JP2009165270A - 電力変換回路及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷に流れる電流に応じて、いわゆるデッドタイムにおいて逆回復を完了するために適切な値へと逆方向電圧を設定する。
【解決手段】第１及び第２の配線８１，８２と、ＩＧＢＴ３１及びＭＯＳＦＥＴ４１と、直流電圧源５２と、スイッチング素子２２とが備えられる。ＭＯＳＦＥＴ４１には寄生ダイオード４１ａが寄生する。直流電圧源５２は可変の直流電圧を出力する。スイッチング素子２２は直流電圧源５２と寄生ダイオード４１ａとの間に介在して設けられる。そしてＩＧＢＴ３１及びＭＯＳＦＥＴ４１のいずれもが非導通であるときにのみ、寄生ダイオード４１ａに逆方向電圧を印加する。
【選択図】図１

Description

この発明は電力変換回路に関し、特にいわゆるローアーム側のスイッチング素子としてＭＯＳ型電界効果トランジスタを採用するインバータに関する。

例えば、空気調和機のモータを駆動するために採用されるインバータは、軽負荷での運転割合のほうが大きい。よって省電力の観点からは軽負荷での低損失化が求められている。

インバータでは、一対の直流母線（しばしばＤＣリンクと通称される）に対して接続される一対のスイッチング素子の直列接続（しばしばレグと通称される）が、負荷の相数と同じ数で並列に設けられる。この一対のスイッチング素子のうち、高電位側の直流母線に接続される方はハイアーム側のスイッチング素子と通称され、低電位側の直流母線に接続される方はローアーム側のスイッチング素子と通称される。

これらのスイッチング素子の導通損失を軽負荷時に低減するには、そのオン抵抗を低減することが望まれる。そしてスイッチング素子としてＩＧＢＴを採用するよりもＭＯＳＦＥＴを採用する方が、一般にはオン抵抗を小さく設計できる。

なお、ＩＧＢＴは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタの略称である。またＭＯＳＦＥＴはＭＯＳ型電界効果トランジスタを指す。ここでＭＯＳとは、古くは金属／酸化物／半導体の積層構造に用いられており、Metal-Oxide-Semiconductorの頭文字が起源と考えられている。しかし技術常識に鑑みて、ここでは「ＭＯＳ」とはその語源に起因した略語としてのみならず、広く導電体／絶縁体／半導体の積層構造をも含む意義を有する。

しかしながら一般的に、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が小さいほど、ＭＯＳＦＥＴに寄生する寄生ダイオードの逆回復特性が悪くなる傾向がある。そして逆回復特性が悪いほど、スイッチング時の損失が増加するという問題がある。

逆回復電流の大きさは、一般に、逆回復を生じさせる印加電圧の大きさに従い大きくなり、また負荷電流の大きさにも従い大きくなる。インバータのスイッチング素子においては、ＤＣリンクの直流電圧が逆回復を生じさせる印加電圧となる。そして汎用インバータではＤＣリンクの直流電圧は２５０Ｖ程度である。この電圧値はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの両端電圧であり、しかも逆回復電流をも大きくするので、逆回復時の損失が大きくなってしまう。

かかる課題に対して下掲の特許文献１〜３では、ハイアーム側及びローアーム側のいずれもがオフしているいわゆるデットタイム期間において、別途用意した直流回路によって寄生ダイオードに対して電圧を印加して寄生ダイオードの逆回復を図っている。この印加電圧をＤＣリンクの直流電圧よりも小さく設定することにより、逆回復電流を小さくし、かつこれが流れるときの寄生ダイオードの両端電圧を小さくすることにより、逆回復損失の低減が図られている。

特開平１０−３２７５８５号公報 特開２００６−１４１１６７号公報 特開２００６−１４１１６８号公報

しかし特許文献１においては、寄生ダイオードに対して印加する電圧が固定されているため、負荷電流が大きい場合にはデッドタイム中に逆回復が完了しない可能性がある。また当該電圧が大きい場合には逆回復時の損失の低減を効果的に行えない。

この発明は上記の問題を解決するためになされたもので、負荷に流れる電流に応じて、いわゆるデッドタイム中において逆回復を完了するために適切な値へと逆方向電圧を設定することを目的としている。

この発明にかかる電力変換回路の第１の態様は、第１の配線（８１）と、前記第１の配線に対して正の直流電圧（Ｅｄ）が印加される第２の配線（８２）と、前記第１の配線と負荷（９１）との間に接続される第１のスイッチング素子（３１）と、前記第２の配線と前記負荷（９１）との間に接続され、前記第２の配線から前記負荷へと一方向にのみ電流を流す寄生ダイオード（４１ａ）が寄生するＭＯＳ型電界効果トランジスタ（４１）と、可変の直流電圧を出力する直流電圧源（５２）と、前記直流電圧源と前記寄生ダイオードとの間に介在して設けられ、前記第１のスイッチング素子と前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタのいずれもが非導通であるときにのみ、前記寄生ダイオードに逆方向電圧を印加する第２のスイッチング素子（２２）とを備える。

この発明にかかる電力変換回路の第２の態様は、その第１の態様であって、前記第１のスイッチング素子と前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタとの接続点から前記負荷へと流れ出す電流（Ｉ）を検出し、当該電流が大きい程、前記直流電圧源（５２）の直流電圧を大きく制御する電圧制御回路（５１）を更に備える。

この発明にかかる空気調和機は、請求項１又は請求項２に記載の電力変換回路を備える。前記負荷（９１）はモータ（９）に備えられたコイルである。当該空気調和機は、前記モータ（９）によって駆動され、冷媒を圧縮する圧縮機（８１）を更に備える。

この発明にかかる電力変換回路の第１の態様によれば、第１のスイッチング素子が導通して寄生ダイオードに正の直流電圧によって逆方向電圧が印加される前に第２のスイッチング素子を導通させ、直流電圧源から小さな逆方向電圧を印加するという用い方を行うことにより、寄生ダイオードの逆回復時の電力損失を低減できる。しかもこのようにして寄生ダイオードに逆回復させるための逆方向電圧は可変であるので、負荷に流れる電流に応じて、いわゆるデッドタイムにおいて逆回復を完了するために適切な値へと逆方向電圧を設定することができる。

寄生ダイオードの逆回復損失を低減するためには、逆回復させるための逆方向電圧を小さくすることが望ましい。他方、所定の期間内に逆回復を完了させるためには、負荷に流れる電流が大きいほど、寄生ダイオードに逆回復させるための逆方向電圧は大きくする必要がある。よってデッドタイム時間内で逆回復させて逆回復損失を最小にするためには、この発明にかかる電力変換回路の第２の態様のように、負荷に流れる電流が大きい程、逆方向に印加する直流電圧を大きくする事が望ましい。

この発明にかかる空気調和機によれば、損失が小さい空気調和機を得ることができる。

図１は本発明の実施の形態が適用されるインバータ及びその周辺の構成を示す回路図である。

ＤＣリンクとして配線８１，８２が設けられる。配線８２には電圧源１によって配線８１に対して正の直流電圧Ｅｄが印加される。ここでは電圧源１としてコンデンサが採用されている場合が例示されている。例えば当該コンデンサは図示されないコンバータによって充電される。

ここでは負荷９として三相負荷を想定し、具体的には例えば三相モータを想定する。負荷９は各相に対応したモータコイル９１，９２，９３を有しており、ここではこれらがスター結線（Ｙ結線）されている場合を例示している。但し、これらが環状結線（Δ結線）されている場合であっても本発明は奏功する。

配線８１，８２の間には３つのレグが接続されている。第１のレグではハイアーム側のスイッチング素子たるＩＧＢＴ３１とローアーム側のスイッチング素子たるＭＯＳＦＥＴ４１とが直列に接続されている。また第２のレグではハイアーム側のスイッチング素子たるＩＧＢＴ３２とローアーム側のスイッチング素子たるＭＯＳＦＥＴ４２が直列に接続されている。また第３のレグではハイアーム側のスイッチング素子たるＩＧＢＴ３３とローアーム側のスイッチング素子たるＭＯＳＦＥＴ４３とが直列に接続されている。

ここではハイアーム側のスイッチング素子としてＩＧＢＴ３１，３２，３３を採用したが、ＭＯＳＦＥＴを採用してもよい。またＩＧＢＴ３１，３２，３３のそれぞれにはこれらのＩＧＢＴの導通方向と反対の方向を順方向とするダイオード３１ｂ，３２ｂ，３３ｂが設けられている場合が例示されているが、これらは別途に設けられるのではなくＩＧＢＴ３１，３２，３３に付随的に設けられ、あるいは寄生するものであってもよい。

ＭＯＳＦＥＴ４１，４２，４３の各々には、ソースからドレインへと向かう方向を順方向とする寄生ダイオード４１ａ，４２ａ，４３ａが寄生している。

第１乃至第３のレグの各々における、ハイアーム側のスイッチング素子とローアーム側のスイッチング素子との接続点には負荷９が接続される。より具体的には、配線８２とコイル９１との間にＩＧＢＴ３１が接続され、配線８１とコイル９１との間にＭＯＳＦＥＴ４１が接続される。同様にして、配線８２とコイル９２との間にＩＧＢＴ３２が接続され、配線８１とコイル９２との間にＭＯＳＦＥＴ４２が、配線８２とコイル９３との間にＩＧＢＴ３３が、配線８１とコイル９３との間にＭＯＳＦＥＴ４３が、それぞれ接続される。

以下、本発明の実施の形態も含め、寄生ダイオード４１ａにおける逆回復について説明するが、寄生ダイオード４２ａ，４３ａにおける逆回復についても同様である。但し図面の繁雑を避けるため、寄生ダイオード４１ａにおける逆回復を改善する構成についてのみ描かれている。

図１において、寄生ダイオード４１ａにおける逆回復を改善する構成として、直流電圧源５２、スイッチング素子２２、ダイオード２３が設けられている。

直流電圧源５２は直流電圧Ｅｄよりも小さい、可変の直流電圧Ｅｓを出力する。その負極は配線８１に、正極はスイッチング素子２２の一端に接続される。スイッチング素子２２の他端はダイオード２３のアノードに接続され、ダイオード２３のカソードはＭＯＳＦＥＴのドレインに（従って寄生ダイオード４１ａのカソードに）接続される。

ＩＧＢＴ３１を経由して直流電圧Ｅｄが逆方向に印加される前に、スイッチング素子２２が導通する。具体的にはＩＧＢＴ３１及びＭＯＳＦＥＴ４１のいずれもがオフしているデッドタイムにおいて、ダイオード２３を介して直流電圧Ｅｓを用いて寄生ダイオード４１ａを逆回復させ、直流電圧Ｅｄを用いて寄生ダイオード４１ａを逆回復させる場合よりも逆回復時の損失を低減する。かかるスイッチング素子２２の制御は公知の技術を用いて容易に実現でき、例えばスイッチング素子２２にＭＯＳＦＥＴを採用できる。

しかも逆方向電圧となる直流電圧Ｅｓは可変であるので、寄生ダイオード４１ａ、ひいてはコイル９１に流れる電流に応じて、いわゆるデッドタイムにおいて逆回復を完了するために適切な値へと逆方向電圧を設定することができる。

なおダイオード２３は、デッドタイム中にＩＧＢＴ３１及びスイッチング素子２２が導通する場合とＭＯＳＦＥＴ４１及びスイッチング素子２２が導通する場合を考慮して、設けることが望ましい。かかる場合にはスイッチング素子２２に逆方向の電流が流れる可能性がある。スイッチング素子２２に上記逆方向の電流が流れて破壊することを防止するために、ダイオード２３によってこの逆方向の電流を阻止する機能が望まれる。これは特に、スイッチング素子２２として、耐圧が低いＭＯＳＦＥＴを採用した場合において好適である。

図２は逆回復時に寄生ダイオード４１ａに流れる電流を示すグラフである。グラフＫ１，Ｋ３は時刻ｔ０よりも前において等しい順方向電圧が印加されており、時刻ｔ０以降に逆方向電圧が印加された場合が示されている（以下、それぞれ場合I、場合IIIと称する）。場合Iにおいては場合IIIよりも、逆方向電圧が大きい。寄生ダイオード４１ａに流れる電流は時刻ｔ０以降減少するが、過渡的に逆方向にも流れてからほぼ零となる（定常的な逆方向電流は無視した）。

寄生ダイオード４１ａに流れる電流がほぼ零となるのは、グラフＫ１，Ｋ３において、それぞれ時刻ｔ１，ｔ３となる。グラフＫ１，Ｋ３のいずれも時刻ｔ０で電流が減少しており、時刻ｔ３の方が時刻ｔ１よりも後である。よって場合Iにおいて逆回復に必要な期間Ｔ１（＝ｔ１−ｔ０）は、場合IIIにおいて逆回復に必要な期間Ｔ３（＝ｔ３−ｔ０）よりも短い。

よってデッドタイム中に逆回復を完了させるためには、逆方向電圧は大きい方が望ましい。他方、逆回復時の損失は、逆方向に流れる電流の積分値で計算されるので、逆方向電圧が小さい方が望ましい。

グラフＫ２は、場合I,IIIと比較して大きな順方向電流が流れた場合（以下、場合IIと称す）を示しており、場合Iと等しい逆方向電圧が印加された場合を示している。

グラフＫ１，Ｋ２が時刻ｔ０以降で相互に一致する電流が流れる場合が示されている。このような一致が生じるのは、場合IIで逆方向電圧が印加された時刻ｔ２が、場合Iで逆方向電圧が印加された時刻ｔ０よりも前である場合である。換言すれば、場合IIにおいて逆回復に必要な期間Ｔ２（＝ｔ１−ｔ２）は、場合Iにおいて逆回復に必要な期間Ｔ（＝ｔ１−ｔ０）よりも長い。つまり、逆方向電圧が等しければ、寄生ダイオード４１ａに流れていた順方向電流が大きいほど、逆回復に必要な時間が多くなる。

コイル９１に流れる電流が寄生ダイオード４１ａを流れる場合、寄生ダイオード４１ａに流れる順方向電流がコイル９１に流れる電流となる。よって、デッドタイム時間内で逆回復させて逆回復損失を最小にするためには、負荷に流れる電流が大きい程、逆方向に印加する直流電圧を大きくする事が望ましい。

図３はコイル９１に流れる電流Ｉの大きさをパラメータとして、逆回復させるために印加した（逆方向電圧となる）直流電圧Ｅｓと、そのときの逆回復損失との関係を示すグラフである。図２のグラフＫ１，Ｋ３の比較からわかるように、電流Ｉが同じであれば、直流電圧Ｅｓが大きいほど逆回復損失は大きくなる。よって図３のそれぞれのグラフは右肩上がりに傾斜している。

また、図２のグラフＫ１，Ｋ２の比較からわかるように、グラフ逆方向電圧が等しければ、電流Ｉが大きいほど、逆回復損失は大きくなり、逆回復に必要な時間は長くなる。よって図３のそれぞれのグラフは交わらず、電流Ｉが大きいほどデッドタイム時間内に逆回復を収めつつ逆回復損失を最小にするための直流電圧Ｅｓは大きくなる。よって電流Ｉが大きくなるほど、直流電圧Ｅｓを大きく設定することが望ましい。図３に示されるように、このように設定された直流電圧Ｅｓを印加して、電流Ｉが大きいほど、逆回復損失は値Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３で示されるように、順次に大きくなる。

従って、電圧制御回路５１は、ＩＧＢＴ３１とＭＯＳＦＥＴ４１との接続点からコイル９１へと流れ出す電流Ｉを検出し、電流Ｉが大きい程、直流電圧源５２の直流電圧を大きく制御する。

電圧制御回路５１と直流電圧源５２を併せて、可変電圧源５として把握することもできる。

図４は上記インバータを備えた空気調和機８の構成を例示するブロック図である。空気調和機８は室外機８２及び室内機８３を有している。室外機８２は電力変換回路８０と負荷９と圧縮機８１とを含む。電力変換回路８０としては上記のインバータを採用し、負荷９としてはモータを採用する。圧縮機はモータ９によって駆動され、冷媒を圧縮する。冷媒は経路８４を経由して室内機８３との間で流入出する。

このような空気調和機８では、上述の動作で示されるようにして逆回復損失を低減し、電力変換回路８０の損失が小さく、全体としての損失も小さい。

本発明の実施の形態が適用されるインバータ及びその周辺の構成を示す回路図である。 逆回復時に寄生ダイオードに流れる電流を示すグラフである。 逆方向電圧と逆回復損失との関係を示すグラフである。 本発明の実施の形態が適用されるインバータを備えた空気調和機の構成を例示するブロック図である。

符号の説明

８１，８２ 配線
９ 負荷（モータ）
９１，９２，９３ コイル
２２ スイッチング素子
３１，３２，３３ ＩＧＢＴ
４１，４２，４３ ＭＯＳＦＥＴ
４１ａ，４２ａ，４３ａ 寄生ダイオード
５２ 直流電圧源
５１ 電圧制御回路
８１ 圧縮機
８ 空気調和機

Claims (3)

1. 第１の配線（８１）と、
   前記第１の配線に対して正の直流電圧（Ｅｄ）が印加される第２の配線（８２）と、
   前記第１の配線と負荷（９１）との間に接続される第１のスイッチング素子（３１）と、
   前記第２の配線と前記負荷（９１）との間に接続され、前記第２の配線から前記負荷へと一方向にのみ電流を流す寄生ダイオード（４１ａ）が寄生するＭＯＳ型電界効果トランジスタ（４１）と、
   可変の直流電圧を出力する直流電圧源（５２）と、
   前記直流電圧源と前記寄生ダイオードとの間に介在して設けられ、前記第１のスイッチング素子と前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタのいずれもが非導通であるときにのみ、前記寄生ダイオードに逆方向電圧を印加する第２のスイッチング素子（２２）と
   を備える電力変換回路。
2. 前記第１のスイッチング素子と前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタとの接続点から前記負荷へと流れ出す電流（Ｉ）を検出し、当該電流が大きい程、前記直流電圧源（５２）の直流電圧を大きく制御する電圧制御回路（５１）
   を更に備える、請求項１記載の電力変換回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載の電力変換回路を備え、
   前記負荷（９１）はモータ（９）に備えられたコイルであって、
   前記モータ（９）によって駆動され、冷媒を圧縮する圧縮機（８１）を更に備える空気調和機（８）。

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