JPH078111B2 - パッシブ併用アクティブフィルタ - Google Patents
パッシブ併用アクティブフィルタInfo
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- JPH078111B2 JPH078111B2 JP2078409A JP7840990A JPH078111B2 JP H078111 B2 JPH078111 B2 JP H078111B2 JP 2078409 A JP2078409 A JP 2078409A JP 7840990 A JP7840990 A JP 7840990A JP H078111 B2 JPH078111 B2 JP H078111B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高調波電流を補償するパッシブ併用アクティ
ブフィルタに関するものである。
ブフィルタに関するものである。
単一高調波に共振するコンテンサとリアクトル直列回路
よりなる同調フィルタ，抵抗およびリアクトルの並列回
路とコンデンサとの直列回路よりなる高次フィルタで構
成される交流フィルタ、この交流フィルタと非線形負荷
の接続点より電源側に変圧器を介して電源に直列に３相
電圧形PWM変換器を接続したパッシブ併用アクティブフ
ィルタは、昭和63年電気学会産業応用部門全国大会論文
集の論文番号64「新しい原理に基づく高調波抑制装置」
等でも解説された通り公知である。また交流フィルタ
と、交流フィルタと直列に変圧器を介し３相電圧形PWM
変換器を接続してなるパッシブ併用アクティブフィルタ
は、平成元年電気学会産業応用部門全国大会論文集の論
文番号76「新しい原理に基づく高調波抑制装置−LCフィ
ルタとPWM変換器の直列接続システム」等でも解説され
ている通り公知である。
よりなる同調フィルタ，抵抗およびリアクトルの並列回
路とコンデンサとの直列回路よりなる高次フィルタで構
成される交流フィルタ、この交流フィルタと非線形負荷
の接続点より電源側に変圧器を介して電源に直列に３相
電圧形PWM変換器を接続したパッシブ併用アクティブフ
ィルタは、昭和63年電気学会産業応用部門全国大会論文
集の論文番号64「新しい原理に基づく高調波抑制装置」
等でも解説された通り公知である。また交流フィルタ
と、交流フィルタと直列に変圧器を介し３相電圧形PWM
変換器を接続してなるパッシブ併用アクティブフィルタ
は、平成元年電気学会産業応用部門全国大会論文集の論
文番号76「新しい原理に基づく高調波抑制装置−LCフィ
ルタとPWM変換器の直列接続システム」等でも解説され
ている通り公知である。
第３図は従来のPWM変換器を電源に直列接続したパッシ
ブ併用アクティブフィルタを備えた三相交流系統例を示
す系統図、第４図はその等価回路、第５図は交流フィル
タと直列にPWM変換器を接続した場合の系統図、第６図
はその等価回路、第７図はPWM変換器の制御回路であ
る。
ブ併用アクティブフィルタを備えた三相交流系統例を示
す系統図、第４図はその等価回路、第５図は交流フィル
タと直列にPWM変換器を接続した場合の系統図、第６図
はその等価回路、第７図はPWM変換器の制御回路であ
る。
第３図および第５図において、１は三相交流系統電源、
２は電源インダクタンス、3,3′と変圧器、4,4′はPWM
変換器、5,5′は直流コンデンサ、６は交流フィルタ、
７は負荷である。
２は電源インダクタンス、3,3′と変圧器、4,4′はPWM
変換器、5,5′は直流コンデンサ、６は交流フィルタ、
７は負荷である。
また、第４図および第６図において、iSは電源電流、iL
は負荷電流、iFは交流フィルタ電流、VSは三相交流系統
電源の供給電圧、VCはPWM変換器出力電圧、VTは受電点
電圧、ZFは交流フィルタのインピーダンスである。
は負荷電流、iFは交流フィルタ電流、VSは三相交流系統
電源の供給電圧、VCはPWM変換器出力電圧、VTは受電点
電圧、ZFは交流フィルタのインピーダンスである。
すなわち、三相交流系統電源１はサンリスタレオナード
装置等の負荷７に電源インダクタンス２を介して電力を
供給する。交流フィルタ６は、第５高調波に共振するコ
ンデンサ61およびリアクトル62の直列回路からなる第５
高調波同調フィルタと第７高調波に共振するコンデンサ
63およびリアクトル64の直列回路からなる第７高調波同
調フィルタと抵抗66およびリアクトル67の並列回路とコ
