JP3191055B2 - パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 - Google Patents
パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路Info
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- JP3191055B2 JP3191055B2 JP07061491A JP7061491A JP3191055B2 JP 3191055 B2 JP3191055 B2 JP 3191055B2 JP 07061491 A JP07061491 A JP 07061491A JP 7061491 A JP7061491 A JP 7061491A JP 3191055 B2 JP3191055 B2 JP 3191055B2
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電源系統に負荷に並列接
続されるリアクトルとコンデンサを直列に接続したパッ
シブフィルタとスイッチング素子により構成される電力
変換器を直列接続したパッシブ併用アクティブフィルタ
の制御回路の改良に関するものである。
続されるリアクトルとコンデンサを直列に接続したパッ
シブフィルタとスイッチング素子により構成される電力
変換器を直列接続したパッシブ併用アクティブフィルタ
の制御回路の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】リアクトルおよびコンデンサの直列回路
よりなるパッシブフィルタとスイッチング素子により構
成される電力変換器を直列接続してなるパッシブ併用ア
クティブフィルタは「交流フィルタとパルス幅変調方式
電力変換器を直列接続した高調波抑制装置」等でも解説
されている通り公知である。図３はパッシブ併用アクテ
ィブフィルタの主回路構成図、図４はその制御回路のブ
ロック図である。
よりなるパッシブフィルタとスイッチング素子により構
成される電力変換器を直列接続してなるパッシブ併用ア
クティブフィルタは「交流フィルタとパルス幅変調方式
電力変換器を直列接続した高調波抑制装置」等でも解説
されている通り公知である。図３はパッシブ併用アクテ
ィブフィルタの主回路構成図、図４はその制御回路のブ
ロック図である。
【０００３】図３において、三相交流系統電源１よりサ
イリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給してい
るラインで、負荷に並列にLCフィルタ３が接続され、そ
のLCフィルタ３はコンデンサ31およびリアクトル32の直
列回路からなる第５調波同調フィルタとコンデンサ33お
よびリアクトル34の直列回路からなる第７調波同調フィ
ルタと抵抗35およびリアクトル36の並列回路とコンデン
サ37との直列回路からなる高次フィルタで構成されてい
る。
イリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給してい
るラインで、負荷に並列にLCフィルタ３が接続され、そ
のLCフィルタ３はコンデンサ31およびリアクトル32の直
列回路からなる第５調波同調フィルタとコンデンサ33お
よびリアクトル34の直列回路からなる第７調波同調フィ
ルタと抵抗35およびリアクトル36の並列回路とコンデン
サ37との直列回路からなる高次フィルタで構成されてい
る。
【０００４】LCフィルタ３の各相の他端は（Ｙ−Ｙ）の
変圧器７の一次側に接続し、その変圧器７の一次側の他
端はスター結線され、二次側の一方の端も各相スター結
線になっていると共に、他端は各相に交流リアクトル４
が直列接続され、また、変圧器７の二次側と交流リアク
トル４との各相接続点には、コンデンサ８が接続されて
いる。
変圧器７の一次側に接続し、その変圧器７の一次側の他
端はスター結線され、二次側の一方の端も各相スター結
線になっていると共に、他端は各相に交流リアクトル４
が直列接続され、また、変圧器７の二次側と交流リアク
トル４との各相接続点には、コンデンサ８が接続されて
いる。
【０００５】交流リアクトル４の反変圧器側にはＰＷＭ
変圧器５が接続され、このＰＷＭ変換器５の直流側端子
には直流コンデンサ６が接続され、その直流コンデンサ
６には並列に単相ダイオード整流回路９を接続してい
る。ＰＷＭ変換器５はオンオフ可能なスイッチング素子
