CN102751861A - 一种无桥功率因数校正电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种无桥功率因数校正电路，低频桥臂包括两个串联的二极管，分别是第一二极管和第二二极管；三端口网络包括开关管和电感；低频桥臂和三端口网络共同实现功率因数桥正；防雷及浪涌桥臂包括两个串联的二极管，分别是第三二极管和第四二极管；低频桥臂的两端之间连接电容；防雷及浪涌桥臂的两端之间连接电容；第一二极管和第二二极管的公共端连接交流电源的一端，第三二极管和第四二极管的公共端连接交流电源的另一端；三端口网络的第一端和第二端之间连接电容，第三端连接第三二极管和第四二极管的公共端。通过由两个二极管串联组成的防雷及浪涌桥臂来完成防雷及浪涌，改善了EMI特性；降低了整个电路的成本，可以提高工作效率。

Description

一种无桥功率因数校正电路
技术领域
本发明涉及功率因数校正技术领域，特别涉及一种无桥功率因数校正电路。
背景技术
功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系，也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。功率因数可以衡量电力被有效利用的程度，当功率因数越大，代表其电力利用率越高。
功率因数校正(PFC，Power Factor Correction)电路的作用是提高功率因数。
下面介绍现有技术中的几种无桥功率因数校正电路。此处的无桥是指没有整流桥。
参见图1，该图为现有技术中双Boost无桥PFC电路的示意图。
该电路的工作过程为：当交流电源AC为正半波时，第一电感L1、第二二极管D1、第一开关管S1、第二开关管S2的体内二极管(或其自身反向导通)工作在标准Boost模式下；当交流电源AC为负半波时，第二电感L2、第二二极管D2、第二开关管S2、第一开关管S1的体内二极管(或其自身反向导通)工作在标准Boost模式下。
试验证明，单电感的双Boost无桥PFC由于存在半个周期高频结点同L线或N线连接，导致EMI特性非常差，如图2所示(图1与图2的区别是增加了L2)。图1为了改进EMI特性，通过增加一个储能电感L2将高频结点同L线或N线隔离开，这样虽然可以改善EMI，但是仍不能够满足要求。
通过增加箝位电容或者箝位二极管可以减弱共模噪声，参见图3，该图为现有技术中提供了添加了箝位电容的双Boost无桥PFC电路示意图。
该电路的工作过程为：当交流电源AC为正半波时，第一电感L1、第一二极管D1、第一开关管S1、第二开关管S2的体内二极管(或者其自身反向导通)以及第二箝位电容C3工作在标准Boost模式，C3提供了高频通路；当交流电源AC为负半波时，第二电感L2、第二二极管D2、第二开关管S2、第一开关管S1的体内二极管(或者其自身反向导通)以及第一箝位电容C2工作在标准Boost模式，C2提供了高频通路。
但是图3的方案需要额外增加较大的功率器件，即L2及C2和C3，降低了模块的功率密度。
参见图4，该图为现有技术中提供的双向开关无桥PFC电路示意图。
该电路的工作过程为：在交流电源AC为正半波时，第一电感L1、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1以及第四二极管D4工作在标准Boost模式；当交流电源AC为负半波时，第一电感L1、第一开关管S1、第二开关管S2、第二二极管D2以及第三二极管D3工作在标准Boost模式。
图4所示的这种无桥PFC电路与普通的无桥PFC比较，母线电压比较稳定，EMI特性与普通整流桥加上标准Boost相当。但是额外增加了MOS管导通损耗，进而降低了工作效率。
图1-图4的输出端并联有第一电容C1。
综上所述，现有的无桥PFC电路并不能提高工作效率的同时又能改善EMI特性。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种无桥PFC电路，能够提高工作效率的同时又能改善EMI特性。
本发明提供一种无桥功率因数校正电路，包括：低频桥臂、三端口网络、防雷及浪涌桥臂和电容；
所述低频桥臂包括两个串联的二极管，分别是第一二极管和第二二极管；
所述三端口网络包括开关管和电感；低频桥臂和三端口网络共同实现功率因数桥正；
所述防雷及浪涌桥臂包括两个串联的二极管，分别是第三二极管和第四二极管；
所述低频桥臂的两端之间连接所述电容；所述防雷及浪涌桥臂的两端之间连接所述电容；所述第一二极管和第二二极管的公共端连接交流电源的一端，所述第三二极管和第四二极管的公共端连接交流电源的另一端；
