JP4269408B2 - インバータ駆動モータ - Google Patents
インバータ駆動モータ Download PDFInfo
- Publication number
- JP4269408B2 JP4269408B2 JP13473099A JP13473099A JP4269408B2 JP 4269408 B2 JP4269408 B2 JP 4269408B2 JP 13473099 A JP13473099 A JP 13473099A JP 13473099 A JP13473099 A JP 13473099A JP 4269408 B2 JP4269408 B2 JP 4269408B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- inverter
- switching
- neutral point
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータの出力する交流電力を電力源とするインバータ駆動モータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、バッテリーのような直流電源をインバータによって所定の周波数、電圧の交流電力に変換し、あるいは、交流電源をコンバータ又は整流回路によって直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバータによって所定の周波数、電圧の交流電力に再変換し、モータ電源とするインバータ駆動モータとして、図１５に示す構成のものが知られている。
【０００３】
この従来のインバータ駆動モータは、直流電源であるバッテリー１からの直流電力をリップル電流低減のための電解コンデンサー２を介してインバータ３に供給し、このインバータ３のスイッチング制御により、所定の周波数、電圧のＵＶＷ３相の交流電力に変換し、３相交流モータ４のステータのＵＶＷ各相の巻線に給電する構成である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような従来のインバータ駆動モータでは、次のような問題点があった。図１６は、インバータ３の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を矩形波駆動させた場合のスイッチング状態を示しているが、交流モータ４のＵＶＷ３相各相の巻線の中性点Ｎの電圧は、各相のスイッチング素子のスイッチングタイミングにより変動する。この結果、高周波漏洩電流が発生し、当該交流モータを車両駆動に利用する場合、車載ラジオ等の車載電気機器にノイズが発生する。
【０００５】
この問題点を解決するために、図１７に示すように、インバータ３の直流側、交流側にコモンモードリアクトルで成るノイズフィルタ５，６を直列に挿入することにより、高周波漏洩電流を低減することがある。
【０００６】
しかしながら、このようなコモンモードリアクトルを採用しても高周波漏洩電流の低減に十分な効果が得られない問題点があり、また、リアクトルの容積が大きく、重量もあるので、インバータ３のケース容量が大きくなり、重量も重くなり、結果的に、車両への搭載性が悪くなる問題点があった。加えて、リアクトルが高価であるために、インバータの価格も高くなる問題点もあった。
【０００７】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、ノイズフィルタを設けることなく高周波漏洩電流の発生を抑制することができ、インバータのケース容積も重量も大きくせず、コスト的にも高騰させることのないインバータ駆動モータを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、回転磁界を発生するステータ、前記ステータの前記回転磁界により回転して機械的動力を発生するロータ及び前記ステータに電力を供給する２系統の巻線を有し、インバータの２系統のスイッチング回路それぞれに当該２系統の巻線それぞれを接続し、当該２系統のスイッチング回路それぞれのスイッチング動作によって前記２系統の巻線それぞれに供給される電流を制御して前記ステータに前記回転磁界を発生させるインバータ駆動モータであって、前記巻線を並列に前記ステータに巻いた２系統とし、第１系統のスイッチング回路と第１の中性点との間に第１系統の巻線を接続し、第２系統のスイッチング回路と第２の中性点との間に、前記第１系統の巻線と前記第１の中性点との接続の場合とは逆向きに、第２系統の巻線を前記第２の中性点に接続し、前記第１系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線のある相に供給する電流と、前記第２系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線の前記相に対応する前記第２系統の巻線の相に供給する電流が逆向きに流れるようにスイッチング動作を制御するとともに、前記第１系統の巻線と前記第２系統の巻線に流れる電流が同じ向きに流れるようにスイッチング動作を制御することにより、前記第１の中性点の電圧と前記第２の中性点の電圧との総和がほぼ一定になるものである。
【０００９】
請求項１の発明のインバータ駆動モータでは、第１の中性点電位の変動と第２の中性点電位の変動とが打ち消し合うことになり、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。
【００１０】
請求項２の発明のインバータ駆動モータは、請求項１において、前記２系統の巻線を同じスロットに２つ並列に巻き、それぞれの系統の巻線のそれぞれに前記インバータの２系統の前記スイッチング回路それぞれを接続し、前記中性点電圧の総和が時間とともにほぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチングタイミングを制御するものであり、各相の巻線の中性点電圧の総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。さらに、２系統の巻線を並列に巻くことにより、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効率を改善する。
【００１１】
請求項３の発明のインバータ駆動モータは、請求項１において、１相当たり４つ以上のスロットを持ち、１相当たり２系統の巻線のそれぞれに前記インバータのそれぞれの系統のスイッチング回路から電力を供給し、前記中性点電圧の総和が時間とともに変動しないようにしたものであり、各系統の巻線の中性点電圧の総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。さらに、巻線を２系統の並列巻きとすることにより、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効率を改善する。
【００１４】
請求項４の発明のインバータ駆動モータは、請求項１〜３において、前記インバータの直流側に電解コンデンサーを設けないようにしたものであり、電解コンデンサーをなくすことによってインバータの容積を小さくし、コスト的にも低廉化する。
【００１５】
請求項５の発明のインバータ駆動モータは、請求項１〜４において、当該モータのケース内に前記インバータを収容したものであり、車両駆動用のモータとして使用する場合、エンジンルームのような他部品が多く存在する限られたスペースに搭載する際に、レイアウト上の制約を受けにくくなり、搭載性が向上する。
【００１６】
【発明の効果】