S1〜S6にそれぞれダイオードD1〜D6を並列接続した三相
ブリッジ回路を形成し、これは図４に示す制御回路で生
成されるトリガ信号ＶGによりスイッチング素子S1〜S6
がオンオフして高調波抑制を行うものである。交流リア
クトル４およびコンデンサ８はスイッチングリップル抑
制用のLCフィルタであり、ＰＷＭ変換器５のスイッチン
グ周波数が高いときには無くてもよい。かような高調波
抑制回路はLCフィルタ３の部分、変圧器７、交流リアク
トル４、コンデンサ８、ＰＷＭ変換器５、直流コンデン
サ６、単相ダイオード整流回路９と、図４に示す制御回
路を主構成部とするものである。
変圧器５が接続され、このＰＷＭ変換器５の直流側端子
には直流コンデンサ６が接続され、その直流コンデンサ
６には並列に単相ダイオード整流回路９を接続してい
る。ＰＷＭ変換器５はオンオフ可能なスイッチング素子
S1〜S6にそれぞれダイオードD1〜D6を並列接続した三相
ブリッジ回路を形成し、これは図４に示す制御回路で生
成されるトリガ信号ＶGによりスイッチング素子S1〜S6
がオンオフして高調波抑制を行うものである。交流リア
クトル４およびコンデンサ８はスイッチングリップル抑
制用のLCフィルタであり、ＰＷＭ変換器５のスイッチン
グ周波数が高いときには無くてもよい。かような高調波
抑制回路はLCフィルタ３の部分、変圧器７、交流リアク
トル４、コンデンサ８、ＰＷＭ変換器５、直流コンデン
サ６、単相ダイオード整流回路９と、図４に示す制御回
路を主構成部とするものである。
【０００６】基本波に対して、LCフィルタ３は進相コン
デンサとして動作させ、ＰＷＭ変換器５は零インピーダ
ンスとして動作させると、ＰＷＭ変換器５には基本波電
圧が印加されない。また、高調波に対しては、ＰＷＭ変
換器５は電源電流の高調波成分を阻止するように高調波
電圧を発生させるものであり、LCフィルタ３の問題点で
ある反共振や上位系統からの高調波電流の流入を抑制す
ることができる。そのため、ここでは３相〜２相変換を
行い実電力および虚電力なる概念を導入し、これを以下
数式を用いて詳述する。
デンサとして動作させ、ＰＷＭ変換器５は零インピーダ
ンスとして動作させると、ＰＷＭ変換器５には基本波電
圧が印加されない。また、高調波に対しては、ＰＷＭ変
換器５は電源電流の高調波成分を阻止するように高調波
電圧を発生させるものであり、LCフィルタ３の問題点で
ある反共振や上位系統からの高調波電流の流入を抑制す
ることができる。そのため、ここでは３相〜２相変換を
行い実電力および虚電力なる概念を導入し、これを以下
数式を用いて詳述する。
【０００７】まず、つぎの式(1) 〜(3) で三相の電源電
流ＩSU, ＩSV, ＩSWおよび電源電圧ＶU,ＶV,ＶW,を二相
の電流ISα、ISβおよび二相の電圧Ｖα、Ｖβに変換す
る。
流ＩSU, ＩSV, ＩSWおよび電源電圧ＶU,ＶV,ＶW,を二相
の電流ISα、ISβおよび二相の電圧Ｖα、Ｖβに変換す
る。
【０００８】ここで、〔Ｃ〕は三相〜二相の変換行列で
ある。この式(1) 〜(3) により求めた二相の電圧および
電流から、次の式(4)によって瞬時実電力Ｐおよび虚電
力Ｑが求められる。
ある。この式(1) 〜(3) により求めた二相の電圧および
電流から、次の式(4)によって瞬時実電力Ｐおよび虚電
力Ｑが求められる。
【０００９】この電力Ｐ、Ｑがそれぞれ従来の有効電
力、無効電力に対応するもので，これら瞬時実電力Ｐお
よび虚電力Ｑは、次の式(5) 〜(6) のように直流分ＰDC
とＱDC交流分ＰACとＱACに分解される。 Ｐ＝ＰDC＋ＰAC ─────(5) Ｑ＝ＱDC＋ＱAC ─────(6) ここで、二相電源電流ISα，ISβの基本波分は直流分Ｐ
DC,ＱDCに高調波分は交流分ＰAC, ＱACに変換される。
実際には、これら直流分交流分の分離はハイパスフィル
タにより行われる。図４において、101 は電力演算回
路,102はハイパスフィルタ,103は電流指令値演算回路,1
04は増幅回路,105は三角波発生回路,106は電圧制御回路
である。電力演算回路101 は系統電圧ＶU,ＶV,ＶW と電
源電流ＩSU, ＩSV, ＩSWの検出値から式(1) 〜(4) に従
って瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑを演算し、ハイパス
フィルタ102 へ出力する。ハイパスフィルタ102 は直流
分を除去し、瞬時実電力Ｐの交流分ＰAC及び瞬時虚電力
Ｑの交流分ＱACをそれぞれ実電力指令信号Ｐ* 及び虚電
