JPH078112B2 - アクテイブフイルタ - Google Patents
アクテイブフイルタInfo
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- JPH078112B2 JPH078112B2 JP2285165A JP28516590A JPH078112B2 JP H078112 B2 JPH078112 B2 JP H078112B2 JP 2285165 A JP2285165 A JP 2285165A JP 28516590 A JP28516590 A JP 28516590A JP H078112 B2 JPH078112 B2 JP H078112B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電源系統および負荷設備間の系統ラインに設け
られるアクテイブフイルタに関するものである。
られるアクテイブフイルタに関するものである。
高速スイツチング素子で構成される三相PWMコンバー
タ，この三相PWMコンバータの交流側に電源系統に直列
に接続される交流リアクトルおよび二相PWMコンバータ
の直流端子間に接続される直流コンデンサ等を基本構成
とする高調波補償装置（以下アクテイブフイルタとい
う）は公知であり、これをつぎの如くものである。
タ，この三相PWMコンバータの交流側に電源系統に直列
に接続される交流リアクトルおよび二相PWMコンバータ
の直流端子間に接続される直流コンデンサ等を基本構成
とする高調波補償装置（以下アクテイブフイルタとい
う）は公知であり、これをつぎの如くものである。
第５図は従来のアクテイブフイルタを具えた系統ライン
の主回路図であり、第６図はその補償指令のための入力
回路を示している。
の主回路図であり、第６図はその補償指令のための入力
回路を示している。
すなわち、三相交流の系統電源１は電源インピーダンス
２を介してサイリスタレオナード装置等の非線形の負荷
設備２に電力を供給しており、系統ラインには高調波電
流が流れる。4はアクテイブフイルタである。
２を介してサイリスタレオナード装置等の非線形の負荷
設備２に電力を供給しており、系統ラインには高調波電
流が流れる。4はアクテイブフイルタである。
この系統ラインの交流側の各相に交流リアクトル５を直
列に挿入して三相PWMコンバータ６が接続され、三相PWM
コンバータの直流側に直流コンデンサ７が接続され、ま
た交流リアクトル５と系統電源１に並列に高周波フイル
タ９が接続される。さらに、負荷電流検出のための変流
器11より、負荷電流に基づき補償電流を演算し、三相PW
Mコンバータ６のオンオフ可能なスイツチング素子のス
イツチング指令を送出する制御装置８を備えてアクテイ
ブフイルタ4が構成される。
列に挿入して三相PWMコンバータ６が接続され、三相PWM
コンバータの直流側に直流コンデンサ７が接続され、ま
た交流リアクトル５と系統電源１に並列に高周波フイル
タ９が接続される。さらに、負荷電流検出のための変流
器11より、負荷電流に基づき補償電流を演算し、三相PW
Mコンバータ６のオンオフ可能なスイツチング素子のス
イツチング指令を送出する制御装置８を備えてアクテイ
ブフイルタ4が構成される。
さらに第６図においては、変流器11により検出された負
荷電流IL（111は負荷電流検出源を示す）が負荷電流検
出のための抵抗112により電圧に変換され、負荷電流検
出電圧VLとして補償指令のための入力端子A,Bに出力さ
れる。ここで、このように入力端子A,Bに得られた負荷
電圧VLにより、三相二相変換を用いた負荷電流ILの高調
波を打ち消す補償電流指令IC *を演算出力する方法は公
知であるので説明を省略する。
荷電流IL（111は負荷電流検出源を示す）が負荷電流検
出のための抵抗112により電圧に変換され、負荷電流検
出電圧VLとして補償指令のための入力端子A,Bに出力さ
れる。ここで、このように入力端子A,Bに得られた負荷
電圧VLにより、三相二相変換を用いた負荷電流ILの高調
波を打ち消す補償電流指令IC *を演算出力する方法は公
知であるので説明を省略する。
よって、制御装置８により演算出力された補償電流指令
IC *と補償電流検出のための変流器10より検出される補