所述三端口网络的第一端和第二端之间连接所述电容，第三端连接第三二极管和第四二极管的公共端。
优选地，所述三端口网络包括第一开关管、第二开关管和第一电感；
第一开关管和第二开关管串联，串联后的两端分别作为所述三端口网络第一端和第二端连接所述电容的两端；
第一开关管和第二开关管的公共端连接所述第一电感的一端，第一电感的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二极管和第四二极管的公共端。
优选地，所述三端口网络包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电感和第二电感；
第一开关管和第二开关管串联，串联后的两端分别作为所述三端口网络第一端和第二端连接所述电容的两端；
第三开关管和第四开关管串联，串联后的两端分别作为所述三端口网络第一端和第二端连接所述电容的两端；
第一开关管和第二开关管的公共端连接所述第一电感的一端，第一电感的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二级管和第四二极管的公共端；
第三开关管和第四开关管的公共端连接所述第二电感的一端，第二电感的另一端作为单端口网络的第三端连接所述第三二极管和第四二极管的公共端。
优选地，所述三端口网络包括第一开关管、第二开关管、第五二极管、第六二极管、第一电感和第二电感；
所述第一开关管和第六二极管串联，串联后的两端分别作为三端口网络的第一端和第二端连接所述电容的两端；
所述第五二极管和第二开关管串联，串联后的两端分别作为三端口网络的第一端和第二端连接所述电容的两端；
所述第五二极管和第二开关管的公共端连接第一电感的一端，第一电感的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二极管和第四二极管的公共端；
所述第一开关管和第六二极管的公共端连接第二电感的一端，第二电感的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二极管和第四二极管的公共端。
优选地，所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管整合在一起，由一个整流桥模块实现。
优选地，所述第一二极管和第二二极管为整流二极管。
优选地，所述第三二极管和第四二极管为整流二极管。
优选地，所述开关管为GaN或者SiC材料的MOSFET。
优选地，所述第一电感和第二电感为独立存在的两个电感，或者为以耦合形式存在的两个电感。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明提供的无桥PFC电路，通过由两个二极管串联组成的防雷及浪涌桥臂来完成防雷及浪涌，同图1所示的无桥PFC相比，改善了EMI特性；同图4所示的无桥PFC相比，减少了参与功率变换的高频开关器件(D1和D3)的数量，从而提高功率密度，降低了整个电路的成本。并且，该电路没有增加额外的MOS管导通损耗，所以可以提高工作效率。
附图说明
图1是现有技术中提供的无桥PFC电路示意图；
图2是现有技术中提供的另一种无桥PFC电路示意图；
图3是现有技术中提供的添加了箝位电容的无桥PFC电路示意图；
图4是现有技术中双向开关无桥PFC电路示意图；
图5是现有技术提供的一种无桥PFC电路示意图；
图6是图5所示的电路对应的输入正半周时S2关断时的雷击及浪涌通路示意图；
图7是图5所示的电路对应的输入正半周时S2导通时的雷击及浪涌通路示意图；
图8是图5所示的电路对应的输入负半周时S1关断时的雷击及浪涌通路示意图；
图9是图5所示的电路对应的输入负半周时S1导通时的雷击及浪涌通路示意图；
图10是本发明提供的无桥PFC电路的实施例一示意图；
图11是本发明提供的无桥PFC电路实施例二示意图；
图12是整流桥堆的示意图；
图13是图11对应的输入正半周时雷击及浪涌通路示意图；
图14是图11对应的输入负半周时雷击及浪涌通路示意图；
图15是本发明提供的无桥PFC电路实施例三示意图；
图16是本发明提供的无桥PFC电路实施例四示意图。
具体实施方式
为了使本领域技术人员能够更好地理解和实施本发明的技术方案，下面首先介绍现有技术中的一种无桥PFC电路。
参见图5，该图为现有技术提供的一种无桥PFC电路示意图。