以上のように請求項１の発明によれば、ステータの巻線を並列に前記ステータに巻いた２系統とするとともに、スイッチング回路を２系統備え、第１系統のスイッチング回路と第１の中性点との間に第１系統の巻線を接続し、第２系統のスイッチング回路と第２の中性点との間に、前記第１系統の巻線と前記第１の中性点との接続の場合とは逆向きに、第２系統の巻線を前記第２の中性点に接続し、前記第１系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線のある相に供給する電流と、前記第２系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線の前記相に対応する前記第２系統の巻線の相に供給する電流が逆向きに流れるようにスイッチング動作を制御するとともに、前記第１系統の巻線と前記第２系統の巻線に流れる電流が同じ向きに流れるようにスイッチング動作を制御するので、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制することができる。
【００１７】
請求項２の発明によれば、２系統の巻線を同じスロットに２つ並列に巻き、それぞれの系統の巻線のそれぞれにインバータの２系統のスイッチング回路それぞれを接続し、各系統の中性点電圧の総和が時間とともにほぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチングタイミングを制御するので、各相の巻線の中性点電圧の総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制することができる。さらに、２系統の巻線を並列に巻くことにより、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効率を改善できる。
【００１８】
請求項３の発明によれば、このインバータ駆動モータは、１相当たり４つ以上のスロットを持ち、１相当たり２系統の巻線のそれぞれにインバータの２系統のスイッチング回路それぞれから電力を供給し、各中性点電圧の総和が時間とともに変動しないようにしたので、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制することができる。さらに、巻線を２系統で並列に巻いたので、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効率を改善する。
【００２０】
請求項４の発明によれば、電解コンデンサーをなくすことによってインバータの容積を小さくし、コスト的にも低廉化できる。
【００２１】
請求項５の発明によれば、モータのケース内にインバータを収容したので、車両駆動用のモータとして使用する場合、エンジンルームのような他部品が多く存在する限られたスペースに搭載する際に、レイアウト上の制約を受けにくくなり、搭載性が向上する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の回路構成を示している。３相交流モータ４のステータには、巻線Ａと巻線ＢがＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ並列に巻かれていて、巻線Ａ、巻線Ｂそれぞれがインバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂから３相交流電力を受けるように接続してある。
【００２３】
インバータ３のＡ，Ｂ２系統のスイッチング回路３Ａ，３Ｂは並列に構成してあり、スイッチング回路３Ａには、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６、スイッチング回路３Ｂには、スイッチング素子ＳＷ７〜ＳＷ１２がブリッジに組み込んである。また、インバータ３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２各々のオン／オフ駆動のためにコントロールユニット１０が備えられている。
【００２４】
このコントロールユニット１０は、モータ４のステータ巻線Ａと巻線Ｂそれぞれに電流を供給するインバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂでスイッチングを正反対に行わせるために、例えばＵ相においてはスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ８、またスイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ７とを同じ信号で駆動するようにしてある。そしてコントロールユニット１０は、図２（ａ），（ｂ）に示すように両スイッチング回路３Ａ，３Ｂのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２を６０°間隔でオン／オフ状態を切り替える制御をする。以下、説明を簡明にするために各スイッチング素子を矩形波駆動するものとして説明する。
【００２５】
図２（ａ）はスイッチング回路３Ａのスイッチング動作によるモータ巻線Ａ側の電流状態を示している。ここで、“Ｈ”はスイッチングがオン状態、“Ｌ”はスイッチングがオフ状態を示すものとする。スイッチングは、６０°間隔で“Ｈ”，“Ｌ”を切り替えることにより、同図のようなＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流れができ、モータが回転する。
【００２６】
このときのＵ，Ｖ，Ｗ相の中性点ＮＡの電圧は、インバータ３の入力電圧をＥｄとした場合、１／３Ｅｄから２／３Ｅｄの間で変動する。
【００２７】
これに対して、スイッチング回路３Ｂのスイッチング動作によるモータ巻線Ｂ側の電流状態は図２（ｂ）に示したように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相での“Ｈ”，“Ｌ”のスイッチング動作を正反対に行なう。これにより、同図のようなＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流れができ、このときのＵ，Ｖ，Ｗ相の中性点ＮＢの電圧は、インバータ３の入力電圧をＥｄとした場合、やはり１／３Ｅｄから２／３Ｅｄの間で変動する。しかしながら、例えば、スイッチング素子ＳＷ１が“Ｈ”の時にはスイッチング素子ＳＷ７は“Ｌ”、スイッチング素子ＳＷ２が“Ｌ”の時にはスイッチング素子ＳＷ８は“Ｈ”というように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相でのスイッチングをスイッチング回路３Ａ，３Ｂで正反対に行うので、スイッチングタイミングに対する電圧値は巻線Ａに対するものとは異なる。
【００２８】
モータ４の中性点電圧の総和は、巻線Ａと巻線Ｂのそれぞれの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であり、図２（ｃ）に示すようになる。この結果、モータ４の中性点電圧の総和は、スイッチングタイミングによらず常に３／３Ｅｄとなり、インバータ３の直流側に高周波電流が漏洩するのを抑えることができる。
【００２９】
しかしながら、この状態ではまだ、交流モータ４の巻線Ａ，Ｂの接続状態は図３に示した状態である。いま、位相角６０°の状態で巻線Ａに流れる電流は、Ｕ相からＶ相，Ｗ相に同時に流れ出す。そして、巻線Ｂに流れる電流は、Ｖ相，Ｗ相からＵ相に同時に流れ込む。したがって、巻線Ａ，ＢでＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流れる方向がちょうど逆向きになって、誘起される磁束が互いに打ち消し合うことになり、モータを回転駆動することができない。
【００３０】