ンデンサ65との直列接続による第11次高調波以上の吸収
効果を有するフィルタより構成し、負荷７の高調波電流
を吸収する。電圧形のPWM変換器４は変圧器３を介し電
源に直列に接続され、電圧形のPWM変換器４′は変圧器
３′を介して交流フィルタ６に直列に接続されていて、
それぞれ基本波に対し零インピーダンスとして、高調波
電圧に対しては数ＫΩの抵抗として作用するよう第７図
に示す如き制御回路により制御される。なお、コンデン
サ5,5′は直流電圧を一定にするためのものである。
装置等の負荷７に電源インダクタンス２を介して電力を
供給する。交流フィルタ６は、第５高調波に共振するコ
ンデンサ61およびリアクトル62の直列回路からなる第５
高調波同調フィルタと第７高調波に共振するコンデンサ
63およびリアクトル64の直列回路からなる第７高調波同
調フィルタと抵抗66およびリアクトル67の並列回路とコ
ンデンサ65との直列接続による第11次高調波以上の吸収
効果を有するフィルタより構成し、負荷７の高調波電流
を吸収する。電圧形のPWM変換器４は変圧器３を介し電
源に直列に接続され、電圧形のPWM変換器４′は変圧器
３′を介して交流フィルタ６に直列に接続されていて、
それぞれ基本波に対し零インピーダンスとして、高調波
電圧に対しては数ＫΩの抵抗として作用するよう第７図
に示す如き制御回路により制御される。なお、コンデン
サ5,5′は直流電圧を一定にするためのものである。
第７図において、101は電力演算回路、102はハイパスフ
ィルタ、103は二相電流演算回路、104は（二相／三相）
の変換回路、105は三角波発生回路、106は増幅器、107
は電圧制御回路である。
ィルタ、103は二相電流演算回路、104は（二相／三相）
の変換回路、105は三角波発生回路、106は増幅器、107
は電圧制御回路である。
また、iSU，iSV，iSWは三相の電源電流、VTU，VTV，VTW
は三相の受電点電圧、iU *，iV *，iW *は二相より三相に
変換された各相の電流指令値、Ｓは三角波キャリア電
圧、VGはPWM変換器のスイッチング素子を叩くトリガ信
号である。
は三相の受電点電圧、iU *，iV *，iW *は二相より三相に
変換された各相の電流指令値、Ｓは三角波キャリア電
圧、VGはPWM変換器のスイッチング素子を叩くトリガ信
号である。
そして、電力演算回路101は、電源電流iSU，iSV，iSWお
よび受電点電圧VTU，VTV，VTWを入力とする。
よび受電点電圧VTU，VTV，VTWを入力とする。
ここで、瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑと二相電流
iSH α，iSH βを計算すると、つぎの如くである。
iSH α，iSH βを計算すると、つぎの如くである。
ただし、ｅα,eβとiS α，iS βはそれぞれ受電点電圧V
TU，VTV，VTWと電源電流iSU，iSV，iSWを（二相→三
相）変換したものであり、，は前記瞬時実電力ｐと
瞬時虚電力ｑの交流分である。ハイパスフィルタ102
は、瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑのそれぞれの交流分
，を出力する。二相電流演算回路103は瞬時実電力
ｐおよび虚電力ｑのそれぞれの交流分，および受電
点電圧VTU，VTV，VTWを入力して式（２）に基づいて二
相電流iSH αおよびiSH βを出力する。変換回路104は、
二相電流iSH αおよびiSH βを入力し、（２相→３相）変
換により、電流指令値iU *，iV *，iW *を出力する。増幅
器106は、電流指令値iU *，iV *，iW *を入力し、ゲインＫ
倍して電圧指令値KIU *，KIV *，KIW *を出力する。三角波
発生回路105は、数kHz以上の周波数を有する三角波キャ
リア電圧Ｓを出力する。電圧制御回路107は、三角波キ
ャリア電圧Ｓと電圧指令値KIU *，KIV *，KIW *を比較して
PWM変換器４の出力を制御する。
TU，VTV，VTWと電源電流iSU，iSV，iSWを（二相→三
相）変換したものであり、，は前記瞬時実電力ｐと
瞬時虚電力ｑの交流分である。ハイパスフィルタ102
は、瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑのそれぞれの交流分
，を出力する。二相電流演算回路103は瞬時実電力
