JP2009183115A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】コストダウンと高効率化を図る。
【解決手段】インバータ回路(120)は、６個のスイッチング素子(130)によって同期整流を行うように構成されている。上記スイッチング素子(130)は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子(ここでは、SiC MOSFET)によって構成されている。インバータ回路(120)は、SiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして使用し、同期整流を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子によって構成されたスイッチング素子を有する電力変換装置に関する。
電力変換装置のスイッチング素子の材料として現在はシリコンが広く使われている。しかしながらシリコンを材料としたスイッチング素子の特性は理論限界に近づきつつある。シリコンの理論限界を超える材料にはSiC(シリコンカーバイド)，GaN(窒化ガリウム)，ダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体があり開発が進められている。ワイドバンドギャップ半導体を使用したパワーデバイスには超低損失，高速・高温動作という特徴がある。これらのワイドバンドギャップ半導体のうちパワーデバイスとして最も注目されているのがSiCデバイスであり、電力変換装置のスイッチング素子としてSiC MOSFETが有力視されている。
誘導負荷を駆動するインバータなどでは、スイッチング素子に対して並列にダイオードを接続している。このようなダイオードは還流ダイオードと呼ばれており、逆方向電流を流す働きをする。スイッチング素子としてSiC MOSFETを用いたインバータでは、SiC MOSFETに並列にSiCショットキーバリアダイオード(以下SiC SBD)を接続し、SiC SBDを還流ダイオードとして使用する構成が検討されている。
特開平10-327585号公報 特開2007-129848号公報 日刊工業新聞社,「半導体SiC技術と応用」,松波弘之 編著,2003 オーム社,「SiC素子の基礎と応用」,荒井和雄・吉田貞史 共編,2003
上記のような構成にすることで還流ダイオードでの損失を低減できるが、SiC SBDが必要になるため装置の大型化，コストアップを招くという課題がある。
本発明による電力変換装置は、スイッチング素子(130)によって同期整流を行うように構成された電力変換装置であって、上記スイッチング素子(130)は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子によって構成されており、上記ユニポーラ素子内の寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして用いることを特徴とする。
このように寄生ダイオード(131)を使用することで、還流ダイオード(132)を別途設ける必要がなくスイッチング素子(130)のみで構成でき、コストを抑えられる。また、同期整流をすることで、スイッチング素子(130)が通電し、寄生ダイオード(131)単体よりも導通損を抑えることができる。
また、上記電力変換装置は空気調和機に使用されるものであることを特徴とする。さらに、上記電力変換装置は、上記空気調和機の暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子(130)の電流実効値(Irms)とオン抵抗(Ron)との関係が、Irms＜0.9／Ron になるように構成されていることを特徴とする。
このようにスイッチング素子(130)を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷条件において、還流ダイオード(132)を別途設けなくとも、同等以上の効率を達成でき、コストダウンと高効率化を両立させることが可能となる。
また、上記ワイドバンドギャップ半導体としてSiC,GaN,ダイヤモンドのいずれかを用いることを特徴とする。
また、上記ユニポーラ素子はMOSFETであることを特徴とする。
また、上記電力変換装置は、上記スイッチング素子(130)によって同期整流を行うように構成されたインバータ(120)，コンバータ(110)，マトリクスコンバータ(700)，昇圧チョッパ(111)の少なくとも１つを備えることを特徴とする。
本発明による電力変換装置は、スイッチング素子(130)の寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして用いるため、還流ダイオード(132)を別途設ける必要がなく、コストを抑えられる。また、同期整流をすることで、スイッチング素子(130)に逆方向電流が流れ、寄生ダイオード(131)単体よりも導通損を抑えることができる。
また、空気調和機の暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子(130)の電流実効値(Irms)とオン抵抗(Ron)との関係が、Irms＜0.9／Ron になるようにスイッチング素子を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷条件において、還流ダイオード(132)を別途設けなくとも、同等以上の効率を達成でき、コストダウンと高効率化を両立させることが可能となる。
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。なお、図面においては同一の部分または相当する部分には同じ参照符号を付けてその説明は繰り返さない。また、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。
(第１の実施形態)
本発明の第１の実施形態による電力変換装置の構成を図１に示す。この電力変換装置(100)は、交流電源(10)をコンバータ回路(110)によって整流し、その直流をインバータ回路(120)によって三相交流に変換してモータ(20)に供給するものである。このモータ(20)は空気調和機の冷媒回路に設けられる圧縮機を駆動するものである。なお、図１では、交流電源(10)を単相交流としているが、三相交流としてもよい。
インバータ回路(120)は、６個のスイッチング素子(130)によって同期整流を行うように構成されている。上記スイッチング素子(130)は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子(ここでは、SiC MOSFET)によって構成されている。インバータ回路(120)は、SiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして使用し、同期整流を行う。なお、同期整流とは、図２に示すように、還流ダイオード(131)に逆方向電流が流れた際にSiC MOSFET(130)をオンにし、MOSFET側に逆方向電流を流す制御方法である。これにより逆方向電流が流れた際の導通損失を低減できる。
寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用し同期整流を行う従来技術として、Si MOSFETの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用する技術がある。しかしながら、Si MOSFETの寄生ダイオードの立ち上がり電圧が低いため(約0.7V)、同期整流をしても、すぐに寄生ダイオードが導通する。したがって同期整流の効果は小さい。これに対して、本実施形態のようにSiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして使用した場合には、SiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)の立ち上がり電圧が高いため(約3V)、同期整流をすると、電流が大きくならなければ寄生ダイオード(131)が導通しない。ゆえに、本実施形態のようにSiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして使用すれば、Si MOSFETの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用する場合よりも、同期整流の効果は大きくなる。
また、Si MOSFETの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用し同期整流を行う場合、寄生ダイオードによりリカバリ電流が流れることが問題となっている。そのため、スイッチング速度を遅くしてリカバリ電流を減らす、回路構成を工夫して寄生ダイオードに電流を流さない、回路を付加してリカバリ電流による損失を減らすなどの工夫がされている(特許文献１，２)。
[背景技術]でも説明したとおり、SiC MOSFETをスイッチング素子として使用する場合は、図３に示すように、SiC MOSFET(130)に並列にSiC SBD(132)を接続して還流ダイオードとして使用する構成が検討されている。この構成によれば、SiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)の立ち上がり電圧(約3V)とSiC SBD(132)の立ち上がり電圧(約1V)とが大きく違うため、リカバリ電流の少ないSiC SBD(132)にのみ逆方向電流を流す事ができ、寄生ダイオード(131)に逆方向電流が流れないようにできる。SiC SBDは、リカバリ電流とスイッチング損失を大幅に低減できる事が知られており、このようにSiC MOSFETによれば、Si MOSFETの場合と比べて、リカバリ電流抑制を簡単に実現できる。なお、Si MOSFETでは、並列に接続して還流ダイオードとして使用できるダイオードの立ち上がり電圧は、Si MOSFETの寄生ダイオードと同等であり、寄生ダイオードに逆方向電流が流れないようにする事はできない。
一方、SiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)と同じ構造のSiC pnダイオードのリカバリ電流は小さく、Si pnダイオードよりもスイッチング損失が桁違いに小さくなるため、本実施形態ではリカバリ電流，スイッチング損失を大幅に低減できる。
図３に示した構成ではSiC SBD(132)が必要となりコストアップとなる問題があるが、本実施形態のようにSiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして使い同期整流を行うようにすれば、SiC SBD(132)を設ける必要がなくSiC MOSFET(130)のみで構成でき、コストを抑えられる。また、同期整流をすることで、MOSFET側が通電し、寄生ダイオード(131)単体よりも導通損を抑えることができる。特に軽負荷では、SiC SBD(132)を使うよりも損失を抑えることができる(この点については後述する)。
なお、図１ではインバータ回路(120)内の６個のスイッチング素子(130)すべてに対して寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして使い同期整流を行う構成を適用しているが、一部のスイッチング素子(130)にのみ適用することも可能である。
(スイッチング素子選定条件)
本実施形態のインバータ回路(120)では同期整流によりSiC MOSFET(130)が通電し、従来の構成(SiC MOSFET(130)に並列にSiC SBD(132)を接続して還流ダイオードとして使用する構成，図３参照)ではSiC SBD(132)が通電する。ここで、SiC MOSFET(130)，SiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)，SiC SBD(132)の電圧‐電流特性の概略を図４に示す。SiC MOSFET(130)は定抵抗特性を示す。SiC SBD(132)の立ち上がり電圧は約１Ｖ，SiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)の立ち上がり電圧は約３Ｖである。なお、立ち上がり電圧は物性値により決まっており任意に設定できない。
本実施形態の構成と従来構成(図３)の特性を比較して考えると、端子電圧がSiC SBD(132)の立ち上がり電圧以下では、本実施形態のほうが効率がよい。しかしながら、さらに電流が流れると、従来構成のほうが効率がよくなる。そのため、定格条件，重負荷といった、大きな電流を流す運転状態ではSiC SBD(132)を使用した従来構成のほうが効率がよくなる。一方、軽負荷では、SiC SBD(132)の効果は低く、SiC MOSFET(130)のみの本実施形態の構成のほうが効率がよい。
ここで、電流としてi＝(√2)Irmssinθを流した時の、本実施形態と従来構成(図３)の損失はそれぞれ以下の(式1)〜(式3)で表される。
・本実施形態
（式1）Ron×Irms 2
・従来構成
（式2）Vf×(2√2/π)Irms …ただし、Vf＝const.
（式3）αIrms 2＋β(2(√2)/π)Irms …ただし、Vf(i)＝αi＋β
Irmsは電流実効値，RonはSiC MOSFET(130)のオン抵抗値，VfはSiC SBD(132)の端子電圧である。(式2)はVfを一定値で近似したものであり、(式3)はVfを一次近似したものである。
図４や上式から分かるように、定格負荷や重負荷では本実施形態の損失が大きくなるが、軽負荷では本実施形態の方が損失は小さくなる。定格負荷での効率が重要視される一般的な負荷とは異なり、空調用途では軽負荷での運転時間が長い。そのため、実省エネのためには軽負荷での運転効率が要求される。日本国内において実省エネに最も影響するのが、暖房定格能力に対して1/2の能力を出す条件である、暖房中間負荷と呼ばれる運転条件である。
暖房中間負荷での電流実効値をIrms1とした時、以下の(式4)と(式5)に示す条件が成り立つようにSiC MOSFET(130)を選定する。
（式4）Irms1＜(2(√2)/π)Vf/Ron …ただし、Vf＝const.