そこで、この実施の形態の場合、図１においてモータ４の部分に示しているように、スイッチング回路３Ｂと巻線Ｂにおける中性点ＮＢとの接続を、スイッチング回路３Ａと巻線Ａにおける中性点ＮＡとの接続の場合とは逆向きにし、巻線Ｂには図２（ｄ）に示したように巻線Ａと同じ向きの電流が流れるように接続し、この結果として、モータ４を正常に駆動できるようにしている。
【００３１】
これにより、上述したように巻線Ａ、巻線Ｂの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であるモータ４の中性点電圧の総和を一定にして、高周波電流が発生しない回路にして、モータのインバータ駆動が可能となる。
【００３２】
なお、上記では、インバータ３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ制御に図４（ａ）に示したような矩形波信号を用いたが、これに限定されるわけではなく、駆動波形は同図（ｂ）に示したようなＰＷＭによる正弦波駆動であってもよい。そしてこのＰＷＭによる駆動の場合には、図５（ａ），（ｂ）に示したように、各スイッチングＳＷ１〜ＳＷ１２それぞれにおける“Ｈ”，“Ｌ”の切替タイミングがきわめて速くなるが、制御原理的には上記の実施の形態の場合と同様であり、各タイミングにおいて、例えば、スイッチング素子ＳＷ１が“Ｈ”の時にはスイッチング素子ＳＷ７は“Ｌ”、スイッチング素子ＳＷ２が“Ｌ”の時にはスイッチング素子ＳＷ８は“Ｈ”というように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相でのスイッチングをスイッチング回路３Ａ、３Ｂで正反対に行う。
【００３３】
これにより、同図（ｃ）に示したように、巻線Ａと巻線Ｂのそれぞれの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であるモータ４の中性点電圧の総和は、スイッチングタイミングによらず常に３／３Ｅｄとなり、インバータ３の直流側に高周波電流が漏洩するのを抑えることができる。
【００３４】
次に、ステータ巻線Ａ，Ｂの巻き方を図６〜図９に基づいて説明する。従来は図１８に示したように、各相の複数のスロットごとに順次コイルを巻き、各相のコイルの最終端を１点に接続して中性点とした巻線構造である。
【００３５】
これに対して、本発明の場合、図６及び図７に示したように、従来の半分の線径のコイルを用い、従来と同様、各相のスロットごとに巻き付けて巻線Ａを構成するとともに、これに並列に、同じ線径のコイルを同様に各相のスロットごとに巻き付けて巻線Ｂを構成し、インバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂに図１に示したように接続する。
【００３６】
また、巻線構造は図８及び図９に示したものにすることもできる。図８及び図９は、１相当たり４つ以上のスロットを持つ（ここでは、合計２４個のスロットを持つ）場合の巻線構造を示している。この場合、各相の巻線が２個以上できるので、各相の巻線を二分し、それぞれにインバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂを接続する。
【００３７】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図１０に基づいて説明する。第２の実施の形態のインバータ駆動モータの特徴は、インバータ回路３の直流側に電解コンデンサーを設けないようにした点にある。すなわち、図１に示した回路では、インバータ３の直流側にリップル電流を除去するための電解コンデンサー２を設けているが、図１０に示す第２の実施の形態の回路では、電解コンデンサーを省略している。
【００３８】
このように電解コンデンサーを省略することができる理由を以下に説明する。図１０（ａ）に示したような回路構成（図１に示した構成と同じ）のインバータとインバータ駆動モータ４を採用することにより、ＵＶＷの各相ごとに２系統以上巻かれた巻線それぞれに交流電力を供給するインバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂでは、各相のスイッチング素子のオン／オフ制御を正反対に行う。そのため、同図（ｂ），（ｃ）に示したように、スイッチング回路３Ａ，３Ｂに流れる電流波形はちょうど逆位相となる。この結果、バッテリー１に流れる電流は同図（ｄ）に示したようにこれらの電流波形の合成波形でほぼ一定となる。また、スイッチング回路３Ａ，３Ｂの間でその一方のスイッチング素子が“Ｌ”になるタイミングで発生するサージ電圧も他方のスイッチング素子が“Ｈ”となることで打ち消し合うことができる。この結果、電解コンデンサーを設けずとも、リップル電流を除去することができ、インバータ３の容積を小さくして車載性を改善し、またコスト低減が図れる。
【００３９】
次に、本発明の第３の実施の形態を、図１１及び図１２に基づいて説明する。第３の実施の形態は、インバータ３に３相それぞれ独立にスイッチング動作するスイッチング回路３Ｉ〜３III を設け、交流モータ４の３相Ｉ〜III それぞれのコイルをこれらのスイッチング回路３Ｉ〜３III それぞれによって個別に駆動する構成を特徴としている。なお、スイッチング回路３Ｉはスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のブリッジで構成され、スイッチング回路３IIはスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８のブリッジで構成され、スイッチング回路３III はスイッチング素子ＳＷ９〜ＳＷ１２のブリッジで構成されている。
【００４０】
そして、スイッチング回路３Ｉ〜３III それぞれは、図１２に示すスイッチング制御によって、モータ４の中性点電圧が時間的にほぼ一定となる電流の流れを作り出す設定である。例えば、０°〜６０°のタイミングでは、スイッチング回路３Ｉ；３II；３III それぞれにおけるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４；ＳＷ５，ＳＷ８；ＳＷ９，ＳＷ１２を“Ｈ”にすることによって、実線矢印に示したようにＩ相巻線、II相巻線、III 相巻線それぞれに電流が流れる態様とする。次の６０°〜１２０°のタイミングでは、スイッチング回路３Ｉ；３III におけるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４；ＳＷ９，ＳＷ１２は“Ｈ”を維持し、スイッチング回路３IIにおけるスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ８は“Ｌ”にして、逆にスイッチング素子ＳＷ６，ＳＷ７を“Ｈ”にすることによって、鎖線矢印に示したようにＩ相巻線、II相巻線、III 相巻線それぞれに電流が流れる態様とする。以下、順次、スイッチング素子の“Ｈ”，“Ｌ”を切り替えることにより、第１の実施の形態の電流による回転磁界と同等の態様の回転磁界を作り出す。
【００４１】
これにより、図１２に示したようにモータ４のＩ〜III 相の中性点ＮＩ，ＮII，ＮIII の電圧はインバータ３の電圧Ｅｄに対してそれぞれ１／２Ｅｄとなり、モータの中性点電圧が時間的にほぼ一定になる。
【００４２】
なお、この実施の形態においても、電解コンデンサー２を省略することができる。
【００４３】
次に、本発明の第４の実施の形態を、図１３に基づいて説明する。第４の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態の回路構成を備えたインバータ駆動モータにあって、モータ４のケース１１内にインバータ４及び電解コンデンサー２を組み込み、あるいはモータ４のケースとインバータ４のケースを一体化した構造を特徴とする。
【００４４】