ｐおよび虚電力ｑのそれぞれの交流分，および受電
点電圧VTU，VTV，VTWを入力して式（２）に基づいて二
相電流iSH αおよびiSH βを出力する。変換回路104は、
二相電流iSH αおよびiSH βを入力し、（２相→３相）変
換により、電流指令値iU *，iV *，iW *を出力する。増幅
器106は、電流指令値iU *，iV *，iW *を入力し、ゲインＫ
倍して電圧指令値KIU *，KIV *，KIW *を出力する。三角波
発生回路105は、数kHz以上の周波数を有する三角波キャ
リア電圧Ｓを出力する。電圧制御回路107は、三角波キ
ャリア電圧Ｓと電圧指令値KIU *，KIV *，KIW *を比較して
PWM変換器４の出力を制御する。
このように制御されるPWM変換器４および交流フィルタ
６等を有するパッシブ併用アクティブフィルタは、第４
図に示す等価回路において、電源電流iSに高調波が含ま
れず、また電源電圧VSに含まれる高調波電圧は受電点電
圧VTには現れない。さらに、PWM変換器４′は変圧器
３′を介して交流フィルタ６に直列に接続されている。
そしてPWM変換器４′も同様に第７図の如き制御回路に
より制御され、第６図の等価回路に示すように、電源電
流iSには高調波電流が含まれず、また電源電圧に含まれ
る高調波電圧による高調波電流が交流フィルタ６に流入
しない。
６等を有するパッシブ併用アクティブフィルタは、第４
図に示す等価回路において、電源電流iSに高調波が含ま
れず、また電源電圧VSに含まれる高調波電圧は受電点電
圧VTには現れない。さらに、PWM変換器４′は変圧器
３′を介して交流フィルタ６に直列に接続されている。
そしてPWM変換器４′も同様に第７図の如き制御回路に
より制御され、第６図の等価回路に示すように、電源電
流iSには高調波電流が含まれず、また電源電圧に含まれ
る高調波電圧による高調波電流が交流フィルタ６に流入
しない。
しかし、かかる電源に直列にPWM変換器を有するパッシ
ブ併用アクティブフィルタにおいては、電源に含まれる
高調波電圧はカットされるが、負荷電流の高調波成分を
iEHとすれば、受電点電圧VTは交流フィルタのインピー
ダンスZFと負荷電流の高周波成分iEHの積（−ZF・iET）
となり受電点に高調波電圧が現われ、併設される他の機
器に圧影響を及ぼす。
ブ併用アクティブフィルタにおいては、電源に含まれる
高調波電圧はカットされるが、負荷電流の高調波成分を
iEHとすれば、受電点電圧VTは交流フィルタのインピー
ダンスZFと負荷電流の高周波成分iEHの積（−ZF・iET）
となり受電点に高調波電圧が現われ、併設される他の機
器に圧影響を及ぼす。
一方、交流フィルタに直列にPWM変換器を有するパッシ
ブ併用アクティブフィルタにおいては、電源に含まれる
高調波VSHが現われ、同様に受電点に併設される他の機
器に悪影響を与える。
ブ併用アクティブフィルタにおいては、電源に含まれる
高調波VSHが現われ、同様に受電点に併設される他の機
器に悪影響を与える。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
その具体的な構成例はつぎの如きものである。
その具体的な構成例はつぎの如きものである。
すなわち、電源系統に負荷設備と並列に接続される交流
フィルタと、交流フィルタの他端の各相に直列に一次側
を接続された第１の変圧器と、第１の変圧器の２次側に
接続された第１のPWM変換器と、第１のPMW変換器の直流
端子間に接続された第１のコンデンサと、負荷設備と交
流フィルタとの接続点より電源側に電源に直列に一次側
を接続された第２の変圧器と、第２の変圧器の２次側に
接続された第２のPWM変換器と、第２のPWM変換器の直流
端子間に接続された第２の直流コンデンサと、第１およ
び第２のPWM変換器の電圧制御を行う制御装置を備える
ようにしたものであり、そしてその制御装置は、電源系
統の電源電流を検出して高調波電流を演算する手段と、
高調波電流を入力しゲイン倍した第２の電圧指令信号を
出力する手段と、第２の電圧指令信号と三角波キャリア
電圧を比較して第１および第２のPWM変換器のスイッチ
指令を生成する手段とを備えてなるものである。
フィルタと、交流フィルタの他端の各相に直列に一次側
を接続された第１の変圧器と、第１の変圧器の２次側に
接続された第１のPWM変換器と、第１のPMW変換器の直流
端子間に接続された第１のコンデンサと、負荷設備と交
流フィルタとの接続点より電源側に電源に直列に一次側