该无桥PFC电路包括一个高频桥臂和一个低频桥臂，其中高频桥臂包括串联的第一开关管S1和第二开关管S2，低频桥臂包括串联的第一二极管D1和第二二极管D2。
低频桥臂和高频桥臂的两端均并联在电容C1的两端。
第一二极管D1和第二二极管D2的公共端连接交流电源AC的一端，第一开关管S1和第二开关管S2的公共端通过第一电感L1连接交流电源AC的另一端。
图5所示的这种无桥PFC电路由于其B点电位在输入电源的正半周期能够始终箝位在输入N线上，A点电位在输入电源的负半周期能够始终箝位在输入N线上，母线和大地之间没有高频的电压跳变，减小了通过A点对大地的耦合电容和B点对大地的耦合电容的共模噪声。并且由于其减小了在MOS导通以及关断时功率器件的数量，因此也提高了整个电路的效率和功率密度。
但是图5所示的电路没有提供防雷击及浪涌措施，因此当电路中存在雷击及浪涌时，将造成功率器件的损坏。下面结合附图进行详细的介绍。
参见图6，该图为图5所示的电路对应的输入正半周时S2关断时的雷击及浪涌通路示意图。如果在雷击及浪涌下，则经过H点的电压或者电流会超过S1或者S2的电压或者电流额定值，进而造成其损坏。
参见图7，该图为图5所示的电路对应的输入正半周时S2导通时的雷击及浪涌通路示意图。如果在雷击及浪涌下，则经过H点的电压或者电流会超过S1或者S2的电压或者电流额定值，进而造成其损坏。
参见图8，该图为图5所示的电路对应的输入负半周时S1关断时的雷击及浪涌通路示意图。如果在雷击及浪涌下，则经过H点的电压或者电流会超过S1或者S2的电压或者电流额定值，进而造成其损坏。
参见图9，该图为图5所示的电路对应的输入负半周时S1导通时的雷击及浪涌通路示意图。如果在雷击及浪涌下，则经过H点的电压或者电流会超过S1或者S2的电压或者电流额定值，进而造成其损坏。
本发明基于图5所示的无桥PFC电路存在的缺点，提供了防雷击及浪涌通路。为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
参见图10，该图为本发明提供的无桥PFC电路的实施例一示意图。
本实施例提供的无桥功率因数校正电路，包括：低频桥臂100、三端口网络200、防雷及浪涌桥臂300和电容C1；
所述低频桥臂100包括两个串联的二极管，分别是第一二极管D1和第二二极管D2；
所述三端口网络200包括开关管和电感；低频桥臂100和三端口网络200共同实现功率因数桥正；
所述防雷及浪涌桥臂300包括两个串联的二极管，分别是第三二极管D3和第四二极管D4；
所述低频桥臂100的两端之间连接所述电容C1；所述防雷及浪涌桥臂300的两端之间连接所述电容C1；所述第一二极管D1和第二二极管D2的公共端连接交流电源AC的一端，所述第三二极管D3和第四二极管D4的公共端连接交流电源AC的另一端；
所述三端口网络200的第一端和第二端之间连接所述电容C1，第三端连接第三二极管D3和第四二极管D4的公共端。
本发明提供的无桥PFC电路，通过由两个整流二极管串联组成的防雷及浪涌桥臂来完成防雷及浪涌，同图1所示的无桥PFC相比，改善了EMI特性；同图4所示的无桥PFC相比，减少了参与功率变换的高频开关器件(D1和D3)的数量，从而提高功率密度，降低了整个电路的成本。并且，该电路没有增加额外的MOS管导通损耗，所以可以提高工作效率。
下面结合具体实施例说明本发明提供的无桥PFC电路的实现方式，以下几个实施例的区别是提供了几种不同的三端口网络。
参见图11，该图为本发明提供的无桥PFC电路实施例二示意图。
本实施例提供的无桥PFC电路与图10的区别是公开了一种具体的三端口网络，该三端口网络与低频桥臂共同实现PFC的功能。
本实施例提供的三端口网络包括第一开关管S1、第二开关管S2和第一电感L1；
第一开关管S1和第二开关管S2串联，串联后的两端分别作为三端口网络的第一端和第二端连接所述电容C1的两端；
第一开关管S1和第二开关管S2的公共端连接所述第一电感L1的一端，第一电感L1的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二极管D3和第四二极管D4的公共端。
本实施例提供的无桥PFC电路中的低频桥臂和防雷及浪涌桥臂的可以整合在一起，由一个整流桥模块来实现，例如由整流桥堆如图12所示来实现。这样可以优化模块内部器件的布局，使其更为紧凑。
下面结合附图介绍本实施例提供的无桥PFC电路的工作过程。
参见图13，该图为图11对应的输入正半周时雷击及浪涌通路示意图。
当交流电源AC为正半周时，第一电感L1、第一开关管S1的体内二极管、第二开关管S2、第二二极管D2工作在标准Boost模式下。