これにより、配線数が増加した本発明のインバータ駆動モータの全体をコンパクトにして、車載性を向上させることができる。
【００４５】
なお、図１４に示したように、図１１に示した第３の実施の形態の回路構成のインバータ駆動モータにおいても、同様にモータ４のケース１１内にインバータ４及び電解コンデンサー２を組み込み、あるいはモータ４のケースとインバータ４のケースを一体化した構造とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図。
【図２】上記の実施の形態における交流モータの各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示す説明図。
【図３】 交流モータの２系統の中性点電圧の総和を時間的に一定にするインバータと交流モータの巻線の接続関係を示す回路（ただし、モータトルクを発生させることはできない回路）の回路図。
【図４】上記の実施の形態におけるインバータの矩形波駆動時、ＰＷＭ駆動時それぞれの各相のスイッチング駆動波形を示す波形図。
【図５】上記の実施の形態のＰＷＭ駆動時の交流モータの各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示す説明図。
【図６】上記の実施の形態における１つの巻き方で巻いたモータ巻線を示す説明図。
【図７】上記の実施の形態におけるモータ巻線の上記の１つの巻き方を示す説明図。
【図８】上記の実施の形態における他の巻き方で巻いたモータ巻線を示す説明図。
【図９】上記の実施の形態におけるモータ巻線の上記の他の巻き方を示す説明図。
【図１０】本発明の第２の実施の形態の回路図及び各部の電流波形図。
【図１１】本発明の第３の実施の形態の回路図。
【図１２】上記の実施の形態における交流モータの各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示す説明図。
【図１３】本発明の第４の実施の形態の回路図。
【図１４】上記の実施の形態の変形例の回路図。
【図１５】従来例の回路図。
【図１６】上記の従来例における交流モータの各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示す説明図。
【図１７】他の従来例の回路図。
【図１８】従来例におけるモータ巻線を示す説明図。
【符号の説明】
１ バッテリ
２ 電解コンデンサー
３ インバータ
３Ａ，３Ｂ スイッチング回路
３Ｉ，３II，３III スイッチング回路
４ 交流モータ
ＳＷ１〜ＳＷ１２ スイッチング素子
ＮＡ，ＮＢ 中性点
ＮＩ，ＮII，ＮIII 中性点
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータの出力する交流電力を電力源とするインバータ駆動モータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、バッテリーのような直流電源をインバータによって所定の周波数、電圧の交流電力に変換し、あるいは、交流電源をコンバータ又は整流回路によって直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバータによって所定の周波数、電圧の交流電力に再変換し、モータ電源とするインバータ駆動モータとして、図１５に示す構成のものが知られている。
【０００３】
この従来のインバータ駆動モータは、直流電源であるバッテリー１からの直流電力をリップル電流低減のための電解コンデンサー２を介してインバータ３に供給し、このインバータ３のスイッチング制御により、所定の周波数、電圧のＵＶＷ３相の交流電力に変換し、３相交流モータ４のステータのＵＶＷ各相の巻線に給電する構成である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような従来のインバータ駆動モータでは、次のような問題点があった。図１６は、インバータ３の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を矩形波駆動させた場合のスイッチング状態を示しているが、交流モータ４のＵＶＷ３相各相の巻線の中性点Ｎの電圧は、各相のスイッチング素子のスイッチングタイミングにより変動する。この結果、高周波漏洩電流が発生し、当該交流モータを車両駆動に利用する場合、車載ラジオ等の車載電気機器にノイズが発生する。
【０００５】
この問題点を解決するために、図１７に示すように、インバータ３の直流側、交流側にコモンモードリアクトルで成るノイズフィルタ５，６を直列に挿入することにより、高周波漏洩電流を低減することがある。
【０００６】
しかしながら、このようなコモンモードリアクトルを採用しても高周波漏洩電流の低減に十分な効果が得られない問題点があり、また、リアクトルの容積が大きく、重量もあるので、インバータ３のケース容量が大きくなり、重量も重くなり、結果的に、車両への搭載性が悪くなる問題点があった。加えて、リアクトルが高価であるために、インバータの価格も高くなる問題点もあった。
【０００７】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、ノイズフィルタを設けることなく高周波漏洩電流の発生を抑制することができ、インバータのケース容積も重量も大きくせず、コスト的にも高騰させることのないインバータ駆動モータを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、回転磁界を発生するステータ、前記ステータの前記回転磁界により回転して機械的動力を発生するロータ及び前記ステータに電力を供給する２系統の巻線を有し、インバータの２系統のスイッチング回路それぞれに当該２系統の巻線それぞれを接続し、当該２系統のスイッチング回路それぞれのスイッチング動作によって前記２系統の巻線それぞれに供給される電流を制御して前記ステータに前記回転磁界を発生させるインバータ駆動モータであって、前記巻線を並列に前記ステータに巻いた２系統とし、第１系統のスイッチング回路と第１の中性点との間に第１系統の巻線を接続し、第２系統のスイッチング回路と第２の中性点との間に、前記第１系統の巻線と前記第１の中性点との接続の場合とは逆向きに、第２系統の巻線を前記第２の中性点に接続し、前記第１系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線のある相に供給する電流と、前記第２系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線の前記相に対応する前記第２系統の巻線の相に供給する電流が逆向きに流れるようにスイッチング動作を制御するとともに、前記第１系統の巻線と前記第２系統の巻線に流れる電流が同じ向きに流れるようにスイッチング動作を制御することにより、前記第１の中性点の電圧と前記第２の中性点の電圧との総和がほぼ一定になるものである。
【０００９】
請求項１の発明のインバータ駆動モータでは、第１の中性点電位の変動と第２の中性点電位の変動とが打ち消し合うことになり、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。
【００１０】
請求項２の発明のインバータ駆動モータは、請求項１において、前記２系統の巻線を同じスロットに２つ並列に巻き、それぞれの系統の巻線のそれぞれに前記インバータの２系統の前記スイッチング回路それぞれを接続し、前記中性点電圧の総和が時間とともにほぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチングタイミングを制御するものであり、各相の巻線の中性点電圧の総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。さらに、２系統の巻線を並列に巻くことにより、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効率を改善する。