を接続された第２の変圧器と、第２の変圧器の２次側に
接続された第２のPWM変換器と、第２のPWM変換器の直流
端子間に接続された第２の直流コンデンサと、第１およ
び第２のPWM変換器の電圧制御を行う制御装置を備える
ようにしたものであり、そしてその制御装置は、電源系
統の電源電流を検出して高調波電流を演算する手段と、
高調波電流を入力しゲイン倍した第２の電圧指令信号を
出力する手段と、第２の電圧指令信号と三角波キャリア
電圧を比較して第１および第２のPWM変換器のスイッチ
指令を生成する手段とを備えてなるものである。
さらには、電源系統に負荷設備と並列に接続される交流
フィルタと、交流フィルタの他端の各相に直列に一次側
を接続された第１の変圧器と、第１の変圧器の２次側に
接続された第１のPWM変換器と、第１のPMW変換器の直流
端子間に接続された第１のコンデンサと、負荷設備と交
流フィルタとの接続点より電源側に電源に直列に一次側
を接続された第２の変圧器と、第２の変圧器の２次側に
接続された第２のPWM変換器と、第２のPWM変換器の直流
端子間に接続された第２の直流コンデンサと、第１およ
び第２のPWM変換器の電圧制御を行う制御装置を備える
ようにしたものであり、そしてその制御装置は、電源系
統の電源電流を検出して高調波電流を演算する手段と、
高調波電流を入力しゲイン倍した第２の電圧指令信号を
出力する手段と、第２の電圧指令信号と三角波キャリア
電圧を比較して第２のPWM変換器へのスイッチ指令を生
成する手段と、受電点電圧を検出して高調波電圧を演算
する手段と、高調波電圧を入力しゲイン倍した第１の電
圧指令信号を出力する手段と、第１の電圧指令信号と三
角波キャリア電圧を比較して第１のPWM変換器へのスイ
ッチ指令を生成する手段とを備えてなるものである。
フィルタと、交流フィルタの他端の各相に直列に一次側
を接続された第１の変圧器と、第１の変圧器の２次側に
接続された第１のPWM変換器と、第１のPMW変換器の直流
端子間に接続された第１のコンデンサと、負荷設備と交
流フィルタとの接続点より電源側に電源に直列に一次側
を接続された第２の変圧器と、第２の変圧器の２次側に
接続された第２のPWM変換器と、第２のPWM変換器の直流
端子間に接続された第２の直流コンデンサと、第１およ
び第２のPWM変換器の電圧制御を行う制御装置を備える
ようにしたものであり、そしてその制御装置は、電源系
統の電源電流を検出して高調波電流を演算する手段と、
高調波電流を入力しゲイン倍した第２の電圧指令信号を
出力する手段と、第２の電圧指令信号と三角波キャリア
電圧を比較して第２のPWM変換器へのスイッチ指令を生
成する手段と、受電点電圧を検出して高調波電圧を演算
する手段と、高調波電圧を入力しゲイン倍した第１の電
圧指令信号を出力する手段と、第１の電圧指令信号と三
角波キャリア電圧を比較して第１のPWM変換器へのスイ
ッチ指令を生成する手段とを備えてなるものである。
かかる構成により、電源系統の各相高調波電流を演算し
てその各相高調波電流をゲイン（Ｋ）倍し、第１に、第
１および第２のPWM変換器の各相電圧指令信号となすこ
とにより、第２に、第２のPWM変換器の各相電圧指令信
号となすとともに、受電点電圧の高調波電圧を演算し、
その各相高調波電圧をゲイン（Ｋ）倍して第１のPWM変
換器の各相電圧指令となすことにより、交流フィルタに
各相直列に接続された第１のPWM変換器が出力する高調
波電圧によって負荷の高調波電流を殆ど吸収することが
できるために（iFZF）に基づく高調波電圧を抑制でき、
第２のPWM変換器が出力する高調波電圧によって電源系
統の高調波電圧が受電点に印加しないように抑制するこ
とができる。
てその各相高調波電流をゲイン（Ｋ）倍し、第１に、第
１および第２のPWM変換器の各相電圧指令信号となすこ
とにより、第２に、第２のPWM変換器の各相電圧指令信
号となすとともに、受電点電圧の高調波電圧を演算し、
その各相高調波電圧をゲイン（Ｋ）倍して第１のPWM変
換器の各相電圧指令となすことにより、交流フィルタに
各相直列に接続された第１のPWM変換器が出力する高調
波電圧によって負荷の高調波電流を殆ど吸収することが
できるために（iFZF）に基づく高調波電圧を抑制でき、
第２のPWM変換器が出力する高調波電圧によって電源系
統の高調波電圧が受電点に印加しないように抑制するこ
とができる。
すなわち、受電点の高調波電圧をほぼ零にでき、併設さ