力指令信号Ｑ* として電流指令値演算回路103 に送出す
る。
力、無効電力に対応するもので，これら瞬時実電力Ｐお
よび虚電力Ｑは、次の式(5) 〜(6) のように直流分ＰDC
とＱDC交流分ＰACとＱACに分解される。 Ｐ＝ＰDC＋ＰAC ─────(5) Ｑ＝ＱDC＋ＱAC ─────(6) ここで、二相電源電流ISα，ISβの基本波分は直流分Ｐ
DC,ＱDCに高調波分は交流分ＰAC, ＱACに変換される。
実際には、これら直流分交流分の分離はハイパスフィル
タにより行われる。図４において、101 は電力演算回
路,102はハイパスフィルタ,103は電流指令値演算回路,1
04は増幅回路,105は三角波発生回路,106は電圧制御回路
である。電力演算回路101 は系統電圧ＶU,ＶV,ＶW と電
源電流ＩSU, ＩSV, ＩSWの検出値から式(1) 〜(4) に従
って瞬時実電力Ｐ及び瞬時虚電力Ｑを演算し、ハイパス
フィルタ102 へ出力する。ハイパスフィルタ102 は直流
分を除去し、瞬時実電力Ｐの交流分ＰAC及び瞬時虚電力
Ｑの交流分ＱACをそれぞれ実電力指令信号Ｐ* 及び虚電
力指令信号Ｑ* として電流指令値演算回路103 に送出す
る。
【００１０】 Ｐ* ＝ＰAC ─────(7) Ｑ* ＝ＱAC ─────(8) 電流指令値演算回路103 は実電力指令信号Ｐ* 及び虚電
力指令信号Ｑ* 及び系統電圧ＶU,ＶV,ＶW を受け、式
(1) 及び次の式(9) 〜(11)に従い二相電流指令信号を
得、更に式(10)に従って二相〜三相変換を行い、三相の
電流指令信号ＩU*,ＩV*, ＩW*を生成し増幅回路104 に
送出する。
力指令信号Ｑ* 及び系統電圧ＶU,ＶV,ＶW を受け、式
(1) 及び次の式(9) 〜(11)に従い二相電流指令信号を
得、更に式(10)に従って二相〜三相変換を行い、三相の
電流指令信号ＩU*,ＩV*, ＩW*を生成し増幅回路104 に
送出する。
【００１１】 なお、〔Ｃ〕-1は〔Ｃ〕の逆行列である。増幅回路10
4 は電流指令信号ＩU*, ＩV*, ＩW*を入力し、ゲインＫ
倍して電圧指令信号ＶU*, ＶV*, ＶW*を生成し，電圧制
御回路106 へ出力する。
4 は電流指令信号ＩU*, ＩV*, ＩW*を入力し、ゲインＫ
倍して電圧指令信号ＶU*, ＶV*, ＶW*を生成し，電圧制
御回路106 へ出力する。
【００１２】電圧制御回路106 は三角波発生回路105 よ
り出力される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号ＶU
*, ＶV*,ＶW*を入力し、電圧指令信号ＶU*≧三角波キャ
リア電圧Ｓならばスイッチング素子Ｓ1 をオン, スイッ
チング素子Ｓ6 をオフにし、電圧指令信号ＶU*＜三角波
キャリア電圧Ｓならばスイッチング素子Ｓ1 をオフ、ス
イッチング素子Ｓ6 をオンにする。
り出力される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号ＶU
*, ＶV*,ＶW*を入力し、電圧指令信号ＶU*≧三角波キャ
リア電圧Ｓならばスイッチング素子Ｓ1 をオン, スイッ
チング素子Ｓ6 をオフにし、電圧指令信号ＶU*＜三角波
キャリア電圧Ｓならばスイッチング素子Ｓ1 をオフ、ス
イッチング素子Ｓ6 をオンにする。
【００１３】また, 電圧指令信号ＶV*≧三角波キャリア
電圧Ｓならばスイッチング素子Ｓ3をオン, スイッチン
グ素子Ｓ2 をオフにするようなトリガ信号ＶG を生成す
るものである。このトリガ信号ＶG により、スイッチン
グ素子Ｓ1 〜Ｓ6 がオン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の
各相の電圧瞬時値が制御される。
電圧Ｓならばスイッチング素子Ｓ3をオン, スイッチン
グ素子Ｓ2 をオフにするようなトリガ信号ＶG を生成す
るものである。このトリガ信号ＶG により、スイッチン
グ素子Ｓ1 〜Ｓ6 がオン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の
各相の電圧瞬時値が制御される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】このようなＰＷＭ変換
器は高調波電圧だけを発生しているため、負荷の高調波
電流を打ち消す高調波電流及びLCフィルタの基本波進相
電流は流れるがＰＷＭ変換器には基本波電圧は掛からな