【００１１】
請求項３の発明のインバータ駆動モータは、請求項１において、１相当たり４つ以上のスロットを持ち、１相当たり２系統の巻線のそれぞれに前記インバータのそれぞれの系統のスイッチング回路から電力を供給し、前記中性点電圧の総和が時間とともに変動しないようにしたものであり、各系統の巻線の中性点電圧の総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制する。さらに、巻線を２系統の並列巻きとすることにより、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効率を改善する。
【００１４】
請求項４の発明のインバータ駆動モータは、請求項１〜３において、前記インバータの直流側に電解コンデンサーを設けないようにしたものであり、電解コンデンサーをなくすことによってインバータの容積を小さくし、コスト的にも低廉化する。
【００１５】
請求項５の発明のインバータ駆動モータは、請求項１〜４において、当該モータのケース内に前記インバータを収容したものであり、車両駆動用のモータとして使用する場合、エンジンルームのような他部品が多く存在する限られたスペースに搭載する際に、レイアウト上の制約を受けにくくなり、搭載性が向上する。
【００１６】
【発明の効果】
以上のように請求項１の発明によれば、ステータの巻線を並列に前記ステータに巻いた２系統とするとともに、スイッチング回路を２系統備え、第１系統のスイッチング回路と第１の中性点との間に第１系統の巻線を接続し、第２系統のスイッチング回路と第２の中性点との間に、前記第１系統の巻線と前記第１の中性点との接続の場合とは逆向きに、第２系統の巻線を前記第２の中性点に接続し、前記第１系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線のある相に供給する電流と、前記第２系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線の前記相に対応する前記第２系統の巻線の相に供給する電流が逆向きに流れるようにスイッチング動作を制御するとともに、前記第１系統の巻線と前記第２系統の巻線に流れる電流が同じ向きに流れるようにスイッチング動作を制御するので、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制することができる。
【００１７】
請求項２の発明によれば、２系統の巻線を同じスロットに２つ並列に巻き、それぞれの系統の巻線のそれぞれにインバータの２系統のスイッチング回路それぞれを接続し、各系統の中性点電圧の総和が時間とともにほぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチングタイミングを制御するので、各相の巻線の中性点電圧の総和をほぼ一定にすることにより、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制することができる。さらに、２系統の巻線を並列に巻くことにより、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効率を改善できる。
【００１８】
請求項３の発明によれば、このインバータ駆動モータは、１相当たり４つ以上のスロットを持ち、１相当たり２系統の巻線のそれぞれにインバータの２系統のスイッチング回路それぞれから電力を供給し、各中性点電圧の総和が時間とともに変動しないようにしたので、インバータの直流側の電圧変動をなくし、高周波漏洩電流の発生を抑制することができる。さらに、巻線を２系統で並列に巻いたので、表皮効果による巻線電流のロスを低減し、モータ効率を改善する。
【００２０】
請求項４の発明によれば、電解コンデンサーをなくすことによってインバータの容積を小さくし、コスト的にも低廉化できる。
【００２１】
請求項５の発明によれば、モータのケース内にインバータを収容したので、車両駆動用のモータとして使用する場合、エンジンルームのような他部品が多く存在する限られたスペースに搭載する際に、レイアウト上の制約を受けにくくなり、搭載性が向上する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の回路構成を示している。３相交流モータ４のステータには、巻線Ａと巻線ＢがＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ並列に巻かれていて、巻線Ａ、巻線Ｂそれぞれがインバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂから３相交流電力を受けるように接続してある。
【００２３】
インバータ３のＡ，Ｂ２系統のスイッチング回路３Ａ，３Ｂは並列に構成してあり、スイッチング回路３Ａには、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６、スイッチング回路３Ｂには、スイッチング素子ＳＷ７〜ＳＷ１２がブリッジに組み込んである。また、インバータ３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２各々のオン／オフ駆動のためにコントロールユニット１０が備えられている。
【００２４】
このコントロールユニット１０は、モータ４のステータ巻線Ａと巻線Ｂそれぞれに電流を供給するインバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂでスイッチングを正反対に行わせるために、例えばＵ相においてはスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ８、またスイッチング素子ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ７とを同じ信号で駆動するようにしてある。そしてコントロールユニット１０は、図２（ａ），（ｂ）に示すように両スイッチング回路３Ａ，３Ｂのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２を６０°間隔でオン／オフ状態を切り替える制御をする。以下、説明を簡明にするために各スイッチング素子を矩形波駆動するものとして説明する。
【００２５】
図２（ａ）はスイッチング回路３Ａのスイッチング動作によるモータ巻線Ａ側の電流状態を示している。ここで、“Ｈ”はスイッチングがオン状態、“Ｌ”はスイッチングがオフ状態を示すものとする。スイッチングは、６０°間隔で“Ｈ”，“Ｌ”を切り替えることにより、同図のようなＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流れができ、モータが回転する。
【００２６】
このときのＵ，Ｖ，Ｗ相の中性点ＮＡの電圧は、インバータ３の入力電圧をＥｄとした場合、１／３Ｅｄから２／３Ｅｄの間で変動する。
【００２７】
これに対して、スイッチング回路３Ｂのスイッチング動作によるモータ巻線Ｂ側の電流状態は図２（ｂ）に示したように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相での“Ｈ”，“Ｌ”のスイッチング動作を正反対に行なう。これにより、同図のようなＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流れができ、このときのＵ，Ｖ，Ｗ相の中性点ＮＢの電圧は、インバータ３の入力電圧をＥｄとした場合、やはり１／３Ｅｄから２／３Ｅｄの間で変動する。しかしながら、例えば、スイッチング素子ＳＷ１が“Ｈ”の時にはスイッチング素子ＳＷ７は“Ｌ”、スイッチング素子ＳＷ２が“Ｌ”の時にはスイッチング素子ＳＷ８は“Ｈ”というように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相でのスイッチングをスイッチング回路３Ａ，３Ｂで正反対に行うので、スイッチングタイミングに対する電圧値は巻線Ａに対するものとは異なる。