れる他の機器に悪影響を及ぼさないようにすることがで
きる。
れる他の機器に悪影響を及ぼさないようにすることがで
きる。
以下、本発明を実施例図面に基づいて詳細説明する。
第１図は本発明による第１の実施例を示した要部構成図
である。図中、第３図および第５図に示された記号と同
一のものは同じ機能を有することを示す。
である。図中、第３図および第５図に示された記号と同
一のものは同じ機能を有することを示す。
第１図において、交流フィルタ６の他端には変圧器３′
の１次巻線が接続され、その２次側巻線にはPWM変換器
４′が接続され、その直流端子間には直流コンデンサ
５′が接続されている。また、負荷７と交流フィルタ６
との接続点より電源側に、電源に直列に第２の変圧器３
の一次側巻線が接続され、変圧器３の２次側巻線にはPW
M変換器４が接続され、このPWM変換器４の直流端子間に
は直流コンデンサ５が接続されている。ここで、直流コ
ンデンサ5,5′は直流側電圧を一定にするためのもので
ある。
の１次巻線が接続され、その２次側巻線にはPWM変換器
４′が接続され、その直流端子間には直流コンデンサ
５′が接続されている。また、負荷７と交流フィルタ６
との接続点より電源側に、電源に直列に第２の変圧器３
の一次側巻線が接続され、変圧器３の２次側巻線にはPW
M変換器４が接続され、このPWM変換器４の直流端子間に
は直流コンデンサ５が接続されている。ここで、直流コ
ンデンサ5,5′は直流側電圧を一定にするためのもので
ある。
かかる回路接続において、PWM変換器4,4′はオンオフ可
能なスイッチング素子にそれぞれダイオードが逆並列接
続されたブリッジ回路として接続され、これは第７図に
示した如き制御装置で生成されるトリガ信号VGにより、
スイッチング素子がオンオフされて高調波抑制を行う。
能なスイッチング素子にそれぞれダイオードが逆並列接
続されたブリッジ回路として接続され、これは第７図に
示した如き制御装置で生成されるトリガ信号VGにより、
スイッチング素子がオンオフされて高調波抑制を行う。
そして基本波に対しては、交流フィルタ６を進相コンデ
ンサとして動作させ、さらにはPWM変換器4,4′を零イン
ピーダンスとして動作させると、PWM変換器4,4′には基
本波電圧が印加されないものとなる。また高調波に対し
ては、PWM変換器４′が交流フィルタ６が負荷の高調波
電流をより吸収するように働き、PWM変換器４は電源系
統の高調波電圧が受電点に印加しないように働くものと
することができる。
ンサとして動作させ、さらにはPWM変換器4,4′を零イン
ピーダンスとして動作させると、PWM変換器4,4′には基
本波電圧が印加されないものとなる。また高調波に対し
ては、PWM変換器４′が交流フィルタ６が負荷の高調波
電流をより吸収するように働き、PWM変換器４は電源系
統の高調波電圧が受電点に印加しないように働くものと
することができる。
第２図は本発明による第２の実施例を示したブロック図
である。
である。
第２図において、105′は三角波発生回路、107′,114は
電圧制御回路、108はバンドパスフィルタ、109は（ｄ−
ｑ）の変換回路、110はハイパスフィルタ、111は二相電
圧演算回路、112は（二相／三相）の変換回路、113は増
幅器である。図中、第７図と同符号のものは同じ機能を
有する部分を示す。
電圧制御回路、108はバンドパスフィルタ、109は（ｄ−
ｑ）の変換回路、110はハイパスフィルタ、111は二相電
圧演算回路、112は（二相／三相）の変換回路、113は増
幅器である。図中、第７図と同符号のものは同じ機能を
有する部分を示す。
そして、バンドパスフィルタ108は受電点電圧VTU，
VTV，VTWを入力し、その基本波分の電圧VU，VV，VWを、
電力演算回路101,二相電流演算回路103と変換回路109,
二相電圧演算回路111へ出力する。
VTV，VTWを入力し、その基本波分の電圧VU，VV，VWを、
電力演算回路101,二相電流演算回路103と変換回路109,
二相電圧演算回路111へ出力する。
ここで、電力演算回路101,ハイパスフィルタ102,二相電
流演算回路103,変換回路104,三角波発生回路105′，増
幅器106および電圧制御回路107′で構成される部分は、
第７図に示した構成と同様であり、電圧制御回路107′
がトリガ信号VG2を発生し、PWM変換器４の電圧制御し得
ること明らかである。
流演算回路103,変換回路104,三角波発生回路105′，増