い。したがって、負荷の高調波が増加すると、LCフィル
タ及びＰＷＭ変換器に流れる補償電流が増加して過負荷
となり、LCフィルタ及びＰＷＭ変換器の焼損や破壊を招
く場合がある。
器は高調波電圧だけを発生しているため、負荷の高調波
電流を打ち消す高調波電流及びLCフィルタの基本波進相
電流は流れるがＰＷＭ変換器には基本波電圧は掛からな
い。したがって、負荷の高調波が増加すると、LCフィル
タ及びＰＷＭ変換器に流れる補償電流が増加して過負荷
となり、LCフィルタ及びＰＷＭ変換器の焼損や破壊を招
く場合がある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は上述の如き点に
鑑みなされたもので、電源系統に負荷と並列に接続され
たLCフィルタとＰＷＭ変換器の直列回路よりなる高調波
補償装置において、制御回路で電源系統の電流を検出し
て高調波電流を演算する手段と、LCフィルタ電流を検出
しその平均値を算出し、その平均値が一定値を越えると
ゲインを減少せしむる手段と、前記高調波電流をゲイン
倍して電圧指令信号を出力する手段と、電圧指令信号と
三角波キャリア電圧を比較してＰＷＭ変換器へのスイッ
チ指令を生成する手段を具える。
鑑みなされたもので、電源系統に負荷と並列に接続され
たLCフィルタとＰＷＭ変換器の直列回路よりなる高調波
補償装置において、制御回路で電源系統の電流を検出し
て高調波電流を演算する手段と、LCフィルタ電流を検出
しその平均値を算出し、その平均値が一定値を越えると
ゲインを減少せしむる手段と、前記高調波電流をゲイン
倍して電圧指令信号を出力する手段と、電圧指令信号と
三角波キャリア電圧を比較してＰＷＭ変換器へのスイッ
チ指令を生成する手段を具える。
【００１６】
【作用】LCフィルタの電流を検出しその平均値を算出
し、その平均値が限界値より少ない時は、ゲイン倍した
電圧指令信号を出力し、その平均値が限界値より大きい
時は、ゲインを減少せしめ、更に大きい時は、ゲインを
負側に増加させた電圧指令信号を得ることにより、ＰＷ
Ｍ変換器が発生する電圧はLCフィルタおよびＰＷＭ変換
器に流れる電流を抑止するように働くので、負荷の高調
波電流が増加してもLCフィルタおよびＰＷＭ変換器は過
負荷にならない。
し、その平均値が限界値より少ない時は、ゲイン倍した
電圧指令信号を出力し、その平均値が限界値より大きい
時は、ゲインを減少せしめ、更に大きい時は、ゲインを
負側に増加させた電圧指令信号を得ることにより、ＰＷ
Ｍ変換器が発生する電圧はLCフィルタおよびＰＷＭ変換
器に流れる電流を抑止するように働くので、負荷の高調
波電流が増加してもLCフィルタおよびＰＷＭ変換器は過
負荷にならない。
【００１７】
【実施例】図１は本発明を適用したパッシブ併用アクテ
ィブフィルタの制御回路の一実施例を表すブロック図で
104'は掛算器、107 はゲイン演算回路を示し、ＩFU, Ｉ
FV, ＩFWは各相のLCフィルタ電流、図２はゲインＫとLC
フィルタ電流平均値との関係を示す説明図で、IFA はフ
ィルタ電流平均値、IFB はその限界値、IFC はその境界
値を示し、その他、図３及び図４と同符号は同一構成部
分を表す。図１において、電力演算回路101 、ハイパス
フィルタ102 、電流指令値演算回路103 は各相電源電流
ＩSU, ＩSV，ＩSW及び各相電源電圧ＶU,ＶV,ＶW を入力
して式(1) 〜(11)により電流指令信号ＩU*, ＩV*，ＩW*
を生成し、掛算器104'へ出力する。
ィブフィルタの制御回路の一実施例を表すブロック図で
104'は掛算器、107 はゲイン演算回路を示し、ＩFU, Ｉ
FV, ＩFWは各相のLCフィルタ電流、図２はゲインＫとLC
フィルタ電流平均値との関係を示す説明図で、IFA はフ
ィルタ電流平均値、IFB はその限界値、IFC はその境界
値を示し、その他、図３及び図４と同符号は同一構成部
分を表す。図１において、電力演算回路101 、ハイパス
フィルタ102 、電流指令値演算回路103 は各相電源電流
ＩSU, ＩSV，ＩSW及び各相電源電圧ＶU,ＶV,ＶW を入力
して式(1) 〜(11)により電流指令信号ＩU*, ＩV*，ＩW*
を生成し、掛算器104'へ出力する。
【００１８】ゲイン演算回路107 は各相のLCフィルタ電
流ＩFU, ＩFV, ＩFWを入力してその平均値ＩFAを求め、
図２に示す様に、LCフィルタ電流平均値ＩFAが限界値Ｉ
FBより少ない時は、ゲインＫをK1の一定値として掛算器
108 へ送出し、LCフィルタ電流平均値ＩFAが限界値ＩFB