【００２８】
モータ４の中性点電圧の総和は、巻線Ａと巻線Ｂのそれぞれの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であり、図２（ｃ）に示すようになる。この結果、モータ４の中性点電圧の総和は、スイッチングタイミングによらず常に３／３Ｅｄとなり、インバータ３の直流側に高周波電流が漏洩するのを抑えることができる。
【００２９】
しかしながら、この状態ではまだ、交流モータ４の巻線Ａ，Ｂの接続状態は図３に示した状態である。いま、位相角６０°の状態で巻線Ａに流れる電流は、Ｕ相からＶ相，Ｗ相に同時に流れ出す。そして、巻線Ｂに流れる電流は、Ｖ相，Ｗ相からＵ相に同時に流れ込む。したがって、巻線Ａ，ＢでＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流の流れる方向がちょうど逆向きになって、誘起される磁束が互いに打ち消し合うことになり、モータを回転駆動することができない。
【００３０】
そこで、この実施の形態の場合、図１においてモータ４の部分に示しているように、スイッチング回路３Ｂと巻線Ｂにおける中性点ＮＢとの接続を、スイッチング回路３Ａと巻線Ａにおける中性点ＮＡとの接続の場合とは逆向きにし、巻線Ｂには図２（ｄ）に示したように巻線Ａと同じ向きの電流が流れるように接続し、この結果として、モータ４を正常に駆動できるようにしている。
【００３１】
これにより、上述したように巻線Ａ、巻線Ｂの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であるモータ４の中性点電圧の総和を一定にして、高周波電流が発生しない回路にして、モータのインバータ駆動が可能となる。
【００３２】
なお、上記では、インバータ３のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ制御に図４（ａ）に示したような矩形波信号を用いたが、これに限定されるわけではなく、駆動波形は同図（ｂ）に示したようなＰＷＭによる正弦波駆動であってもよい。そしてこのＰＷＭによる駆動の場合には、図５（ａ），（ｂ）に示したように、各スイッチングＳＷ１〜ＳＷ１２それぞれにおける“Ｈ”，“Ｌ”の切替タイミングがきわめて速くなるが、制御原理的には上記の実施の形態の場合と同様であり、各タイミングにおいて、例えば、スイッチング素子ＳＷ１が“Ｈ”の時にはスイッチング素子ＳＷ７は“Ｌ”、スイッチング素子ＳＷ２が“Ｌ”の時にはスイッチング素子ＳＷ８は“Ｈ”というように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相でのスイッチングをスイッチング回路３Ａ、３Ｂで正反対に行う。
【００３３】
これにより、同図（ｃ）に示したように、巻線Ａと巻線Ｂのそれぞれの中性点ＮＡ，ＮＢの電圧の合計であるモータ４の中性点電圧の総和は、スイッチングタイミングによらず常に３／３Ｅｄとなり、インバータ３の直流側に高周波電流が漏洩するのを抑えることができる。
【００３４】
次に、ステータ巻線Ａ，Ｂの巻き方を図６〜図９に基づいて説明する。従来は図１８に示したように、各相の複数のスロットごとに順次コイルを巻き、各相のコイルの最終端を１点に接続して中性点とした巻線構造である。
【００３５】
これに対して、本発明の場合、図６及び図７に示したように、従来の半分の線径のコイルを用い、従来と同様、各相のスロットごとに巻き付けて巻線Ａを構成するとともに、これに並列に、同じ線径のコイルを同様に各相のスロットごとに巻き付けて巻線Ｂを構成し、インバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂに図１に示したように接続する。
【００３６】
また、巻線構造は図８及び図９に示したものにすることもできる。図８及び図９は、１相当たり４つ以上のスロットを持つ（ここでは、合計２４個のスロットを持つ）場合の巻線構造を示している。この場合、各相の巻線が２個以上できるので、各相の巻線を二分し、それぞれにインバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂを接続する。
【００３７】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図１０に基づいて説明する。第２の実施の形態のインバータ駆動モータの特徴は、インバータ回路３の直流側に電解コンデンサーを設けないようにした点にある。すなわち、図１に示した回路では、インバータ３の直流側にリップル電流を除去するための電解コンデンサー２を設けているが、図１０に示す第２の実施の形態の回路では、電解コンデンサーを省略している。
【００３８】
このように電解コンデンサーを省略することができる理由を以下に説明する。図１０（ａ）に示したような回路構成（図１に示した構成と同じ）のインバータとインバータ駆動モータ４を採用することにより、ＵＶＷの各相ごとに２系統以上巻かれた巻線それぞれに交流電力を供給するインバータ３のスイッチング回路３Ａ，３Ｂでは、各相のスイッチング素子のオン／オフ制御を正反対に行う。そのため、同図（ｂ），（ｃ）に示したように、スイッチング回路３Ａ，３Ｂに流れる電流波形はちょうど逆位相となる。この結果、バッテリー１に流れる電流は同図（ｄ）に示したようにこれらの電流波形の合成波形でほぼ一定となる。また、スイッチング回路３Ａ，３Ｂの間でその一方のスイッチング素子が“Ｌ”になるタイミングで発生するサージ電圧も他方のスイッチング素子が“Ｈ”となることで打ち消し合うことができる。この結果、電解コンデンサーを設けずとも、リップル電流を除去することができ、インバータ３の容積を小さくして車載性を改善し、またコスト低減が図れる。
【００３９】
次に、本発明の第３の実施の形態を、図１１及び図１２に基づいて説明する。第３の実施の形態は、インバータ３に３相それぞれ独立にスイッチング動作するスイッチング回路３Ｉ〜３III を設け、交流モータ４の３相Ｉ〜III それぞれのコイルをこれらのスイッチング回路３Ｉ〜３III それぞれによって個別に駆動する構成を特徴としている。なお、スイッチング回路３Ｉはスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のブリッジで構成され、スイッチング回路３IIはスイッチング素子ＳＷ５〜ＳＷ８のブリッジで構成され、スイッチング回路３III はスイッチング素子ＳＷ９〜ＳＷ１２のブリッジで構成されている。
【００４０】
そして、スイッチング回路３Ｉ〜３III それぞれは、図１２に示すスイッチング制御によって、モータ４の中性点電圧が時間的にほぼ一定となる電流の流れを作り出す設定である。例えば、０°〜６０°のタイミングでは、スイッチング回路３Ｉ；３II；３III それぞれにおけるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４；ＳＷ５，ＳＷ８；ＳＷ９，ＳＷ１２を“Ｈ”にすることによって、実線矢印に示したようにＩ相巻線、II相巻線、III 相巻線それぞれに電流が流れる態様とする。次の６０°〜１２０°のタイミングでは、スイッチング回路３Ｉ；３III におけるスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４；ＳＷ９，ＳＷ１２は“Ｈ”を維持し、スイッチング回路３IIにおけるスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ８は“Ｌ”にして、逆にスイッチング素子ＳＷ６，ＳＷ７を“Ｈ”にすることによって、鎖線矢印に示したようにＩ相巻線、II相巻線、III 相巻線それぞれに電流が流れる態様とする。以下、順次、スイッチング素子の“Ｈ”，“Ｌ”を切り替えることにより、第１の実施の形態の電流による回転磁界と同等の態様の回転磁界を作り出す。
