas enquanto o conversor no segmento de linha de transmissão de extremidade de envio assegura que um equilíbrio de potência seja obtido. Novamente, os fluxos de potência reativa em todos os segmentos de linha de transmissão podem ser independentemente controlados. Uma estabilização de voltagem de capacitor de ponto médio pode ser obtida da mesma forma que com o controlador de fluxo de potência 14 da Figura 1.

[00170] A Figura 31 ilustra um circuito duplo para o controlador de fluxo de potência da Figura 1, que pode ser obtido por uma transformação de ípsilon para delta do controlador de fluxo de potência 14 da Figura 1. As fontes controladas agora são conversores de fonte de corrente conectadas em derivação e a susceptância central é transformada em uma reatância conectada em série. Como na configuração original, a exigência de equilíbrio de potência entre os conversores existe aqui também, e pode ser obtida pelo uso de um algoritmo de controle apropriado. Este circuito também tem vários equivalentes mais simples; usar conversores de fonte de voltagem no lugar de conversores de fonte de corrente é uma variante.

[00171] A partir do precedente, uma pessoa versada na técnica prontamente apreciará que qualquer número de conversores de potência conhecidos e componentes elétricos passivos pode ser usado e combinado para a formação de um controlador de fluxo de potência de exemplo da presente invenção. Conversores de voltagem, corrente e eletromecânicos podem ser combinados para a formação de um controlador de fluxo de potência adequado.

[00172] A partir da discussão de controladores de fluxo de potência 14 e das variantes descritas nas Figuras 26A - 31, deve ser evidente que os controladores de fluxo de potência de exemplo desviam uma quantidade controlada de potência ativa (P1) a partir da região elétrica 10 para sua entrada e provêem esta potência ativa para uma segunda região elétrica. Nos controladores de fluxo de potência, a potência ativa desviada é provida em parte para um primeiro conversor de potência (por exemplo, o conversor 36 da Figura 1; o conversor de fonte de voltagem mais à esquerda das Figuras 26A, 26B, 26C, 27A, 27B, 28A, 30; o conversor de fonte de corrente mais à esquerda da Figura 28B, o conversor CA/CA da Figura 28C; e o conversor de potência eletrome-cânico mais à esquerda das Figuras 29A; 29B) e, em parte, para o restante do controlador de potência. A quantidade de potência elétrica ativa provida para o primeiro conversor de potência é controlada e influencia a potência ativa total desviada para o controlador de fluxo de potência. A potência ativa provida para o conversor de potência, por sua vez, é provida para a saída do controlador (por meio do conversor 38 da Figura 1; do conversor de fonte de voltagem mais à direita das Figuras 26A, 26B, 26C, 27A, 27B, 28A, 30; o conversor de fonte de corrente mais à direita da Figura 28B, o conversor CA/CA da Figura 28C; e o conversor de potência eletromecânico mais à direita das Figuras 29A; 29B) juntamente com a potência ativa remanescente na entrada. De modo a se permitir um controle flexível da quantidade de potência ativa desviada para o primeiro conversor de potência, uma porção da corrente de entrada é desviada através de uma susceptân-cia/reatância ou seu equivalente. Esta corrente desviada assegura que a corrente provida na saída do controlador de fluxo de potência não precise estar em fase com a corrente provida em sua entrada, efetivamente desacoplando estas duas correntes para fins de controle. Convenientemente, uma quantidade controlável (Qi) de potência reativa também pode ser provida pelo controlador de fluxo de potência em sua entrada, enquanto uma outra quantidade controlável (Q2) de potência reativa pode ser provida a partir do controlador de fluxo de potência na saída. Vantajosamente, a potência ativa provida para / a partir do controlador (isto é P* = P2) e a potência reativa provida pelo controlador para sua entrada e saída (isto é, Q?, Q2) podem ser independentemente controladas.