償電流ICとが比較され、三相PWMコンバータ６のスイツ
チング素子がオンオフされ、アクテイブフイルタ４の電
流瞬時値が制御されるものである。
IC *と補償電流検出のための変流器10より検出される補
償電流ICとが比較され、三相PWMコンバータ６のスイツ
チング素子がオンオフされ、アクテイブフイルタ４の電
流瞬時値が制御されるものである。
この種の従来のアクテイブフイルタにおいては、三相PW
Mコンバータを構成するスイツチング素子のスイツチン
グにより、三相交流系統電源に高周波リツプル電流が流
れ、係る高周波リツプル電流を打ち消すため、コンデン
サと抵抗からなる高周波フイルタが設けられてきた。
Mコンバータを構成するスイツチング素子のスイツチン
グにより、三相交流系統電源に高周波リツプル電流が流
れ、係る高周波リツプル電流を打ち消すため、コンデン
サと抵抗からなる高周波フイルタが設けられてきた。
しかしながら、このような高周波フイルタは三相交流系
統電源との間で共振が発生し、低次の高調波電流の特性
が悪化するという不具合があった。
統電源との間で共振が発生し、低次の高調波電流の特性
が悪化するという不具合があった。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
電源系統および負荷設備間の系統ラインに配されるアク
テイブフイルタであって、特に電源電流を検出する電源
電流検出用変流器を付設するとともに、その制御装置に
おいては負荷電流検出用変流器出力端に直列に設けた負
荷電流検出用抵抗と、電源電流検出用変流出力端に直列
に設けた電源電流検出用抵抗およびこの抵抗に並列に設
けた電源電流検出用リアクトルとを備え、その抵抗とリ
アクトルの並列接続にさらに負荷電流検出用抵抗とを直
列接続した構成をなし、この直列回路の両端を補償電流
指令用入力端子としてなるものである。
電源系統および負荷設備間の系統ラインに配されるアク
テイブフイルタであって、特に電源電流を検出する電源
電流検出用変流器を付設するとともに、その制御装置に
おいては負荷電流検出用変流器出力端に直列に設けた負
荷電流検出用抵抗と、電源電流検出用変流出力端に直列
に設けた電源電流検出用抵抗およびこの抵抗に並列に設
けた電源電流検出用リアクトルとを備え、その抵抗とリ
アクトルの並列接続にさらに負荷電流検出用抵抗とを直
列接続した構成をなし、この直列回路の両端を補償電流
指令用入力端子としてなるものである。
かくの如き解決手段により、後述する如く電源インダク
タンスと高周波フイルタのインピーダンスとの間の共振
を抑制するように効用し、電源電流の高調波成分を減少
することができる。
タンスと高周波フイルタのインピーダンスとの間の共振
を抑制するように効用し、電源電流の高調波成分を減少
することができる。
また、系統電源の電圧に高調波電圧が含まれていても系
統ラインに高調波電流が殆ど流れないものとすることが
できる。
統ラインに高調波電流が殆ど流れないものとすることが
できる。
さらに本発明を図面に基づいて詳細説明する。
第１図は本発明が適用された制御装置の補償電流指令用
入力回路の一例の要部構成を示し、第２図は本発明に係
るアクテイブフイルタの主回路の一例を示す。
入力回路の一例の要部構成を示し、第２図は本発明に係
るアクテイブフイルタの主回路の一例を示す。
第１図および第２図において、4′はアクテイブフイル
タ、８′は電源電流検出のための変流器12の出力端が導
入された制御装置、121は電源電流源、122は抵抗、123
はリアクトル、Ａ′,B′はと入力端子である。図中、第
５図および第６図は同じ機能を有する部分を示す。
タ、８′は電源電流検出のための変流器12の出力端が導
入された制御装置、121は電源電流源、122は抵抗、123
はリアクトル、Ａ′,B′はと入力端子である。図中、第
５図および第６図は同じ機能を有する部分を示す。
すなわち、かかる一実施例のアクテイブフイルタ4は三
相PWMコンバータ６のスイツチング素子のスイツチング
により発生するリツプル電流の高周波フイルタの吸収効
果を高め、その際に発生する電源インピーダンス２と高
調波フイルタ９との低周波数の共振現象を抑制するもの
であり、その機能はつぎの如くである。
相PWMコンバータ６のスイツチング素子のスイツチング
