CN102427303A - 一种单相逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种单相逆变器，包括：直流电源的正端通过依次串联的第一、二、七、八开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的第五、六、三、四开关管连接直流电源的负端；第一开关管的第二端与第五开关管的第二端短接；第三开关管的第二端与第七开关管的第二端短接；第二开关管的第二端与第六开关管的第二端为所述单相逆变器的交流输出端；第二开关管反向并联第二二极管，第三开关管反向并联第三二极管，第六开关管反向并联第六二极管，第七开关管反向并联第七二极管。本发明实施例单相逆变器，可以提高逆变器的输出电能质量。

Description

一种单相逆变器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种单相逆变器。

背景技术

根据逆变器应用场合和控制方式的不同，可以将其分为离网型逆变器和并网型逆变器。在并网型逆变器中，根据是否带有变压器，又可以分为变压器隔离型逆变器和无变压器型逆变器。无变压器型逆变器由于其系统结构简单、效率高、体积小、成本低等诸多优点，得到了快速的发展，已经成为光伏中小功率的主流。

无变压器型逆变器由于不能实现直流输入源和交流负载间的电气隔离，漏电流问题是其可靠性的关键指标之一。而传统的H4拓扑已经不能同时兼顾漏电流和高效率两方面问题。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种单相逆变器，用于提高逆变器的输出电能质量；而且进一步提供了单相逆变器应用于单位功率因数的调制策略和/或需求无功功率场合的调制策略。

本发明提供一种单相逆变器，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管；

直流电源的正端通过依次串联的所述第一开关管、第二开关管、第七开关管、第八开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的所述第五开关管、第六开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；

所述第一开关管的第二端与所述第五开关管的第二端短接；所述第三开关管的第二端与所述第七开关管的第二端短接；

所述第二开关管的第二端与所述第六开关管的第二端为所述单相逆变器的交流输出端；

第二开关管反向并联第二二极管，第三开关管反向并联第三二极管，第六开关管反向并联第六二极管，第七开关管反向并联第七二极管。

优选地，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管的第二端通过依次串联的所述第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第六开关管的第二端。

优选地，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第一、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六二极管、第二开关管、交流负载、第六二极管；

第三工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第七二极管、交流负载、第三开关管；

第四工作模态：第五、六、七、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第五开关管、第六开关管、交流负载、第七开关管、第八开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第六、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第六开关管、交流负载→、第二二极管；

第六工作模态：第五、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第七开关管、第三二极管、交流负载、第七开关管。

优选地，在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

优选地，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管持续截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管持续截止；

所述第四开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第六开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第八开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止。

本发明还提供一种单相逆变器，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管；

直流电源的正端通过依次串联的所述第一开关管、第二开关管、第七开关管、第八开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的所述第五开关管、第六开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；

每个开关管分别反向并联一个二极管；

所述第一开关管的第二端与所述第五开关管的第二端短接；所述第三开关管的第二端与所述第七开关管的第二端短接；

所述第二开关管的第二端与所述第六开关管的第二端为所述单相逆变器的交流输出端；

第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管分别反向并联第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管。

优选地，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管的第二端通过依次串联的所述第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第六开关管的第二端。

优选地，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第一、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六二极管、第二开关管、交流负载、第六二极管；

第三工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第七二极管、交流负载、第三开关管；

第四工作模态：第五、六、七、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第五开关管、第六开关管、交流负载、第七开关管、第八开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第六、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第六开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第五、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第七开关管、第三二极管、交流负载、第七开关管。

优选地，在输出电压的正半周，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

优选地，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管持续截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管持续截止；

所述第四开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第六开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第八开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止。

优选地，所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时，对应的八个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第一、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六二极管、第二开关管、交流负载、第六二极管；

第三工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第七二极管、交流负载、第三开关管；

第四工作模态：第五、六、七、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第五开关管、第六开关管、交流负载、第七开关管、第八开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第六、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第六开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第五、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第七开关管、第三二极管、交流负载、第七开关管；

第七工作模态：第一、二、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第四二极管、第三二极管，另一路电流流经第八二极管、第三二极管，然后两路电流汇合后流经交流负载再分为两路，一路流经第二二极管、第一二极管、直流电源正母线，另一路流经第二二极管、第五二极管、直流电源正母线；

第八工作模态：第五、六、七、八开关管导通，其余开关管均截止；电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第八二极管、第七二极管，另一路电流流经第四二极管、第七二极管，然后两路电流汇合后流经交流负载再分为两路，一路流经第六二极管、第五二极管、直流电源正母线，另一路流经第六二极管、第一二极管、直流电源正母线。

优选地，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管持续截止；

所述第二开关管的导通时序信号，由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号，由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号，由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第八开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止。

优选地，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管持续截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第八开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明实施例所述单相逆变器采用上述新的拓扑结构——第一开关管的第二端与第五开关管的第二端短接，第三开关管的第二端与第七开关管的第二端短接；所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，为第二开关管反向并联第二二极管，第三开关管反向并联第三二极管，第六开关管反向并联第六二极管，第七开关管反向并联第七二极管。对于本发明实施例所述单相逆变器的拓扑结构，可以在应用于单位功率因数的场合时通过采用单极性倍频调制策略，使得输出的等效开关频率提高一倍，从而实现提高逆变器的输出电能质量。

进一步的，本发明实施例所述单相逆变器的每个开关管均反向并联一个二极管，这样本发明实施例所述单相逆变器就可以满足单位功率因数场合和需求无功功率场合下的两种调制策略。而且采用需求无功功率的调制策略时，即使所述单相逆变器当前工作于单位功率因数状态，也不需要进行需求无功功率的调制策略向单位功率因数的调制策略切换。

进一步方案，对于新的拓扑结构，通过采用单极性倍频调制策略，使得输出的等效开关频率提高一倍，进一步减小了输出电流纹波，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，并同时解决了单相非隔离型光伏逆变器的漏电流问题。

附图说明

图1是本发明实施例一所述单相逆变器的拓扑图；

图2是本发明实施例一所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；

图3是本发明实施例一所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；

图4是本发明实施例一所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；

图5是本发明实施例一所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；

图6是本发明实施例一所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；

图7是本发明实施例一所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图；

图8是本发明第二实施例所述单相逆变器的拓扑图；

图9是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第一工作模态对应拓扑图；

图10是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第二工作模态对应拓扑图；

图11是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第三工作模态对应拓扑图；

图12是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第四工作模态对应拓扑图；

图13是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第五工作模态对应拓扑图；

图14是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第六工作模态对应拓扑图；

图15为本发明第二实施例所述单相逆变器处于第七工作模态对应拓扑图；

图16为本发明第二实施例所述单相逆变器处于第八工作模态对应拓扑图；

图17是本发明第一、二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的七个开关管的导通时序示意图；

图18是本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率场合下的七个开关管的导通时序示意图；

图19是本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率场合下的七个开关管的导通时序示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

本发明要解决的技术问题是提供一种单相逆变器，提高逆变器的输出电能质量，减小电感电流的纹波，解决了漏电流的问题；而且进一步提供了单相逆变器应用于单位功率因数的调制策略和/或无功功率场合的调制策略。

参照图1，为本发明实施例一所述单相逆变器的拓扑图。本发明实施例一所述单相逆变器，包括：第一开关管TA1、第二开关管TA2、第三开关管TA3、第四开关管TA4、第五开关管TB1、第六开关管TB2、第七开关管TB3、第八开关管TB4。

直流电源的正端(直流电源正母线)通过第一电容C1连接直流电源的负端(直流电源负母线)。

直流电源的正端通过依次串联的第一开关管TA1、第二开关管TA2、第七开关管TB3、第八开关管TB4连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的第五开关管TB1、第六开关管TB2、第三开关管TA3、第四开关管TA4连接直流电源的负端。

所述第一开关管TA1的第二端(即为第二开关管TA2的第一端)与所述第五开关管TB1的第二端(即为第六开关管TB2的第一端)短接；所述第三开关管TA3的第二端(即为第四开关管TA4的第一端)与所述第七开关管TB3的第二端(即为第八开关管TB4的第一端)短接。

所述第二开关管TA2的第二端(即为第七开关管TB3的第一端)与所述第六开关管TB2的第二端(即为第三开关管TA3的第一端)为所述单相逆变器的交流输出端，连接交流负载。所述交流负载可以为电网。

所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，为第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2，第三开关管TA3反向并联第三二极管DA3，第六开关管TB2反向并联第六二极管DB2，第七开关管TB3反向并联第七二极管DB3。

本发明实施例所述单相逆变器采用上述新的拓扑结构——第一开关管TA1的第二端与第五开关管TB1的第二端短接，第三开关管TA3的第二端与第七开关管TB3的第二端短接；所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，为第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2，第三开关管TA3反向并联第三二极管DA3，第六开关管TB2反向并联第六二极管DB2，第七开关管TB3反向并联第七二极管DB3。对于本发明实施例所述单相逆变器的拓扑结构，可以在应用于单位功率因数的场合时通过采用单极性倍频调制策略，使得输出的等效开关频率提高一倍，从而实现提高逆变器的输出电能质量。

需要说明的是，本发明实施例中，所述第一开关管TA1、第二开关管TA2、第三开关管TA3、第四开关管TA4、第五开关管TB1、第六开关管TB2、第七开关管TB3、第八开关管TB4均可以为IGBT管，所述第一开关管TA1、第二开关管TA2、第三开关管TA3、第四开关管TA4、第五开关管TB1、第六开关管TB2、第七开关管TB3、第八开关管TB4的第一端为集电极，第二端为发射极。

所述第一开关管TA1、第二开关管TA2、第三开关管TA3、第四开关管TA4、第五开关管TB1、第六开关管TB2、第七开关管TB3、第八开关管TB4还可以均为MOSFET等半导体器件。

本发明实施例所述单相逆变器的滤波电路具体可以采用L型滤波器，还可以采用LC型或LCL型滤波器作为滤波电路。

参见图1，本发明实施例所述单相逆变器具体可以包括第一电感L1、第二电感L2作为滤波电路，还包括第二电容C。

所述第二开关管TA2的第二端通过依次串联的第一电感L1、电网VG和第二电感L2连接到所述第六开关管TB2的第二端。所述第二电容C与电网VG并联。

参照图2至图7，图2是本发明实施例一所述单相逆变器处于第一工作模态对应的拓扑图；图3是本发明实施例一所述单相逆变器处于第二工作模态对应的拓扑图；图4是本发明实施例一所述单相逆变器处于第三工作模态对应的拓扑图；图5是本发明实施例一所述单相逆变器处于第四工作模态对应的拓扑图；图6是本发明实施例一所述单相逆变器处于第五工作模态对应的拓扑图；图7是本发明实施例一所述单相逆变器处于第六工作模态对应的拓扑图。

本发明第一实施例所述单相逆变器可以应用于单位功率因数的场合。本发明第一实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略时，电流回路参见图2至图7所示，对应六个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管TA1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图2，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管TA1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第三开关管TA3→第四开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第一、四开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图3，电流路径为：电流经第六二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六二极管DB2。

第三工作模态：第一、三开关管TA1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图4，电流路径为：电流经第三开关管TA3→第七二极管DB3→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第三开关管TA3。

第四工作模态：第五、六、七、八开关管TB1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图5，电流路径为：电流经直流电源正母线→第五开关管TB1→第六开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第七开关管TB3→第八开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第六、八开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图6，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第六开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第五、七开关管TB1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图7，电流路径为：电流经第七开关管TB3→第三二极管DA3→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第七开关管TB3。

本发明第一实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下，电压和电流同相位(即为电压为正时电流为正，电压为负时电流为负)，在电压为正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在电压为负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

本文所述的正弦调制波是工频，三角载波是高频，例如三角载波为20kHz。

参见图17，该图为本发明第一、二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的七个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略八个开关管的导通时序为：

第一开关管TA1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管TA1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管TA1持续截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管TA2持续截止。

第三开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管TA3持续截止。

第四开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管TA4持续截止。

第五开关管TB1在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管TB1的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管TB1导通，反之截止。

第六开关管TB2在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管TB2的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管TB2导通，反之截止。

第七开关管TB3在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TB3的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第七开关管TB3导通，反之截止。

第八开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管TB4的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管TB4导通，反之截止。

本发明第一实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图17，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，并同时解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

参见图8，该图为本发明第二实施例所述单相逆变器的拓扑图。

本发明第二实施例所述单相逆变器与第一实施例的区别在于：所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合和/或需求无功功率的场合时，每个开关管分别反向并联一个二极管。

具体的，第一开关管TA1反向并联第一二极管DA1；第二开关管TA2反向并联第二二极管DA2；第三开关管TA3反向并联第三二极管DA3；第四开关管TA4反向并联第四二极管DA4；第五开关管TB1反向并联第五二极管DB1；第六开关管TB2反向并联第六二极管DB2；第七开关管TB3反向并联第七二极管DB3；第八开关管TB4反向并联第八二极管DB4。

本发明第二实施例所述单相逆变器不仅可以应用于单位功率因数的场合，还可以应用于需求无功功率的场合。

参见图9至图14，图9是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第一工作模态对应拓扑图；图10是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第二工作模态对应拓扑图；图11是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第三工作模态对应拓扑图；图12是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第四工作模态对应拓扑图；图13是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第五工作模态对应拓扑图；图14是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第六工作模态对应拓扑图。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略时，电流回路参见图9至图14所示，对应六个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管TA1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图9，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管TA1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第三开关管TA3→第四开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第一、四开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图10，电流路径为：电流经第六二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六二极管DB2。

第三工作模态：第一、三开关管TA1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图11，电流路径为：电流经第三开关管TA3→第七二极管DB3→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第三开关管TA3。

第四工作模态：第五、六、七、八开关管TB1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图12，电流路径为：电流经直流电源正母线→第五开关管TB1→第六开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第七开关管TB3→第八开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第六、八开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图13，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第六开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第五、七开关管TB1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图14，电流路径为：电流经第七开关管TB3→第三二极管DA3→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第七开关管TB3。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下，电压和电流同相位(即为电压为正时电流为正，电压为负时电流为负)，在电压为正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在电压为负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

参见图17，该图为本发明第一、二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数场合下的七个开关管的导通时序示意图。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合的调制策略：

第一开关管TA1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管TA1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管TA1持续截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管TA2持续截止。

第三开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管TA3持续截止。

第四开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管TA4持续截止。

第五开关管TB1在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管TB1的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管TB1导通，反之截止。

第六开关管TB2在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管TB2的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管TB2导通，反之截止。

第七开关管TB3在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管TB3的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第七开关管TB3导通，反之截止。

第八开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管TB4的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管TB4导通，反之截止。

本发明第二实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图17，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合。

参见图9至图16，图9是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第一工作模态对应拓扑图；图10是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第二工作模态对应拓扑图；图11是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第三工作模态对应拓扑图；图12是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第四工作模态对应拓扑图；图13是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第五工作模态对应拓扑图；图14是本发明第二实施例所述单相逆变器处于第六工作模态对应拓扑图；图15为本发明第二实施例所述单相逆变器处于第七工作模态对应拓扑图；图16为本发明第二实施例所述单相逆变器处于第八工作模态对应拓扑图。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合的调制策略时，电流回路参见图9至图16所示，对应八个工作模态(导通时为粗实线，没有导通时为细实线)：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管TA1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图9，电流路径为：电流经直流电源正母线→第一开关管TA1→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第三开关管TA3→第四开关管TA4→直流电源负母线。

第二工作模态：第一、四开关管TA2和TA4导通，其余开关管均截止；参见图10，电流路径为：电流经第六二极管DB2→第二开关管TA2→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第六二极管DB2。

第三工作模态：第一、三开关管TA1和TA3导通，其余开关管均截止；参见图11，电流路径为：电流经第三开关管TA3→第七二极管DB3→第一电感L1→电网VG→第二电感L2→第三开关管TA3。

第四工作模态：第五、六、七、八开关管TB1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管均截止；参见图12，电流路径为：电流经直流电源正母线→第五开关管TB1→第六开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第七开关管TB3→第八开关管TB4→直流电源负母线。

第五工作模态：第六、八开关管TB2、TB4导通，其余开关管均截止；参见图13，电流路径为：电流经第二二极管DA2→第六开关管TB2→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第二二极管DA2。

第六工作模态：第五、七开关管TB1、TB3导通，其余开关管均截止；参见图14，电流路径为：电流经第七开关管TB3→第三二极管DA3→第二电感L2→电网VG→第一电感L1→第七开关管TB3。

第七工作模态：第一、二、三、四开关管TA1、TA2、TA3、TA4导通，其余开关管均截止；参见图15，电流经直流电源负母线至直流电源正母线的路径不同。电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第四二极管DA4→第三二极管DA3，另一路电流流经第八二极管DB4→第三二极管DA3，然后两路电流汇合后流经第二电感L2→电网VG→第一电感L1再分为两路，一路流经第二二极管DA2→第一二极管DA1→直流电源正母线，另一路流经第二二极管DA2→第五二极管DB1→直流电源正母线。

第八工作模态：第五、六、七、八开关管TB1、TB2、TB3、TB4导通，其余开关管截止；参见图16，电流经直流电源负母线至直流电源正母线的路径不同。电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第八二极管DB4→第七二极管DB3，另一路电流流经第四二极管DA4→第七二极管DB3，然后两路电流汇合后流经第一电感L1→电网VG→第二电感L2再分为两路，一路流经第六二极管DB2→第五二极管DB1→直流电源正母线，另一路流经第六二极管DB2→第一二极管DA1→直流电源正母线。

由于需求无功功率场合的上述八个工作模态的存在，因此每个开关管均需要反向并联有一个二极管，以提供上述电流通道。

本发明实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率的场合，需求无功功率的场合电压电流不在同相位(即为电压为正时电流可能为正也可能为负，电压为负时电流可能为正也可能为负)，因此需要可靠保证电压为正时，为电流提供两个流通路径，即是此时第一工作模态和第七工作模态同时存在；第二工作模态和第五工作模态同时存在(即为第二、六开关管TA2、TB2同时导通)；还需要保证电压为负时，也为电流提供两个流通路径，即是此时第四工作模态和第八工作模态同时存在，第三工作模态和第六工作模态同时存在(即为第三、七开关管TA3、TB3同时导通)。

参见图18，该图为本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第一种需求无功功率场合下的七个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略对应七个开关管的导通时序为：

第一开关管TA1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管TA1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管TA1持续截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止。

第三开关管TA3的导通时序信号，由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管TA3导通，反之截止。

第四开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管TA4持续截止。

第五开关管TB1在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管TB1的导通时序信号由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管TB1导通，反之截止。

第六开关管TB2的导通时序信号，由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管TB2导通，反之截止。

第七开关管TB3的导通时序信号，由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TB3导通，反之截止。

第八开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管TB4的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管TB4导通，反之截止。

本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率的场合，需求无功功率的场合电压电流不在同相位(即为电压为正时电流可能为正也可能为负，电压为负时电流可能为正也可能为负)，因此需要可靠保证电压为正时，为电流提供两个流通路径即是此时第一工作模态和第七工作模态同时存在；第二工作模态和第六工作模态同时存在(即为第二、七开关管TA2、TB3同时导通)；保证电压为负时，也为电流提供两个流通路径，即是此时第四工作模态和第八工作模态同时存在，第三工作模态和第五工作模态同时存在(即为第三、六开关管TA3、TB2同时导通)。

参见图19，该图为本发明第二实施例所述单相逆变器应用于第二种需求无功功率场合下的七个开关管的导通时序示意图。

此时，调制策略对应七个开关管的导通时序为：

第一开关管TA1的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管TA1导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管TA1持续截止。

第二开关管TA2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第二开关管TA2导通，反之截止。

第三开关管TA3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管TA3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第三开关管TA3导通，反之截止。

第四开关管TA4的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管TA4导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管TA4持续截止。

第五开关管TB1在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管TB1的导通时序信号由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管TB1导通，反之截止。

第六开关管TB2的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第六开关管TB2导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管TB2导通，反之截止。

第七开关管TB3的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第七开关管TB3导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管TB3导通，反之截止。

第八开关管TB4在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管TB4的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管TB4导通，反之截止。

由上述可知，本发明第二实施例所述单相逆变器的每个开关管均反向并联一个二极管，这样本发明第二实施例所述单相逆变器就可以满足单位功率因数场合和需求无功功率场合下的两种调制策略。并且当采用需求无功功率的调制策略时，即使所述单相逆变器当前工作于单位功率因数状态，也不需要进行需求无功功率的调制策略向单位功率因数的调制策略切换。

本发明实施例所述单相逆变器构造了新的电路拓扑，引入单极倍频调制，结合图17至19所示，可以看到通过采用单极倍频调制，使得输出Vo的等效开关频率提高一倍，由此可以使得输出电流纹波进一步减小，提高了逆变器的输出电能质量，减小了滤波电感的体积，从而降低了滤波电感上的损耗，解决了倍频调制策略应用中的漏电流问题。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (13)

1.一种单相逆变器，其特征在于，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管；

直流电源的正端通过依次串联的所述第一开关管、第二开关管、第七开关管、第八开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的所述第五开关管、第六开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；

所述第一开关管的第二端与所述第五开关管的第二端短接；所述第三开关管的第二端与所述第七开关管的第二端短接；

所述第二开关管的第二端与所述第六开关管的第二端为所述单相逆变器的交流输出端；

第二开关管反向并联第二二极管，第三开关管反向并联第三二极管，第六开关管反向并联第六二极管，第七开关管反向并联第七二极管。

2.根据权利要求1所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管的第二端通过依次串联的所述第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第六开关管的第二端。

3.根据权利要求1或2所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第一、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六二极管、第二开关管、交流负载、第六二极管；

第三工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第七二极管、交流负载、第三开关管；

第四工作模态：第五、六、七、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第五开关管、第六开关管、交流负载、第七开关管、第八开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第六、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第六开关管、交流负载→、第二二极管；

第六工作模态：第五、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第七开关管、第三二极管、交流负载、第七开关管。

4.根据权利要求3所述的单相逆变器，其特征在于，

在输出电压的正半周时，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周时，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

5.根据权利要求3所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管持续截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管持续截止；

所述第四开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第六开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第八开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止。

6.一种单相逆变器，其特征在于，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管；

直流电源的正端通过依次串联的所述第一开关管、第二开关管、第七开关管、第八开关管连接直流电源的负端；直流电源的正端通过依次串联的所述第五开关管、第六开关管、第三开关管、第四开关管连接直流电源的负端；

每个开关管分别反向并联一个二极管；

所述第一开关管的第二端与所述第五开关管的第二端短接；所述第三开关管的第二端与所述第七开关管的第二端短接；

所述第二开关管的第二端与所述第六开关管的第二端为所述单相逆变器的交流输出端；

第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管分别反向并联第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四极管、第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管。

7.根据权利要求6所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括第一电感、第二电感；

所述第二开关管的第二端通过依次串联的所述第一电感、交流负载和第二电感连接到所述第六开关管的第二端。

8.根据权利要求6或7所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于单位功率因数的场合时，对应的六个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第一、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六二极管、第二开关管、交流负载、第六二极管；

第三工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第七二极管、交流负载、第三开关管；

第四工作模态：第五、六、七、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第五开关管、第六开关管、交流负载、第七开关管、第八开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第六、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第六开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第五、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第七开关管、第三二极管、交流负载、第七开关管。

9.根据权利要求8所述的单相逆变器，其特征在于，

在输出电压的正半周，所述单相逆变器的第一工作模态、第二工作模态、第一工作模态、第三工作模态在每个载波周期内顺序工作一次；在输出电压的负半周，所述单相逆变器的第四工作模态、第五工作模态、第四工作模态、第六工作模态在每个载波周期内顺序工作一次。

10.根据权利要求8所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管持续截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第二开关管持续截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第三开关管持续截止；

所述第四开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第六开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第六开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第七开关管的导通时序信号由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第八开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管的导通时序信号由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止。

11.根据权利要求6或7所述的单相逆变器，其特征在于，所述单相逆变器应用于需求无功功率的场合时，对应的八个工作模态分别为：

第一工作模态：第一、二、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第一开关管、第二开关管、交流负载、第三开关管、第四开关管、直流电源负母线；

第二工作模态：第一、四开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第六二极管、第二开关管、交流负载、第六二极管；

第三工作模态：第一、三开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第三开关管、第七二极管、交流负载、第三开关管；

第四工作模态：第五、六、七、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经直流电源正母线、第五开关管、第六开关管、交流负载、第七开关管、第八开关管、直流电源负母线；

第五工作模态：第六、八开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第二二极管、第六开关管、交流负载、第二二极管；

第六工作模态：第五、七开关管导通，其余开关管均截止；电流流经第七开关管、第三二极管、交流负载、第七开关管；

第七工作模态：第一、二、三、四开关管导通，其余开关管均截止；电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第四二极管、第三二极管，另一路电流流经第八二极管、第三二极管，然后两路电流汇合后流经交流负载再分为两路，一路流经第二二极管、第一二极管、直流电源正母线，另一路流经第二二极管、第五二极管、直流电源正母线；

第八工作模态：第五、六、七、八开关管导通，其余开关管均截止；电流自直流电源负母线分为两路，一路电流流经第八二极管、第七二极管，另一路电流流经第四二极管、第七二极管，然后两路电流汇合后流经交流负载再分为两路，一路流经第六二极管、第五二极管、直流电源正母线，另一路流经第六二极管、第一二极管、直流电源正母线。

12.根据权利要求11所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管持续截止；

所述第二开关管的导通时序信号，由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号，由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号，由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第八开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止。

13.根据权利要求11所述的单相逆变器，其特征在于，

所述第一开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第一开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第一开关管持续截止；

所述第二开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第二开关管导通，反之截止；

所述第三开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波大于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第四开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第四开关管持续截止；

所述第五开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第五开关管的导通时序信号由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第五开关管导通，反之截止；

所述第六开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波大于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七开关管的导通时序信号，在正弦调制波的正半周期内由所述正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；在正弦调制波的负半周期内由正弦调制波的反向波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波的反向波小于三角载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第八开关管在正弦调制波的正半周期内持续截止；在正弦调制波的负半周期内，所述第八开关管的导通时序信号由正弦调制波和三角载波进行比较产生，在所述正弦调制波小于三角载波时，所述第八开关管导通，反之截止。

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