[00173] O delta conectado análogo ao controlador de fluxo de potência descrito é mostrado na Figura 31. A potência no nó de entrada é desviada pelo desvio de uma corrente através do conversor de potência conectado em derivação mais à esquerda. Esta potência é provida para a saída do controlador de fluxo de potência pelo conversor conectado em derivação mais à direita. Uma reatância entre os nós de entrada e de saída do controlador assegura que a diferença de potencial entre estes nós pode ser controlada para um valor desejado pelo controle coordenado dos conversores e de forma essencialmente independente da corrente desviada para o controlador de fluxo de potência. Obviamente, um equilíbrio de potência entre a entrada e a saída do controlador de fluxo de potência será mantido em uma operação em regime permanente.

[00174] Como também deve ser apreciado, nas modalidades descritas, apenas uma porção da potência ativa provida para os controladores de fluxo de potência de exemplo é desviado através do primeiro conversor de potência. As classificações dos conversores de potência podem ser significativamente menores do que a potência aparente total desviada pelo controlador de fluxo de potência.

[00175] Ainda, os conversores de potência de exemplo podem ser formados usando-se susceptância(s) variável(is) existente(s) convencionais). Os operadores de rede de distribuição de potência assim podem formar conversores de fluxo de potência de exemplo usando-se pelo menos um componente existente convencional (por exemplo, uma susceptância variável 22).

[00176] Obviamente, as modalidades descritas acima são pretendidas para serem ilustrativas apenas e de forma alguma limitativas. As modalidades descritas de realização da invenção são suscetíveis a muitas modificações de forma, arranjo de partes, detalhes e ordem de operação. A invenção, ao invés disso, é pretendida para englobar muitas dessas modificações em seu escopo, como definido pelas reivindicações.

REIVINDICAÇÕES

Claims

1. Método de provisão de uma quantidade desejada de potência ativa a partir de uma primeira região elétrica (10) para uma segunda região elétrica (12), o referido método caracterizado pelo fato de que compreende: o desvio de uma primeira corrente (Is) a partir da referida primeira região (10) para uma entrada de uma primeira fonte de voltagem controlada (36), a referida entrada a uma voltagem de entrada; a adição à referida voltagem de entrada, usando-se uma primeira fonte de voltagem controlada (36) uma primeira voltagem controlada (Vx) a uma amplitude e um ângulo de fase controlados para a provisão de uma voltagem intermediária em uma saída da referida primeira fonte de voltagem controlada (36); o desvio de uma segunda corrente, a partir da referida saída da referida primeira fonte de voltagem controlada (36); a adição à referida voltagem intermediária, utilizando uma segunda fonte de voltagem controlada (38), de uma segunda voltagem controlada (VY), a uma amplitude e um ângulo de fase controlados para a provisão a partir de uma saída da referida segunda fonte de voltagem controlada (38) de uma corrente (lR) para a referida segunda região (12); o desvio de uma terceira corrente (lM) através de uma sus-ceptância adjustável de derivação (22) a partir da referida saída até à primeira fonte de voltagem controlada (36); a provisão de potência ativa para a referida segunda fonte de voltagem controlada (38) a partir da referida primeira fonte de voltagem controlada (36); o armazenamento de conjuntos de pontos de operação das referidas primeira e segunda tensões controladas (Vx, VY) e da dita susceptância ajustável (22); o controle das referidas primeira e segunda tensões contro- ladas (Vx, VY) em magnitude e fase e da referida susceptância ajustá-vel (22) para proporcionar a referida quantidade desejada de potência ativa à referida segunda região elétrica (12), e de modo que substancialmente toda a potência ativa proporcionada à dita primeira fonte de voltagem controlada (36) seja acoplada à referida segunda fonte de voltagem controlada (38).

2. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que compreende adicionalmente controlar uma voltagem na referida susceptância, de modo a controlar corrente divergida através da referida susceptância.

3. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que as referidas primeira e segunda fontes de voltagem controladas (36, 38) são acopladas umas as outra através de um dispositivo de armazenamento de energia e que compreende adicionalmente controlar uma energia média no referido dispositivo de armazenamento de energia para se manter constante.

4. Método, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que o referido controle de uma energia média compreende controlar corrente para a referida entrada para manter a referida energia média armazenada no referido dispositivo de armazenamento de energia compensando, desta forma, perdas no referido controlador de fluxo de potência elétrica.