幅器106および電圧制御回路107′で構成される部分は、
第７図に示した構成と同様であり、電圧制御回路107′
がトリガ信号VG2を発生し、PWM変換器４の電圧制御し得
ること明らかである。
また、変換回路109は受電点電圧VTU，VTV，VTWおよび電
源基本波分の電圧VU，VV，VWを入力してｄ軸電圧Vdおよ
びｑ軸電圧Vqをハイパスフィルタ110へ出力する。ハイ
パスフィルタ110は入力の交流分ｄ，ｑを二相電圧
演算回路111へ出力する。
源基本波分の電圧VU，VV，VWを入力してｄ軸電圧Vdおよ
びｑ軸電圧Vqをハイパスフィルタ110へ出力する。ハイ
パスフィルタ110は入力の交流分ｄ，ｑを二相電圧
演算回路111へ出力する。
二相電圧演算回路111は電圧VU，VV，VWおよび交流分
ｄ，ｑを入力して二相電圧Ｖα,Vβを変換回路112へ
出力する。
ｄ，ｑを入力して二相電圧Ｖα,Vβを変換回路112へ
出力する。
ここでＶＳα,VＳβは受電点電圧VTU，VTV，VTWを（二
相→三相）変換したものである。
相→三相）変換したものである。
そして、変換回路112は二相電圧Ｖα,Vβを入力して
（二相→三相）変換により、電圧指令値vU *，vV *，vW *
を出力する。増幅器113は電圧指令値vU *，vV *，vW *を入
力し、ゲインＫ倍して電圧指令値KVU *，KVV *，KVW *を出
力する。
（二相→三相）変換により、電圧指令値vU *，vV *，vW *
を出力する。増幅器113は電圧指令値vU *，vV *，vW *を入
力し、ゲインＫ倍して電圧指令値KVU *，KVV *，KVW *を出
力する。
よって、電圧制御回路114は三角波キャリア電圧Ｓ′と
電圧指令値KVU *，KVV *，KVW *を比較してトリガ信号VG1
を発生し、PWM変換器４′の出力を制御できる。
電圧指令値KVU *，KVV *，KVW *を比較してトリガ信号VG1
を発生し、PWM変換器４′の出力を制御できる。
以上説明したように、パッシブ併用アクティブフィルタ
において、交流フィルタに直列に接続された第１のPWM
変換器により負荷電流の高調波成分に基ずく受電点の高
調波電圧が抑制され、受電点より電源側に直列に接続さ
れる第２のPWM変換器により、電源系統の高調波電圧が
阻止されるために受電点の高調波電圧をほぼ零となし、
併設される他の機器に悪影響を及ぼさない格別な装置を
提供できる。
において、交流フィルタに直列に接続された第１のPWM
変換器により負荷電流の高調波成分に基ずく受電点の高
調波電圧が抑制され、受電点より電源側に直列に接続さ
れる第２のPWM変換器により、電源系統の高調波電圧が
阻止されるために受電点の高調波電圧をほぼ零となし、
併設される他の機器に悪影響を及ぼさない格別な装置を
提供できる。
第１図は本発明による第１の実施例を示す要部構成図、
第２図は本発明による第２の実施例を示すブロック図で
ある。 また第３図〜第７図は従来技術の説明のため示したもの
であり、第３図，第４図は受電点より電源側にPWM変換
器を接続したパッシブ併用アクティブフィルタの系統図
および等価回路、第５図，第６図は交流フィルタに直列
にPWM変換器を接続した系統図および等価回路、第７図
は制御回路ブロック図である。 １……三相交流系統電源、3,3′……変圧器、4,4′……
PWM変換器、5,5′……直流コンデンサ、６……交流フィ
ルタ、７……負荷、101……電力演算回路、102……,110
……ハイパスフィルタ、103……二相電流演算回路、10
4,109,112……変換回路、105,105′……三角波発生回
路、106,113……増幅器、107,107′,114……電圧制御回
路、108……バイドパスフィルタ、111……二相電圧演算
回路。
第２図は本発明による第２の実施例を示すブロック図で
ある。 また第３図〜第７図は従来技術の説明のため示したもの
であり、第３図，第４図は受電点より電源側にPWM変換
器を接続したパッシブ併用アクティブフィルタの系統図
および等価回路、第５図，第６図は交流フィルタに直列
にPWM変換器を接続した系統図および等価回路、第７図
は制御回路ブロック図である。 １……三相交流系統電源、3,3′……変圧器、4,4′……
PWM変換器、5,5′……直流コンデンサ、６……交流フィ
ルタ、７……負荷、101……電力演算回路、102……,110
……ハイパスフィルタ、103……二相電流演算回路、10