により発生するリツプル電流の高周波フイルタの吸収効
果を高め、その際に発生する電源インピーダンス２と高
調波フイルタ９との低周波数の共振現象を抑制するもの
であり、その機能はつぎの如くである。
さて、変流器11により負荷電流が検出され、負荷電流検
出源111に接続された抵抗112の両端に負荷電流検出電圧
VLが出力される。さらに、変流器12により電源電流を検
出し、電源電流検出源121に抵抗122とリアクトル123の
並列回路が接続され、その並列回路の両端に電源電流検
出電圧VCが出力される。
出源111に接続された抵抗112の両端に負荷電流検出電圧
VLが出力される。さらに、変流器12により電源電流を検
出し、電源電流検出源121に抵抗122とリアクトル123の
並列回路が接続され、その並列回路の両端に電源電流検
出電圧VCが出力される。
この負荷電流検出電圧VLと電源電流検出電圧とは、直列
接続回路によりその加算値が補償電流指令のための入力
端子Ａ′,B′に加えられる。
接続回路によりその加算値が補償電流指令のための入力
端子Ａ′,B′に加えられる。
こで、補償電流方式の基本技術思想を第３図を参照して
説明する。
説明する。
第３図はアクテイブフイルタが設けられた系統ラインの
システム構成を示すもので、VSは系統電圧、ZSは系統イ
ンピーダンス、ILは負荷電流源、ICCは三相PWMコンバー
タ６による補償電流ICを発生する補償電流源、ZCは高周
波フイルタ９のインピーダンスを示す。
システム構成を示すもので、VSは系統電圧、ZSは系統イ
ンピーダンス、ILは負荷電流源、ICCは三相PWMコンバー
タ６による補償電流ICを発生する補償電流源、ZCは高周
波フイルタ９のインピーダンスを示す。
第３図において、電源電流ISは式（１）のように示され
る。
る。
よって、式（１）は（ZS＋ZC）が最小となるとき、右辺
第１項は（IL＋IC）が零でない場合に拡大されて電源に
流れることを、また右辺第２項は系統電圧VSに高調波電
圧がある場合に系統から高調波電流が注入されることを
表す。
第１項は（IL＋IC）が零でない場合に拡大されて電源に
流れることを、また右辺第２項は系統電圧VSに高調波電
圧がある場合に系統から高調波電流が注入されることを
表す。
さらに、補償電流ICを式（２）のように制御すると、電
源電流ISは式（３）のように示される。
源電流ISは式（３）のように示される。
IC＝−GN（Ｓ）〔Ｇ（Ｓ）IS＋IC〕 ……（２） ただし、GN（Ｓ）は基本波に対するノツチフイルタであ
り、ここにＧ（Ｓ）を式（４）で表し高調波のみに着目
すると、電源の高調波電流ISHは式（５）のように示さ
れる。
り、ここにＧ（Ｓ）を式（４）で表し高調波のみに着目
すると、電源の高調波電流ISHは式（５）のように示さ
れる。
Ｇ（Ｓ）＝KS ……（４） 式（５）から解るように、（ZS＋ZC）が最小となっても
〔KS・ZC＝（K/C）〕すなわち純抵抗の効果となる。
〔KS・ZC＝（K/C）〕すなわち純抵抗の効果となる。
かようにして、前述した如き補償電流指令入力回路によ
り入力端子Ａ′,B′に検出電圧（VC＋VL）を得ることに
より、制御装置８′は例えば公知の三相二相変換を行い
補償電流指令IC *を演算出力し、変流器10により検出さ
れる補償電流ICとの比較により、三相PWMコンバータ６
のスイツチング素子のスイツチングがオンオフされてア
クテイブフイルタ4′の電流瞬時値制御を行うことがで
きる。
り入力端子Ａ′,B′に検出電圧（VC＋VL）を得ることに
より、制御装置８′は例えば公知の三相二相変換を行い
補償電流指令IC *を演算出力し、変流器10により検出さ
れる補償電流ICとの比較により、三相PWMコンバータ６
のスイツチング素子のスイツチングがオンオフされてア
クテイブフイルタ4′の電流瞬時値制御を行うことがで
きる。
そして、第１図におけるリアクトル123は式（４）に示
すところの電源電流の微分を行うもので、特に制御対象
となる電源インダクタンス２と高周波フイルタ９との共
振周波数近傍以下の周波数の微分を行うものである。
すところの電源電流の微分を行うもので、特に制御対象
となる電源インダクタンス２と高周波フイルタ９との共
振周波数近傍以下の周波数の微分を行うものである。
また、抵抗122は大きな出力電圧を発生させて制御に有
害な影響を与える前述の共振周波数近傍以上の高周波の
電源電流をバイパスさせ、補償電流指令用入力端子
Ａ′,B′に出力させないようにしたものである。
害な影響を与える前述の共振周波数近傍以上の高周波の
電源電流をバイパスさせ、補償電流指令用入力端子
Ａ′,B′に出力させないようにしたものである。
かくの如く、電源インダクタンス２および高周波数フイ
ルタ９の共振現象によって起る低次の高調波電流の増幅
を抑えることができ、低次の高調波電流および高調波リ
ツプル電流を含まない電源電流波形を得ることができ
る。
ルタ９の共振現象によって起る低次の高調波電流の増幅
を抑えることができ、低次の高調波電流および高調波リ
ツプル電流を含まない電源電流波形を得ることができ
る。
なお、高調波電流補償についてのみ説明したが、負荷設
備３の基本波無効電流の補償を行う場合も、電源電流検
出用リアクトルによる基本波電源電流の微分値が僅かな
ものであるため、無効電力を補償する制御系に大きな影
響を与えずに無効電力補償が可能であることは明らかで
ある。
備３の基本波無効電流の補償を行う場合も、電源電流検
出用リアクトルによる基本波電源電流の微分値が僅かな
ものであるため、無効電力を補償する制御系に大きな影
響を与えずに無効電力補償が可能であることは明らかで
ある。
さらに電源電流を検出した方式によるもののほか、つぎ
の電流検出方式によるものでしてもよい。
の電流検出方式によるものでしてもよい。
第４図は本発明に係るアクテイブフイルタの主回路の他
の例を示すもので、11′,13は変流器である。図中、第
２図と同符号のものは同じ構成部分を示す。
の例を示すもので、11′,13は変流器である。図中、第
２図と同符号のものは同じ構成部分を示す。
すなわち、負荷電流検出のための変流器11′とアクテイ
ブフイルタ4″の電流検出のための変流器13が配され、
制御装置８″には変流器11′出力と変流器13出力とが並
列に接続されてなり、よって電源電流の検出と等価な作
用を得ることができるものである。
ブフイルタ4″の電流検出のための変流器13が配され、
制御装置８″には変流器11′出力と変流器13出力とが並
列に接続されてなり、よって電源電流の検出と等価な作
用を得ることができるものである。
以上説明したように本発明によれば、リツプル電流抑制
効果を高めた高周波はフイルタの電源インダクタンスと
の共振現象を抑えた補償を行い得ることにより、低次の
高調波電流から高周波電流までも広く抑制可能な実用効
果の顕著な装置を提供できる。
効果を高めた高周波はフイルタの電源インダクタンスと
の共振現象を抑えた補償を行い得ることにより、低次の
高調波電流から高周波電流までも広く抑制可能な実用効
果の顕著な装置を提供できる。
また、高周波フイルタの抵抗が削減されてリツプル電流
がさらに抑制され、リツプル電流に基づく受電端の電圧
歪みを抑制でき、さらには抵抗削減によりおよび三相PW
Mコンバータのスイツチング周波数を必要以上に上げる
必要がなく、装置全体の効率を上昇可能なことは勿論で
ある。
がさらに抑制され、リツプル電流に基づく受電端の電圧
歪みを抑制でき、さらには抵抗削減によりおよび三相PW
Mコンバータのスイツチング周波数を必要以上に上げる
必要がなく、装置全体の効率を上昇可能なことは勿論で
ある。
第１図および第２図は本発明が適用された制御装置の補
償電流指令用入力回路の一例の要部構成を示す系統図お
よび本発明に係るアクテイブフイルタの主回路の一例を
示す接続図、第３図はアクテイブフイルタが設けられた
系統ラインのシステム構成を示す系統図、第４図は本発
明に係るアクテイブフイルタの主回路の他の例を示す接
続図である。また、第５図および第６図は従来のアクテ
イブフイルタを具えた系統ラインの主回路およびその補
償指令のための入力回路を示す系統図である。 １……系統電源、２……電源インピーダンス、３……負
荷装置、4，4′，4″……アクテイブフイルタ、５……
交流リアクトル、６……三相PWMコンバータ、７……直
流コンデンサ、8,8′,8″……制御装置、９……高周波
フイルタ、10,11,11′,12,13……変流器、A,B,A′,B′
……入力端子、111……負荷電流検出器、112,122……抵
抗、121……電源電流検出源、123……リアクトル。
償電流指令用入力回路の一例の要部構成を示す系統図お
よび本発明に係るアクテイブフイルタの主回路の一例を
示す接続図、第３図はアクテイブフイルタが設けられた
系統ラインのシステム構成を示す系統図、第４図は本発
明に係るアクテイブフイルタの主回路の他の例を示す接
続図である。また、第５図および第６図は従来のアクテ
イブフイルタを具えた系統ラインの主回路およびその補
償指令のための入力回路を示す系統図である。 １……系統電源、２……電源インピーダンス、３……負
荷装置、4，4′，4″……アクテイブフイルタ、５……
交流リアクトル、６……三相PWMコンバータ、７……直
流コンデンサ、8,8′,8″……制御装置、９……高周波
フイルタ、10,11,11′,12,13……変流器、A,B,A′,B′
……入力端子、111……負荷電流検出器、112,122……抵
抗、121……電源電流検出源、123……リアクトル。
Claims (1)
- 【請求項１】電源系統および負荷設備間の系統ラインに
設けられたアクテイブフイルタであって、三相PWMコン
バータと、該三相PWMコンバータの交流側に各相に設け
られた交流リアクトルと、該交流リアクトルと電源に並
列に設けられた高周波フイルタと、前記三相PWMコンバ
ータの直流側に設けられた直流コンデンサと、負荷電流
を検出する第１の変流器と、電源電流を検出する第２の
変流器と、前記三相PWMコンバータを制御する制御装置
とを具備するとともに、該制御装置は前記第１の変流器
の出力端に直列に設けられた負荷電流検出のための第１
の抵抗と、前記第２の変流器の出力端に直列に設けられ
た電源電流検出のための第２の抵抗と、該第２の抵抗と
並列に設けられたリアクトルとを備え、前記第１の抵抗
と第２の抵抗を直列接続し、該直列接続回路の両端を補
償電流指令のための入力端子としたことを特徴とするア
クテイブフイルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2285165A JPH078112B2 (ja) | 1990-10-23 | 1990-10-23 | アクテイブフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2285165A JPH078112B2 (ja) | 1990-10-23 | 1990-10-23 | アクテイブフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04200242A JPH04200242A (ja) | 1992-07-21 |
| JPH078112B2 true JPH078112B2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=17687937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2285165A Expired - Lifetime JPH078112B2 (ja) | 1990-10-23 | 1990-10-23 | アクテイブフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH078112B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6179586B2 (ja) * | 2013-02-18 | 2017-08-16 | 富士電機株式会社 | 共振抑制装置 |
| CN103972894B (zh) * | 2014-04-29 | 2016-08-24 | 广西电网公司电力科学研究院 | 电力电子变压器的控制方法及系统 |
-
1990
- 1990-10-23 JP JP2285165A patent/JPH078112B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04200242A (ja) | 1992-07-21 |
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Legal Events
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