【００４１】
これにより、図１２に示したようにモータ４のＩ〜III 相の中性点ＮＩ，ＮII，ＮIII の電圧はインバータ３の電圧Ｅｄに対してそれぞれ１／２Ｅｄとなり、モータの中性点電圧が時間的にほぼ一定になる。
【００４２】
なお、この実施の形態においても、電解コンデンサー２を省略することができる。
【００４３】
次に、本発明の第４の実施の形態を、図１３に基づいて説明する。第４の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態の回路構成を備えたインバータ駆動モータにあって、モータ４のケース１１内にインバータ４及び電解コンデンサー２を組み込み、あるいはモータ４のケースとインバータ４のケースを一体化した構造を特徴とする。
【００４４】
これにより、配線数が増加した本発明のインバータ駆動モータの全体をコンパクトにして、車載性を向上させることができる。
【００４５】
なお、図１４に示したように、図１１に示した第３の実施の形態の回路構成のインバータ駆動モータにおいても、同様にモータ４のケース１１内にインバータ４及び電解コンデンサー２を組み込み、あるいはモータ４のケースとインバータ４のケースを一体化した構造とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の回路図。
【図２】上記の実施の形態における交流モータの各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示す説明図。
【図３】 交流モータの２系統の中性点電圧の総和を時間的に一定にするインバータと交流モータの巻線の接続関係を示す回路（ただし、モータトルクを発生させることはできない回路）の回路図。
【図４】上記の実施の形態におけるインバータの矩形波駆動時、ＰＷＭ駆動時それぞれの各相のスイッチング駆動波形を示す波形図。
【図５】上記の実施の形態のＰＷＭ駆動時の交流モータの各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示す説明図。
【図６】上記の実施の形態における１つの巻き方で巻いたモータ巻線を示す説明図。
【図７】上記の実施の形態におけるモータ巻線の上記の１つの巻き方を示す説明図。
【図８】上記の実施の形態における他の巻き方で巻いたモータ巻線を示す説明図。
【図９】上記の実施の形態におけるモータ巻線の上記の他の巻き方を示す説明図。
【図１０】本発明の第２の実施の形態の回路図及び各部の電流波形図。
【図１１】本発明の第３の実施の形態の回路図。
【図１２】上記の実施の形態における交流モータの各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示す説明図。
【図１３】本発明の第４の実施の形態の回路図。
【図１４】上記の実施の形態の変形例の回路図。
【図１５】従来例の回路図。
【図１６】上記の従来例における交流モータの各相の巻線に流れる電流と中性点の電圧の電気角による変動を示す説明図。
【図１７】他の従来例の回路図。
【図１８】従来例におけるモータ巻線を示す説明図。
【符号の説明】
１ バッテリ
２ 電解コンデンサー
３ インバータ
３Ａ，３Ｂ スイッチング回路
３Ｉ，３II，３III スイッチング回路
４ 交流モータ
ＳＷ１〜ＳＷ１２ スイッチング素子
ＮＡ，ＮＢ 中性点
ＮＩ，ＮII，ＮIII 中性点
Claims (5)
- 回転磁界を発生するステータ、前記ステータの前記回転磁界により回転して機械的動力を発生するロータ及び前記ステータに電力を供給する２系統の巻線を有し、インバータの２系統のスイッチング回路それぞれに当該２系統の巻線それぞれを接続し、当該２系統のスイッチング回路それぞれのスイッチング動作によって前記２系統の巻線それぞれに供給される電流を制御して前記ステータに前記回転磁界を発生させるインバータ駆動モータであって、
前記巻線を並列に前記ステータに巻いた２系統とし、
第１系統のスイッチング回路と第１の中性点との間に第１系統の巻線を接続し、
第２系統のスイッチング回路と第２の中性点との間に、前記第１系統の巻線と前記第１の中性点との接続の場合とは逆向きに、第２系統の巻線を前記第２の中性点に接続し、
前記第１系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線のある相に供給する電流と、前記第２系統のスイッチング回路から前記第１系統の巻線の前記相に対応する前記第２系統の巻線の相に供給する電流が逆向きに流れるようにスイッチング動作を制御するとともに、前記第１系統の巻線と前記第２系統の巻線に流れる電流が同じ向きに流れるようにスイッチング動作を制御することにより、前記第１の中性点の電圧と前記第２の中性点の電圧との総和がほぼ一定になることを特徴とするインバータ駆動モータ。 - 前記２系統の巻線を同じスロットに２つ並列に巻き、それぞれの系統の巻線のそれぞれに前記インバータの２系統の前記スイッチング回路それぞれを接続し、前記中性点電圧の総和が時間とともにほぼ一定となるように各スイッチング回路のスイッチングタイミングを制御することを特徴とする請求項１に記載のインバータ駆動モータ。
- １相当たり４つ以上のスロットを持ち、１相当たり２系統の巻線のそれぞれに前記インバータのそれぞれの系統のスイッチング回路から電力を供給し、前記中性点電圧の総和が時間とともに変動しないようにしたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ駆動モータ。
- 前記インバータの直流側に電解コンデンサーを設けないことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のインバータ駆動モータ。
- 当該モータのケース内に前記インバータを収容したことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ駆動モータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13473099A JP4269408B2 (ja) | 1999-05-14 | 1999-05-14 | インバータ駆動モータ |
| EP00109913.4A EP1052769B1 (en) | 1999-05-14 | 2000-05-10 | Inverter and motor |
| US09/570,283 US6236583B1 (en) | 1999-05-14 | 2000-05-12 | Inverter and motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13473099A JP4269408B2 (ja) | 1999-05-14 | 1999-05-14 | インバータ駆動モータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000324892A JP2000324892A (ja) | 2000-11-24 |
| JP4269408B2 true JP4269408B2 (ja) | 2009-05-27 |
Family