より大きくなると、ゲインＫを減少させ、更にLCフィル
タ電流平均値ＩFAが大きくなり、境界値ＩFCより増加す
ると、負のゲインＫとして掛算器104'へ出力する。掛算
器104'は電流指令信号ＩU*, ＩV*，ＩW*をゲインＫ倍し
て電圧指令信号ＶU*, ＶV*, ＶW*を生成し、電圧制御回
路106 へ送出する。
流ＩFU, ＩFV, ＩFWを入力してその平均値ＩFAを求め、
図２に示す様に、LCフィルタ電流平均値ＩFAが限界値Ｉ
FBより少ない時は、ゲインＫをK1の一定値として掛算器
108 へ送出し、LCフィルタ電流平均値ＩFAが限界値ＩFB
より大きくなると、ゲインＫを減少させ、更にLCフィル
タ電流平均値ＩFAが大きくなり、境界値ＩFCより増加す
ると、負のゲインＫとして掛算器104'へ出力する。掛算
器104'は電流指令信号ＩU*, ＩV*，ＩW*をゲインＫ倍し
て電圧指令信号ＶU*, ＶV*, ＶW*を生成し、電圧制御回
路106 へ送出する。
【００１９】電圧制御回路106 は、三角波制御回路105
より出力される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号Ｖ
U*, ＶV*, ＶW*を入力し、例えば、電圧指令信号ＶU*≧
三角波キャリア電圧Ｓであれば、スイッチング素子S1を
オン、スイッチング素子S6をオフにさせ、電圧指令信号
ＶU*＜三角波キャリア電圧Ｓであれば、スイッチング素
子S1をオフ、スイッチング素子S6をオンさせる様トリガ
信号VGを生成する。トリガ信号VGによりスイッチング素
子S1〜S6が交互にオン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の各
相の電圧瞬時値が制御される。
より出力される三角波キャリア電圧Ｓと電圧指令信号Ｖ
U*, ＶV*, ＶW*を入力し、例えば、電圧指令信号ＶU*≧
三角波キャリア電圧Ｓであれば、スイッチング素子S1を
オン、スイッチング素子S6をオフにさせ、電圧指令信号
ＶU*＜三角波キャリア電圧Ｓであれば、スイッチング素
子S1をオフ、スイッチング素子S6をオンさせる様トリガ
信号VGを生成する。トリガ信号VGによりスイッチング素
子S1〜S6が交互にオン、オフされ、ＰＷＭ変換器５の各
相の電圧瞬時値が制御される。
【００２０】このように、制御されるＰＷＭ変換器5
は、LCフィルタ電流平均値ＩFAが境界値ＩFCより少ない
時、負荷２の高調波電流が電源側に流れないように、LC
フィルタ側に流れるように高調波電圧を発生させる。ま
た、LCフィルタ電流平均値ＩFAが限界値ＩFBよりも少な
い時、一定の正のゲインK1により高調波電圧を発生させ
るため、電源側に流れる高調波電流とLCフィルタ側に流
れる高調波電流の割合が一定であるが、LCフィルタ電流
平均値ＩFAが限界値ＩFBより大きく境界値ＩFCより少な
い時、ゲインＫが減少するため、電源側に流れる高調波
電流の割合が増える。更に、LCフィルタ電流平均値ＩFA
が境界値ＩFCより増加すると、ゲインＫが負側に増加す
るため、なお一層電源側に流れる高調波電流の割合が増
加する。
は、LCフィルタ電流平均値ＩFAが境界値ＩFCより少ない
時、負荷２の高調波電流が電源側に流れないように、LC
フィルタ側に流れるように高調波電圧を発生させる。ま
た、LCフィルタ電流平均値ＩFAが限界値ＩFBよりも少な
い時、一定の正のゲインK1により高調波電圧を発生させ
るため、電源側に流れる高調波電流とLCフィルタ側に流
れる高調波電流の割合が一定であるが、LCフィルタ電流
平均値ＩFAが限界値ＩFBより大きく境界値ＩFCより少な
い時、ゲインＫが減少するため、電源側に流れる高調波
電流の割合が増える。更に、LCフィルタ電流平均値ＩFA
が境界値ＩFCより増加すると、ゲインＫが負側に増加す
るため、なお一層電源側に流れる高調波電流の割合が増
加する。
【００２１】この結果、LCフィルタ３及びＰＷＭ変換器
５に流れる電流は制限されるため、過負荷から防ぐこと
ができる。なお、ここでは、LCフィルタ電流平均値IFA
によりゲインＫを制御したが、負荷の高調波電流の平均
値により、ゲインを制御しても同様な効果が得られる。
また、LCフィルタ電流平均値IFA が限界値ＩFBを超える
と、ゲインＫを負の一定値とすることによっても同様な
効果が得られる。
５に流れる電流は制限されるため、過負荷から防ぐこと
ができる。なお、ここでは、LCフィルタ電流平均値IFA
によりゲインＫを制御したが、負荷の高調波電流の平均
値により、ゲインを制御しても同様な効果が得られる。
また、LCフィルタ電流平均値IFA が限界値ＩFBを超える
と、ゲインＫを負の一定値とすることによっても同様な
効果が得られる。
【００２２】
【発明の効果】以上の動作説明から明らかなように、本
発明によれば、LCフィルタ電流平均値がある一定値を超
えると、電流指令信号により電圧指令信号を算出するゲ
インを減少させることにより、LCフィルタおよびＰＷＭ
変換器に流れる電流を制限するパッシブ併用アクティブ
フィルタの制御回路を提供出来る。
発明によれば、LCフィルタ電流平均値がある一定値を超
えると、電流指令信号により電圧指令信号を算出するゲ
インを減少させることにより、LCフィルタおよびＰＷＭ
変換器に流れる電流を制限するパッシブ併用アクティブ
フィルタの制御回路を提供出来る。
【００２３】
【図１】本発明を適用したパッシブ併用アクティブフィ
ルタの制御回路のブロック図である。
ルタの制御回路のブロック図である。
【図２】本発明のＬＣフィルタ電流平均値に対するゲイ
ンの関係を表わす説明図である。
ンの関係を表わす説明図である。
【図３】パッシブ併用アクティブフィルタを説明するた
めの主回路構成図である。
めの主回路構成図である。
【図４】従来のパッシブ併用アクティブフィルタの制御
回路のブロック図である。
回路のブロック図である。
１ 交流電源 ２ 負荷 ３ ＬＣフィルタ ５ ＰＷＭ変換器 １０１ 電力演算回路 １０２ バイパスフィルタ １０３ 電流指令値演算回路 １０４ 増幅回路 １０４’掛算器 １０５ 三角波発生回路 １０６ 電圧制御回路 １０７ ゲイン演算回路
Claims (1)
- 【請求項１】 電源系統に負荷設備と並列に接続したＬ
ＣフィルタとＰＷＭ変換器を直列に接続してなるパッシ
ブ併用アクティブフィルタの制御回路において、該制御
回路は電源電流を検出して高調波電流を演算する手段
と、ＬＣフィルタ電流を検出して該ＬＣフィルタ電流の
平均値よりゲインを出力する手段と、前記高調波電流を
ゲイン倍して電圧指令信号を出力する手段と、該電圧指
令信号と三角波キャリア電圧を比較してＰＷＭ変換器へ
のスイッチ指令を出力する手段とを具えた事を特徴とす
るパッシブ併用アクティブフィルタの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07061491A JP3191055B2 (ja) | 1991-03-11 | 1991-03-11 | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07061491A JP3191055B2 (ja) | 1991-03-11 | 1991-03-11 | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04285434A JPH04285434A (ja) | 1992-10-09 |
| JP3191055B2 true JP3191055B2 (ja) | 2001-07-23 |
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ID=13436660
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP07061491A Expired - Fee Related JP3191055B2 (ja) | 1991-03-11 | 1991-03-11 | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
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Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5380700B2 (ja) * | 2008-03-17 | 2014-01-08 | 中部電力株式会社 | 無効電力および高調波電流補償装置 |
-
1991
- 1991-03-11 JP JP07061491A patent/JP3191055B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04285434A (ja) | 1992-10-09 |
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