（式5）Irms1＜(2(√2)/π)β/(Ron−α) …ただし、Vf(i)＝αi＋β
このようにスイッチング素子を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷において、SiC SBD(132)を使用しなくとも、同等以上の効率を達成でき、コストダウンと高効率化を両立させることが可能となる。
さらに、SiC SBD(132)の立ち上がり電圧は約１Ｖである点を考慮し、Vfを１Ｖとすると、上記(式4)は以下の(式6)のように簡略化できる。
（式6）Irms1＜0.9/Ron
これによりスイッチング素子選定がさらに容易になる。
(第２の実施形態)
本発明の第２の実施形態による電力変換装置の構成を図５に示す。この電力変換装置(500)では、力率改善回路として使用される昇圧チョッパ回路(111)のダイオードとしてSiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)を使用し、同期整流を行う。この同期整流により、特に軽負荷で効率が改善する。またSiCデバイスを使用しているので、Siデバイスに比べリカバリ電流が著しく小さくなり、スイッチング損失を低減できる。
(第３の実施形態)
本発明の第３の実施形態による電力変換装置の構成を図６に示す。この電力変換装置(600)では、コンバータ回路(110)の整流ダイオードとしてSiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)を使用し、同期整流を行う。なお、図６では、商用電源(10)を単相交流としているが、三相交流としてもよい。また、コンバータ回路(110)の整流ダイオードの一部のみをSiC MOSFET(130)の寄生ダイオード(131)とし、残りを通常のダイオードとしてもよい。
(第４の実施形態)
本発明の第４の実施形態による電力変換装置の構成を図７(ａ)に示す。この電力変換装置(700)は、三相交流電源(30)の電線と三相交流モータ(20)の固定子電線とで組み合わせ可能な９つの接点それぞれにスイッチング素子を使用した双方向スイッチ(710)を設けたマトリックスコンバータであり、入力した交流電圧を一旦直流電圧に変換することなく直接交流電圧に変換して出力する。マトリックスコンバータは通流素子数が少ないため、原理的に小型，高効率化が可能となる。マトリックスコンバータに使用するスイッチング素子(710)は双方向に導通させる必要があるため、本実施形態では図７(ｂ)に示すように２個のSiC MOSFET(130)を逆向きに直列接続してスイッチング素子(710)を構成している。
なお、上記各実施形態ではワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子の一例としてSiC MOSFETを示したが、GaNやダイヤモンドなど他のワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子でも同様に考えることができる。
以上説明したように、本発明による電力変換装置は、定格負荷での効率よりも軽負荷での効率が重要となる空気調和機等に適用すれば有用である。
本発明の第１の実施形態による電力変換装置の構成を示す図である。 同期整流の基本的な概念を示す図である。 SiC MOSFETに並列にSiC SBDを接続して還流ダイオードとして使用する構成の一例を示す図である。 SiC MOSFET，SiC MOSFETの寄生ダイオード，SiC SBD(132)の電圧‐電流特性の概略を示す図である。 本発明の第２の実施形態による電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態による電力変換装置の構成を示す図である。 (ａ)は、本発明の第４の実施形態による電力変換装置の構成を示す図である。(ｂ)は、図７(ａ)に示す双方向スイッチ(710)の構成を示す図である。
符号の説明
10 交流電源
20 モータ
100,500,600 電力変換装置
110 コンバータ回路
111 昇圧チョッパ回路(力率改善回路)
120 インバータ回路
130 SiC MOSFET(スイッチング素子)
131 寄生ダイオード
700 マトリックスコンバータ

Claims (6)

  1. スイッチング素子(130)によって同期整流を行うように構成された電力変換装置であって、
    上記スイッチング素子(130)は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子によって構成されており、
    上記ユニポーラ素子内の寄生ダイオード(131)を還流ダイオードとして用いる、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１において、
    上記電力変換装置は空気調和機に使用されるものである、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項２において、
    上記空気調和機の暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子(130)の電流実効値(Irms)とオン抵抗(Ron)との関係が、
    Irms＜0.9／Ron
    になるように構成されている、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項１〜３のいずれか１つにおいて、
    上記ワイドバンドギャップ半導体としてSiC,GaN,ダイヤモンドのいずれかを用いる、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項１〜４のいずれか１つにおいて、
    上記ユニポーラ素子はMOSFETである、
    ことを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項１〜５のいずれか１つにおいて、
    上記スイッチング素子(130)によって同期整流を行うように構成されたインバータ(120)，コンバータ(110)，マトリクスコンバータ(700)，昇圧チョッパ(111)の少なくとも１つを備える、
    ことを特徴とする電力変換装置。
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