此时的雷击及浪涌通路为：AC-D3-C1-D2-AC。在浪涌下，由于D2和D3导通，则K点的电压由于大电容C1的箝位作用不会有很大的波动，进而H点的电位也不会出现较大波动，保护S1和S2不被损坏。在雷击下，由于D2和D3导通，由于大电容C1提供的高频低阻回路，使得S1和S2不会有雷击引起的大脉冲电流流过，保护S1和S2不被损坏。
参见图14，该图为图11对应的输入负半周时雷击及浪涌通路示意图。
当交流电源AC为负半周时，第一电感L1、第二开关管S2的体内二极管、第一开关管S1、第一二极管D1工作在标准Boost模式下。
此时的雷击及浪涌通路为：AC-D1-C1-D4-AC。在浪涌下，由于D1和D4导通，则K点的电压由于大电容C1的箝位作用不会有很大的波动，进而H点的电位也不会出现较大波动，保护S1和S2不被损坏。在雷击下，由于D1和D4导通，由于大电容C1提供的高频低阻回路，使得S1和S2不会有雷击引起的大脉冲电流流过，保护S1和S2不被损坏。
参见图15，该图为本发明提供的无桥PFC电路实施例三示意图。
本实施例与图11的区别是提供了另外一种三端口网络。
本实施例提供的三端口网络包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第一电感L1和第二电感L2；
第一开关管S1和第二开关管S2串联，串联后的两端分别作为三端口网络的第一端和第二端连接所述电容C1的两端；
第三开关管S3和第四开关管S4串联，串联后的两端分别作为三端口网络的第一端和第二端连接所述电容C1的两端；
第一开关管S1和第二开关管S2的公共端连接所述第一电感L1的一端，第一电感L1的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二级管D3和第四二极管D4的公共端；
第三开关管S3和第四开关管S4的公共端连接所述第二电感L2的一端，第二电感L2的另一端作为单端口网络的第三端连接所述第三二极管D3和第四二极管D4的公共端。
需要说明的是，所述第一电感L1和第二电感L2可以为独立存在的两个电感，也可以为以耦合形式存在的两个电感。
本实施例提供的三端口网络包括两个高频桥臂和两个电感；
该实施例提供的无桥PFC电路的工作过程为：
当交流电源AC为正半周时，第一电感S1、第一开关管S1的体内二极管、第二开关管S2、第二二极管D2工作在标准的Boost模式；第二电感L2、第三开关管S3的体内二极管、第四开关管S4和第二二极管D2工作在标准的Boost模式下；两个Boost以交错并联的模式进行控制。
当交流电源AC为负半周时，第一电感L1、第二开关管S2的体内二极管、第一开关管S1、第一二极管D1工作在标准的Boost模式下；第二电感L2、第四开关管S4的体内二极管、第三开关管S3和第一二极管D1工作在标准的Boost模式下；两个Boost以交错并联的模式进行控制。
参见图16，该图为本发明提供的无桥PFC电路实施例四示意图。
本实施例与图11的区别是提供了另外一种三端口网络。
本实施例提供的三端口网络包括第一开关管S1、第二开关管S2、第五二极管D5、第六二极管D6、第一电感L1和第二电感L2；
所述第一开关管S1和第六二极管D6串联，串联后的两端分别作为三端口网络的第一端和第二端连接所述电容C1的两端；
所述第五二极管D5和第二开关管S2串联，串联后的两端分别作为三端口网络的第一端和第二端连接所述电容C1的两端；
所述第五二极管D5和第二开关管S2的公共端连接第一电感L1的一端，第一电感L1的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二极管D3和第四二极管D4的公共端；
所述第一开关管S1和第六二极管D6的公共端连接第二电感L2的一端，第二电感L2的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二极管D3和第四二极管D4的公共端。
需要说明的是，所述第一电感L1和第二电感L2可以为独立存在的两个电感，也可以为以耦合形式存在的两个电感。
本实施例提供的无桥PFC电路的工作过程为：
当交流电源AC为正半周时，第一电感L1、第五二极管D5、第二开关管S2、第二二极管D2工作在标准Boost模式下；
当交流电源AC为负半周时，第二电感L2、第一开关管S1、第六二极管D6、第一二极管D1工作在标准Boost模式下。
以上实施例提供的无桥PFC电路均通过第三二极管和第四二极管组成的防雷及浪涌桥臂来实现防雷和浪涌功能，通常可以将防雷及浪涌桥臂的两个二极管和低频桥臂的两个二极管整合在一起，由一个整流桥器件来实现，这样可以提高电路的功率密度，降低成本。
以上所有实施例中的第一二极管和第二二极管优选为整流二极管；所述第三二极管和第四二极管优选为整流二极管；所述第一开关管和第二开关管优选为具有良好反向恢复特性的GaN或者SiC材料的MOSFET；但是这不局限于GaN或者SiC材料的器件。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (9)

1.一种无桥功率因数校正电路，其特征在于，包括：低频桥臂、三端口网络、防雷及浪涌桥臂和电容；
所述低频桥臂包括两个串联的二极管，分别是第一二极管和第二二极管；
所述三端口网络包括开关管和电感；低频桥臂和三端口网络共同实现功率因数桥正；
所述防雷及浪涌桥臂包括两个串联的二极管，分别是第三二极管和第四二极管；
所述低频桥臂的两端之间连接所述电容；所述防雷及浪涌桥臂的两端之间连接所述电容；所述第一二极管和第二二极管的公共端连接交流电源的一端，所述第三二极管和第四二极管的公共端连接交流电源的另一端；
所述三端口网络的第一端和第二端之间连接所述电容，第三端连接第三二极管和第四二极管的公共端。
2.根据权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述三端口网络包括第一开关管、第二开关管和第一电感；
第一开关管和第二开关管串联，串联后的两端分别作为所述三端口网络第一端和第二端连接所述电容的两端；
第一开关管和第二开关管的公共端连接所述第一电感的一端，第一电感的另一端作为三端口网络的第三端连接所述第三二极管和第四二极管的公共端。
3.根据权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述三端口网络包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电感和第二电感；
第一开关管和第二开关管串联，串联后的两端分别作为所述三端口网络第一端和第二端连接所述电容的两端；
第三开关管和第四开关管串联，串联后的两端分别作为所述三端口网络第一端和第二端连接所述电容的两端；
第一开关管和第二开关管的公共端连接所述第一电感的一端，第一电感的另一端作为所述三端口网络的第三端连接所述第三二级管和第四二极管的公共端；
第三开关管和第四开关管的公共端连接所述第二电感的一端，第二电感的另一端作为所述三端口网络的第三端连接所述第三二极管和第四二极管的公共端。
4.根据权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述三端口网络包括第一开关管、第二开关管、第五二极管、第六二极管、第一电感和第二电感；
所述第一开关管和第六二极管串联，串联后的两端分别作为所述三端口网络的第一端和第二端连接所述电容的两端；
所述第五二极管和第二开关管串联，串联后的两端分别作为所述三端口网络的第一端和第二端连接所述电容的两端；
所述第五二极管和第二开关管的公共端连接第一电感的一端，第一电感的另一端作为所述三端口网络的第三端连接所述第三二极管和第四二极管的公共端；
所述第一开关管和第六二极管的公共端连接第二电感的一端，第二电感的另一端作为所述三端口网络的第三端连接所述第三二极管和第四二极管的公共端。
5.根据权利要求1-4任一项所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管整合在一起，由一个整流桥模块实现。
6.根据权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述第一二极管和第二二极管为整流二极管。
7.根据权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述第三二极管和第四二极管为整流二极管。
8.根据权利要求1所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述开关管为GaN或者SiC材料的MOSFET。
9.根据权利要求3或4所述的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述第一电感和第二电感为独立存在的两个电感，或者为以耦合形式存在的两个电感。
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