4,109,112……変換回路、105,105′……三角波発生回
路、106,113……増幅器、107,107′,114……電圧制御回
路、108……バイドパスフィルタ、111……二相電圧演算
回路。
Claims (2)
- 【請求項１】電源系統に負荷設備と並列に接続される交
流フィルタと、該交流フィルタの他端に直列に１次側を
接続された第１の変圧器と、該第１の変圧器の２次側に
接続された第１のPWM変換器と、該第１のPWM変換器の直
流端子間に接続された第１のコンデンサと、前記負荷設
備と交流フィルタとの接続点より電源側に直列に１次側
を接続された第２の変圧器と、該第２の変圧器の２次側
に接続された第２のPWM変換器と、該第２のPWM変換器の
直流端子間に接続された第２の直流コンデンサと、第１
のPWM変換器および第２のPWM変換器の電圧制御を行う制
御装置とを備えるとともに、該制御装置は、電源系統の
電源電流に含まれる高調波電流を検出して演算する手段
および該高調波電流のゲイン倍した第２の電圧指令信号
を出力する手段と、三角波キャリア電圧を発生させ、か
つ該キャリア電圧と前記第２の電圧指令信号を比較して
前記第１のPWM変換器および第２のPWM変換器のスイッチ
指令を生成する手段とを備えたことを特徴とするパッシ
ブ併用アクティブフィルタ。 - 【請求項２】電源系統に負荷設備と並列に接続される交
流フィルタと、該交流フィルタの他端に直列に１次側を
接続された第１の変圧器と、該第１の変圧器の２次側に
接続された第１のPWM変換器と、該第１のPWM変換器の直
流端子間に接続された第１のコンデンサと、前記負荷設
備と交流フィルタとの接続点より電源側に直列に１次側
を接続された第２の変圧器と、該第２の変圧器の２次側
に接続された第２のPWM変換器と、該第２のPWM変換器の
直流端子間に接続された第２の直流コンデンサと、第１
のPWM変換器および第２のPWM変換器の電圧制御を行う制
御装置とを備えるとともに、該制御装置は、電源系統の
電源電流に含まれる高調波電流を検出して演算する手段
および該高調波電流のゲイン倍した第２の電圧指令信号
を出力する手段と、三角波キャリア電圧を発生させる手
段と、該三角波キャリア電圧と前記第２の電圧指令信号
を比較して第２のPWM変換器の第２のスイッチ指令を生
成する手段と、受電点電圧に含まれる高調波電圧を検出
して演算する手段および該高調波電圧のゲイン倍した第
１の電圧指令信号を出力する手段と、前記三角波キャリ
ア電圧と第１の電圧指令信号を比較して第１のPWM変換
器の第１のスイッチ指令を生成する手段とを備えたこと
を特徴とするパッシブ併用アクティブフィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-25698 | 1990-02-05 | ||
| JP2569890 | 1990-02-05 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03273826A JPH03273826A (ja) | 1991-12-05 |
| JPH078111B2 true JPH078111B2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=12173010
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2078409A Expired - Lifetime JPH078111B2 (ja) | 1990-02-05 | 1990-03-27 | パッシブ併用アクティブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH078111B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0574144U (ja) * | 1992-03-06 | 1993-10-08 | 日新電機株式会社 | 高調波抑制機能付電圧変動対策装置 |
-
1990
- 1990-03-27 JP JP2078409A patent/JPH078111B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03273826A (ja) | 1991-12-05 |
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