5. Método, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que o referido dispositivo de armazenamento de energia compreende um condensador (44), e em que o referido controle de energia média no referido dispositivo de armazenamento de energia para permanecer constante compreende o controle das referidas primeira e segunda tensões controladas (Vx, VY) para manutenção de uma voltagem CC através do referido condensador (44).

6. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que ainda compreende o controle das referidas primeira e segunda tensões controladas (Vx, VY) em magnitude e fase para a provisão de uma potência reativa desejada a partir de uma saída da referida segunda fonte de voltagem controlada (38).

7. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que ainda compreende o controle das referidas primeira e segunda tensões de controle (Vx, VY) em magnitude e fase para a obtenção de uma potência reativa desejada a partir de uma entrada da referida primeira fonte de voltagem controlada (36).

8. Controlador de fluxo de potência elétrica (14), caracterizado pelo fato de que compreende: uma entrada e uma saída; uma reatância conectada em série entre a referida entrada e a referida saída; um primeiro conjunto de terminais conectados em derivação com a referida entrada e acoplando um primeiro conversor de potência (36); um segundo conjunto de terminais (22) conectados em derivação com a referida saída e acoplando um segundo conversor de potência (38); o referido primeiro conversor de potência (36) acoplado para a provisão de potência ativa para o referido segundo conversor de potência (38); um controlador (46) em comunicação com os referidos primeiro e segundo conversores de potência (36, 38); o referido controlador (46) operável para controlar os referidos primeiro e segundo conversores de potência (36, 38) para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa a partir da referida saída, e retirar a referida quantidade controlada de potência ativa da referida entrada.

9. Controlador de fluxo de potência elétrica (14), de acordo com a reivindicação 8, caracterizado pelo fato de que ainda compreende um dispositivo de armazenamento de energia acoplando o referido primeiro conversor de potência (36) ao referido segundo conversor de potência (38), e em que o referido controlador (46) ainda é operável para controlar a corrente da referida entrada para manutenção de uma energia armazenada no referido dispositivo de armazenamento de energia compensando, desta forma, perdas no referido controlador de fluxo de potência elétrica (14).

10. Circuito de controle de fluxo de potência para desvio de potência elétrica de uma primeira região elétrica (10) para a provisão de uma quantidade controlada de potência ativa para uma segunda região elétrica (12), o referido circuito de controle de fluxo de potência caracterizado pelo fato de que compreende: uma primeira fonte de voltagem controlável (36) provendo uma primeira voltagem controlável (Vx) entre a sua entrada e a sua saída, em que a sua entrada é para conexão à referida primeira região elétrica (10); uma segunda fonte de voltagem controlável (38) provendo uma segunda voltagem controlável (VY) entre a sua entrada e a sua saída, em que a sua saída é para conexão à referida segunda região (12); a referida saída da referida primeira fonte de voltagem controlável (36) conectada à referida entrada da referida segunda fonte de voltagem controlável (38); uma impedância (22) conectada em derivação a um nó entre a entrada da referida primeira fonte de voltagem controlável (36) e a saída da referida segunda fonte de voltagem controlável (38); a referida segunda fonte de voltagem controlável (38) aco- piada à referida primeira fonte de voltagem controlável (36) para obter potência ativa a partir da referida primeira fonte de voltagem controlável (36); um controlador (46) em comunicação com as referidas primeira e segunda fontes de voltagem controlável (36, 38) para controlar as ditas primeira e segunda tensões controláveis (36, 38) e a referida impedância de derivação (22) para proporcionar a referida potência ativa à referida segunda região elétrica (12) com potência a partir da referida primeira região elétrica (10) e para acoplar substancialmente toda a potência ativa proporcionada pela primeira fonte de voltagem controlada (36) para a referida segunda fonte de voltagem controlada (38) e o dito controlador (46) para armazenamento de conjuntos de pontos de operação das ditas primeira e segunda tensões controladas e da referida impedância de derivação (22).