ID=15135263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13473099A Expired - Fee Related JP4269408B2 (ja) | 1999-05-14 | 1999-05-14 | インバータ駆動モータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4269408B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7489048B2 (en) * | 2006-01-09 | 2009-02-10 | General Electric Company | Energy storage system for electric or hybrid vehicle |
| JP5040249B2 (ja) * | 2006-10-10 | 2012-10-03 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| FR2939983B1 (fr) * | 2008-12-11 | 2010-12-31 | Liebherr Aerospace Toulouse Sas | Dispositif a machine electrique polyphasee et machine electrique associee |
| JP5083305B2 (ja) * | 2009-12-24 | 2012-11-28 | 株式会社デンソー | 電動機駆動装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 |
| JP5578033B2 (ja) * | 2010-11-04 | 2014-08-27 | トヨタ自動車株式会社 | 負荷駆動装置および車両 |
| JP2014079150A (ja) | 2012-09-19 | 2014-05-01 | Toshiba Corp | 電磁機器駆動システム及びモータ駆動車両 |
| JPWO2014207858A1 (ja) * | 2013-06-27 | 2017-02-23 | 株式会社日立製作所 | 回転機および回転機ドライブシステム |
| CN107994814A (zh) * | 2015-12-02 | 2018-05-04 | 刘振韬 | 多相无刷直流电机及其驱动方法 |
| US11515825B2 (en) | 2017-10-10 | 2022-11-29 | Johnson Controls Tyco IP Holdings LLP | Systems and methods for a dual-supply variable speed drive |
-
1999
- 1999-05-14 JP JP13473099A patent/JP4269408B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000324892A (ja) | 2000-11-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3555567B2 (ja) | 回転電機の制御装置 | |
| CN101043197B (zh) | 驱动电路 | |
| US9106168B2 (en) | Method for re-powering a star-connected stator | |
| JP4450125B2 (ja) | 車両用回転電機 | |
| US6429562B2 (en) | Motor/generator | |
| US6236583B1 (en) | Inverter and motor | |
| JP5742850B2 (ja) | 回転電機システム | |
| JP2009303298A (ja) | 交流モータ装置 | |
| EP2412091A2 (en) | Electric motor system | |
| US7635963B2 (en) | Dual motor drive system, control device for the same, and motor to be used in the same | |
| JP2003009486A (ja) | 可変速電動機 | |
| EP2634894A1 (en) | Rotating electric machine | |
| JP4269408B2 (ja) | インバータ駆動モータ | |
| JP6626973B2 (ja) | ６線３相モータおよびモータシステム | |
| WO2018030143A1 (ja) | 駆動装置及び電動モータ駆動装置 | |
| JP4051825B2 (ja) | パワーモジュール及びモータモジュール | |
| JP5301905B2 (ja) | 複数相回転電機駆動装置、複数相発電機用コンバータ、複数相回転電機、及び回転電機駆動システム | |
| JP2008160920A (ja) | 結線パターン切換装置 | |
| JP4476585B2 (ja) | ２ｙモータの固定子構造 | |
| WO2022208929A1 (ja) | 回転電機の固定子、回転電機 | |
| JP2000324891A (ja) | インバータ駆動モータ | |
| US20230155533A1 (en) | Motor control device, electric vehicle, and motor control method | |
| Miyama et al. | Technical arrangement of high-performance techniques achieved by multi-phase permanent magnet synchronous motor systems | |
| JPH0417036B2 (ja) | ||
| JP3851208B2 (ja) | インバータ一体型駆動装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051124 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070903 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20071002 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071203 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080617 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080807 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090203 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090216 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120306 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120306 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130306 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130306 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |