JP2011036020A

JP2011036020A - 電力変換装置

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Publication number: JP2011036020A
Application number: JP2009179040A
Authority: JP
Inventors: Reiji Kawashima; 玲二川嶋
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2009-07-31
Filing date: 2009-07-31
Publication date: 2011-02-17
Anticipated expiration: 2029-07-31
Also published as: JP5212303B2

Abstract

【課題】コストダウンと高効率化を図る。
【解決手段】６個のスイッチング素子（130）を有するインバータ回路（120）を備えている。スイッチング素子（130）は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子であるSiC-MOSFETによって構成されている。インバータ回路（120）は、SiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）が還流ダイオードとして使用される。さらに、インバータ回路（120）では、SiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）に逆方向電流が流れる所定のタイミングでSiC-MOSFET（130）がオン状態となる同期整流が行われる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子によって構成されたスイッチング素子を有する電力変換装置に関する。

電力変換装置のスイッチング素子の材料として現在はシリコンが広く使われている。しかしながら、シリコンを材料としたスイッチング素子の特性は理論限界に近づきつつある。シリコンの理論限界を超える材料にはSiC（シリコンカーバイド）、GaN（窒化ガリウム）、ダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体があり開発が進められている。このワイドバンドギャップ半導体を用いたパワーデバイスには、超低損失、高速・高温動作という特徴がある。そして、これらのワイドバンドギャップ半導体のうちパワーデバイスとして最も注目されているのがSiCデバイスであり、電力変換装置のスイッチング素子としてSiC-MOSFETが有力視されている。

誘導負荷を駆動するインバータなどでは、スイッチング素子に対して並列にダイオードが接続されている。このようなダイオードは還流ダイオードと呼ばれており、逆方向電流を流す働きをする。そして、スイッチング素子としてSiC-MOSFETを用いたインバータでは、SiC-MOSFETに並列にSiCショットキーバリアダイオード（以下、SiC-SBDという。）が接続され、このSiC-SBDを還流ダイオードとして使用する構成が検討されている。

特開平１０−３２７５８５号公報特開２００７−１２９８４８号公報

日刊工業新聞社,「半導体SiC技術と応用」,松波弘之編著,2003 オーム社,「SiC素子の基礎と応用」,荒井和雄・吉田貞史共編,2003

ところで、上記のような構成にすることで還流ダイオードでの損失を低減することはできるが、SiC-SBDが必要になるため装置の大型化、コストアップを招くという問題があった。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、大型化・コストアップを招くことなく、スイッチング素子の導通損失を低減することにある。

第１の発明は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子によって構成されたスイッチング素子（130）を有するスイッチング回路（110,111,120,710）と、上記スイッチング素子（130）の内部に逆方向電流が流れる所定のタイミングで該スイッチング素子（130）をオンにして同期整流を行う制御部（140,540,640）とを備えているものである。

上記第１の発明では、例えば、スイッチング素子（130）に逆方向電流が流れる際には該スイッチング素子（130）はオフ状態になっており、逆方向電流が流れてから所定時間（例えば、図３に示すデッドタイム期間）の経過後にスイッチング素子（130）をオンにする。そうすると、逆方向電流がスイッチング素子（130）を流れる。このように、同期整流を行うことにより、還流ダイオードを別途設けなくても逆方向電流がスイッチング素子（130）を流れる。

第２の発明は、上記第１の発明において、上記スイッチング素子（130）は、寄生ダイオード（131）が内蔵されるものである。そして、上記制御部（140,540,640）は、上記寄生ダイオード（131）に逆方向電流が流れる所定のタイミングで上記スイッチング素子（130）をオンにして同期整流を行うものである。

上記第２の発明では、スイッチング素子（130）に寄生ダイオード（131）が内蔵されており、逆方向電流は寄生ダイオード（131）に流れる。逆方向電流が寄生ダイオード（131）を流れてから所定時間（例えば、図３に示すデッドタイム期間）の経過後にスイッチング素子（130）をオンにする。そうすると、寄生ダイオード（131）を流れていた逆方向電流はオン状態のスイッチング素子（130）に流れる。このように、本発明では、逆方向電流が寄生ダイオード（131）を殆ど流れることなくスイッチング素子（130）を流れる。

第３の発明は、上記第１または第２の発明において、空気調和機に使用されるものである。

上記第３の発明では、空気調和機に設けられる冷媒回路の圧縮機を駆動するためのモータの電力変換装置として用いられる。

第４の発明は、上記第３の発明において、上記空気調和機の暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子（130）の電流実効値（I_rms）とオン抵抗（R_on）との関係が、I_rms＜0.9／R_onになるように構成されているものである。

上記第４の発明では、スイッチング素子（130）を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷条件において、還流ダイオードを別途設けなくても、同等以上の効率で運転することができる。

第５の発明は、上記第１乃至第４の何れか１の発明において、上記ワイドバンドギャップ半導体として、SiC、GaN、ダイヤモンドの何れかが用いられるものである。

上記第５の発明では、ワイドバンドギャップ半導体がSiC、GaN、ダイヤモンドの何れかで構成されている。

第６の発明は、上記第１の発明において、上記ユニポーラ素子が、MOSFET、JFETまたはHFETである。

上記第６の発明では、ユニポーラ素子がMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の場合、スイッチング素子（130）に寄生ダイオード（131）が内蔵されている。この場合、同期整流を行うことにより、逆方向電流が寄生ダイオード（131）を殆ど流れることなくスイッチング素子（130）を流れる。ユニポーラ素子がJFET（Junction FET）またはHFET（Heterostructure FET）の場合、スイッチング素子（130）に寄生ダイオード（131）は形成されないが、スイッチング素子（130）がオフ状態でも逆方向電流が該スイッチング素子（130）を流れ得る。この場合、同期整流を行うことにより、逆方向電流がオフ状態のスイッチング素子（130）を殆ど流れることなくオン状態のスイッチング素子（130）を流れる。

第７の発明は、上記第１乃至第６の何れか１の発明において、上記スイッチング回路（110,111,120,710）として、コンバータ回路（110）、昇圧チョッパ回路（111）、インバータ回路（120）、マトリックスコンバータの双方向スイッチ回路（710）の少なくとも１つを備えているものである。

上記第７の発明では、コンバータ回路（110）やインバータ回路（120）などに用いられるスイッチング素子（130）がスイッチング制御されて同期整流が行われる。

以上説明したように、本発明では、スイッチング素子（130）を逆方向電流が流れる所定のタイミングでスイッチング素子（130）をオン状態にする同期整流を行うようにした。さらに具体的に言うと、本発明では、逆方向電流がスイッチング素子（130）を流れるタイミングではスイッチング素子（130）をオフ状態にし、スイッチング素子（130）を逆方向電流が流れてから所定時間が経過した後（所定のタイミングで）スイッチング素子（130）をオン状態にする同期整流を行う。このような同期整流により、逆方向電流をスイッチング素子（130）の内部を流すことができる。つまり、SiC-SBDなどの還流ダイオードを別途設けなくても、スイッチング素子（130）に逆方向電流を流すことが可能となる。したがって、還流ダイオードが不要になるため、小型化およびコストダウンを図ることが可能となる。また、逆方向電流が還流ダイオードを流れる場合に比べて、導通損失を低減することができる。

上記第２の発明においても、還流ダイオードを別途設ける必要がないため、小型化およびコストダウンを図ることができる。また、逆方向電流を寄生ダイオード（131）には殆ど流さずスイッチング素子（130）に流すようにしたので、逆方向電流が寄生ダイオード（131）のみを流れる場合に比べて、導通損失を低減することができる。

上記第４の発明によれば、空気調和機の暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子（130）の電流実効値（I_rms）とオン抵抗（R_on）との関係が、I_rms＜0.9／R_on になるようにスイッチング素子を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷条件において、還流ダイオードを別途設けなくとも、同等以上の効率を達成でき、コストダウンと高効率化を両立させることが可能となる。

図１は、実施形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図２は、実施形態１に係る同期整流の動作を説明するための図である。図３は、実施形態１に係る同期整流を行う制御部の信号波形図である。図４は、実施形態１に係る同期整流時の動作を示す回路図である。図５は、SiC-SBDを還流ダイオードとしてSiC-MOSFETに並列に接続した構成の一例を示す図である。図６は、SiC-MOSFET、SiC-MOSFETの寄生ダイオード、SiC-SBDの電圧‐電流特性の概略を示す図である。図７は、従来の空気調和機のモータの負荷力率の変化および加減即時に対するスイッチング素子の温度上昇を示すグラフである。図８は、従来の空気調和機のモータの負荷力率の変化および加減即時に対するスイッチング素子の温度上昇を示すグラフである。図９は、実施形態１に係る空気調和機のモータの負荷力率の変化および加減即時に対するスイッチング素子の温度上昇を示すグラフである。図である。図１０は、実施形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図１１は、実施形態３に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図１２は、実施形態４に係る回路図であり、（ａ）は電力変換装置の構成を示し、（ｂ）は双方向スイッチ回路の構成を示す。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、図面においては同一の部分または相当する部分には同じ参照符号を付けてその説明は繰り返さない。また、以下の実施形態および変形例は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《実施形態１》
本発明の実施形態１について説明する。図１に示すように、本実施形態の電力変換装置（100）は、コンバータ回路（110）とインバータ回路（120）と制御部（140）とを備えている。

上記コンバータ回路（110）は、単相の交流電源（10）に接続され、該交流電源（10）を整流する。インバータ回路（120）は、コンバータ回路（110）によって整流された直流を三相交流に変換してモータ（20）に供給する。このモータ（20）は、空気調和機の冷媒回路に設けられる圧縮機を駆動するものである。なお、本実施形態では、交流電源（10）を単相交流としているが、三相交流としてもよい。

上記インバータ回路（120）は、６個のスイッチング素子（130）によって同期整流を行うものであり、本発明のスイッチング回路を構成している。スイッチング素子（130）は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子（ここでは、SiC-MOSFET）によって構成されている。このSiC-MOSFET（130）は寄生ダイオード（131）が内蔵されている。つまり、この寄生ダイオード（131）は外付けされるダイオードではなくSiC-MOSFET（130）の内部に形成されるものである。本実施形態のインバータ回路（120）では、SiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）が還流ダイオードとして使用される。

上記制御部（140）は、インバータ回路（120）の各スイッチング素子（130）をスイッチング制御して同期整流を行うように構成されている。

上記制御部（140）は図３に示すようにスイッチング制御して同期整流を行う。先ず、制御部（140）には出力電圧指令が送信される。出力電圧指令は、空気調和機の負荷に対するモータ（20）の必要出力電圧の信号であり、空気調和機の制御部から発信される。制御部（140）は、インバータ回路（120）の出力電圧が受信した必要出力電圧となるように、インバータ回路（120）の各スイッチング素子（130）をスイッチングする。具体的に、制御部（140）は、上アームのSiC-MOSFET（130）と下アームのSiC-MOSFET（130）のそれぞれを所定のタイミングでオン・オフさせる。つまり、制御部（140）は上アームのSiC-MOSFET（130）と下アームのSiC-MOSFET（130）とを交互にオンさせる。ここで、下アームのSiC-MOSFET（130）は、上アームのSiC-MOSFET（130）がオンしている期間（期間Ａ）のあと直ぐにはオンされず所定のデッドタイム期間を置いてオンされる。同様に、上アームのSiC-MOSFET（130）は、下アームのSiC-MOSFET（130）がオンしている期間（期間Ｂ）のあと直ぐにはオンされず所定のデッドタイム期間を置いてオンされる。このデッドタイム期間は、いわゆるショートするのを回避するため、インバータ回路（120）の全てのSiC-MOSFET（130）をオフ状態にする期間である。

上述した制御部（140）のスイッチング制御により、インバータ回路（120）で同期整流が行われる。例えば、電流i（図２を参照。）が正（＞0）の場合では、下アームのSiC-MOSFET（130）は図４に示すように同期整流される。先ず、上アームのSiC-MOSFET（130）がオン状態で、該SiC-MOSFET（130）を順方向電流が流れる（図４（ａ）の状態。）。次に、上アームのSiC-MOSFET（130）がオフにされ、下アームのSiC-MOSFET（130）は、逆方向電流が流れるタイミングでオフ状態になっており、逆方向電流が該下アームのSiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）を流れる（図４（ｂ）の状態。）。即ち、デッドタイム期間は、逆方向電流が寄生ダイオード（131）を流れる。そして、デッドタイム期間が経過すると、下アームのSiC-MOSFET（130）がオンにされて逆方向電流が寄生ダイオード（131）ではなく該SiC-MOSFET（130）の内部を流れる（図４（ｃ）の状態。）。この下アームのSiC-MOSFET（130）の同期整流により、出力電圧ｖ0（i＞0）（ｖ0は図２を参照。）は図３に示すとおりとなる。一方、電流i（図２を参照。）が負（＜0）の場合では、上アームのSiC-MOSFET（130）が上記と同様に（図４に示すように）同期整流される。この上アームのSiC-MOSFET（130）の同期整流により、出力電圧ｖ0（i＜0）（ｖ0は図２を参照。）は図３に示すとおりとなる。これから分かるように、何れの同期整流においても、逆方向電流が寄生ダイオード（131）を流れるデッドタイム期間では寄生ダイオード（131）の導通損失により電圧降下が生じる。しかしながら、デッドタイム期間の経過後はSiC-MOSFET（130）をオンにして逆方向電流が該SiC-MOSFET（130）の内部を流れるようにしているので、電圧降下を回避することができる。即ち、インバータ回路（120）では、同期整流を行うことによって、逆方向電流が寄生ダイオード（131）に殆ど流れることなく導通損失の極めて低いSiC-MOSFET（130）の内部に流れる。これにより、インバータ回路（120）における導通損失を低減することが可能となる。また、還流ダイオードを別途設ける必要がないため、電力変換装置（100）の小型化およびコストダウンを図ることが可能となる。このように、本実施形態の同期整流は、SiC-MOSFET（130）の内部にある寄生ダイオード（131）に逆方向電流が流れる所定のタイミングで該SiC-MOSFET（130）をオンにするものである。さらに具体的に言えば、本実施形態の同期整流は、SiC-MOSFET（130）の内部にある寄生ダイオード（131）に逆方向電流が流れるタイミングで該SiC-MOSFET（130）をオフにし、該オフしてから所定のタイミングで（所定のデッドタイム期間の経過後に）該SiC-MOSFET（130）をオンにして寄生ダイオード（131）を除く該SiC-MOSFET（130）の内部に逆方向電流を流すものである。

また、本実施形態のスイッチング素子（130）では、ユニポーラ素子としてJFETまたはHFETで構成するようにしても同様の同期整流が可能である。この場合、スイッチング素子（130）において寄生ダイオード（131）が省略される。ここでは、代表してJFET（130）の場合の同期整流について説明する。この場合、先ず、上アームのJFET（130）がオン状態で、順方向電流が流れる。次に、上アームのJFET（130）がオフにされ、下アームのJFET（130）は逆方向電流が流れるタイミングでオフ状態になっており、逆方向電流は該下アームのJFET（130）の内部を流れる。即ち、デッドタイム期間は、逆方向電流がオフ状態のJFET（130）を流れる。そして、デッドタイム期間が経過すると、下アームのJFET（130）がオンにされて逆方向電流がそのままオン状態の該JFET（130）の内部を流れる。ここで、JFET（130）のオフ状態はオン状態よりも導通損失が高い。そのため、逆方向電流がオフ状態のJFET（130）を流れるデッドタイム期間は、上記SiC-MOSFET（130）の場合と同様に電圧降下が生じる。しかしながら、デッドタイム期間の経過後はJFET（130）をオンにして逆方向電流がオン状態のJFET（130）を流れるようにしているので、電圧降下を回避することができる。即ち、この場合は、同期整流を行うことによって、逆方向電流がオフ状態のJFET（130）に殆ど流れることなく導通損失の極めて低いオン状態のJFET（130）に流れる。これにより、インバータ回路（120）における導通損失を低減することが可能となる。なお、JFET（130）の場合は、ワイドバンドギャップ半導体としてSiCが用いられ、HFET（130）の場合は、ワイドバンドギャップ半導体としてGaN（窒化ガリウム）やGaAs（ガリリウム砒素）などが用いられる。

ここで、寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用し同期整流を行う従来技術として、Si-MOSFETの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用する技術がある。しかしながら、Si-MOSFETの寄生ダイオードの立ち上がり電圧（オン電圧）が低いため（約0.7V）、同期整流をしても、すぐに寄生ダイオードが導通する。したがって同期整流の効果は小さい。これに対して、本実施形態のようにSiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）を還流ダイオードとして使用した場合には、SiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）の立ち上がり電圧（オン電圧）が高いため（約3V）、同期整流をすると、電流が大きくならなければ寄生ダイオード（131）が導通しない。ゆえに、本実施形態のようにSiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）を還流ダイオードとして使用すれば、Si-MOSFETの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用する場合よりも、同期整流の効果は大きくなる。

また、Si-MOSFETの寄生ダイオードを還流ダイオードとして使用し同期整流を行う場合、寄生ダイオードによりリカバリ電流が流れることが問題となっている。そのため、スイッチング速度を遅くしてリカバリ電流を減らす、回路構成を工夫して寄生ダイオードに電流を流さない、回路を付加してリカバリ電流による損失を減らすなどの工夫がされている（特許文献１，２）。

[背景技術]でも説明したとおり、SiC-MOSFETをスイッチング素子として使用する場合は、図５に示すように、SiC-MOSFET（130）に並列にSiC-SBD（132）を接続して還流ダイオードとして使用する構成が検討されている。この構成によれば、SiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）の立ち上がり電圧（約3V）とSiC-SBD（132）の立ち上がり電圧（約1V）とが大きく違うため、リカバリ電流の少ないSiC-SBD（132）にのみ逆方向電流を流すことができ、寄生ダイオード（131）に逆方向電流が流れないようにできる。SiC-SBDは、リカバリ電流とスイッチング損失を大幅に低減できることが知られており、このようにSiC-MOSFETによれば、Si-MOSFETの場合と比べて、リカバリ電流抑制を簡単に実現できる。なお、Si-MOSFETでは、並列に接続して還流ダイオードとして使用できるダイオードの立ち上がり電圧は、SiC-MOSFETの寄生ダイオードと同等であり、寄生ダイオードに逆方向電流が流れないようにすることはできない。

一方、SiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）と同じ構造のSiC pnダイオードのリカバリ電流は小さく、Si pnダイオードよりもスイッチング損失が桁違いに小さくなるため、本実施形態ではリカバリ電流，スイッチング損失を大幅に低減できる。

図５に示した構成ではSiC-SBD（132）が必要となりコストアップとなる問題があるが、本実施形態のようにSiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）を還流ダイオードとして使い同期整流を行うようにすれば、SiC-SBD（132）を設ける必要がなくSiC-MOSFET（130）のみで構成でき、コストを抑えられる。また、同期整流をすることで、SiC-MOSFET（130）側が通電し、寄生ダイオード（131）単体よりも導通損を抑えることができる。特に軽負荷では、SiC-SBD（132）を使うよりも損失を抑えることができる。この点については後述する。

なお、図１ではインバータ回路（120）内の６個のスイッチング素子（130）すべてに対して寄生ダイオード（131）を還流ダイオードとして使い同期整流を行う構成を適用しているが、一部のスイッチング素子（130）にのみ適用することも可能である。

＜スイッチング素子選定条件＞
本実施形態のインバータ回路（120）では同期整流によりSiC-MOSFET（130）が通電し、従来の構成（SiC-MOSFET（130）に並列にSiC-SBD（132）を接続して還流ダイオードとして使用する構成、図５参照）ではSiC-SBD（132）が通電する。ここで、SiC-MOSFET（130）、SiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）、SiC-SBD（132）の電圧‐電流特性の概略を図６に示す。SiC-MOSFET（130）は定抵抗特性を示す。SiC-SBD（132）の立ち上がり電圧（オン電圧）は約１Ｖ、SiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）の立ち上がり電圧（オン電圧）は約３Ｖである。なお、立ち上がり電圧は物性値により決まっており任意に設定できない。

本実施形態の構成と従来構成（図５）の特性を比較して考えると、端子電圧がSiC-SBD（132）の立ち上がり電圧以下では、本実施形態のほうが効率がよい。しかしながら、さらに電流が流れると、従来構成のほうが効率がよくなる。そのため、定格条件，重負荷といった、大きな電流を流す運転状態ではSiC-SBD（132）を使用した従来構成のほうが効率がよくなる。一方、軽負荷では、SiC-SBD（132）の効果は低く、SiC-MOSFET（130）のみの本実施形態の構成のほうが効率がよい。

ここで、電流としてi＝（√2）I_rmssinθを流した時の、本実施形態と従来構成（図５）の損失はそれぞれ以下の（式1）〜（式3）で表される。
・本実施形態
（式1）R_on×I_rms ²
・従来構成
（式2）Vf×(2√2/π)Irms …ただし、Vf＝const.
（式3）αI_rms ²＋β(2(√2)/π)I_rms …ただし、Vf(i)＝αi＋β
I_rmsは電流実効値，R_onはSiC-MOSFET（130）のオン抵抗値、VfはSiC-SBD（132）の端子電圧である。（式2）はVfを一定値で近似したものであり、（式3）はVfを一次近似したものである。

図６や上式から分かるように、定格負荷や重負荷では本実施形態の損失が大きくなるが、軽負荷では本実施形態の方が損失は小さくなる。定格負荷での効率が重要視される一般的な負荷とは異なり、空調用途では軽負荷での運転時間が長い。そのため、実省エネのためには軽負荷での運転効率が要求される。日本国内において実省エネに最も影響するのが、暖房定格能力に対して1/2の能力を出す条件である、暖房中間負荷と呼ばれる運転条件である。

暖房中間負荷での電流実効値をI_rms1とした時、以下の（式4）と（式5）に示す条件が成り立つようにSiC-MOSFET（130）を選定する。
（式4）I_rms1＜(2(√2)/π)Vf/R_on …ただし、Vf＝const.
（式5）I_rms1＜(2(√2)/π)β/(R_on−α) …ただし、Vf(i)＝αi＋β

このようにスイッチング素子を選定して同期整流を行えば、暖房中間負荷において、SiC-SBD（132）を使用しなくとも、同等以上の効率を達成でき、コストダウンと高効率化を両立させることが可能となる。

さらに、SiC-SBD（132）の立ち上がり電圧は約１Ｖである点を考慮し、Vfを１Ｖとすると、上記（式4）は以下の（式6）のように簡略化できる。
（式6）I_rms1＜0.9/R_on

これによりスイッチング素子選定がさらに容易になる。

また、空気調和機では、軽負荷時または過負荷時に、負荷力率を変化させて運転したり、トルク（インバータ回路（120）の出力電流）が一定で圧縮機の回転数（インバータ回路（120）の出力電圧）を変動させたりする運転モードが存在する。空気調和機において、流れる電流を変化させることなく、負荷力率を変化させた場合および加減速時のスイッチング素子の温度変化を図７から図９に示す。図７および図８は、スイッチング素子に対して逆並列にダイオードが接続された構成における各素子の温度変化を、図９は、スイッチング素子（130）のみによってインバータ回路（120）を構成した場合の各素子（130）の温度変化を、それぞれ示す。また、上記図７は、主にSiによってスイッチング素子を構成した場合、上記図８は、主にSiCによってスイッチング素子を構成して上記図７の場合よりもチップを小型化した場合の温度変化をそれぞれ示す。

上記図７および図８に示すように、負荷力率を変化させた場合や加減速時では、スイッチング素子に流れる電流が変化するため、該スイッチング素子の温度が運転条件によって変化する。これに対し、逆導通可能なスイッチング素子（130）のみによってインバータ回路（120）を構成した上記図９では、該インバータ回路（120）内に流れる電流が変わらなければ、運転条件に関係なく、該スイッチング素子（130）の温度変化が一定となる。したがって、空気調和機の運転条件が変化しても、流れる電流が一定であれば、スイッチング素子（130）に流れる電流を一定にすることができ、該スイッチング素子（130）の温度を一定にすることができる。その結果、高温動作時の信頼性向上を図ることができる。

《実施形態２》
本発明の実施形態２について説明する。図１０に示すように、本実施形態の電力変換装置（500）では、力率改善回路として使用される昇圧チョッパ回路（111）のダイオードとしてSiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）を使用している。そして、本実施形態では、制御部（540）によって昇圧チョッパ回路（111）が上記実施形態１と同様に同期整流される。この同期整流により、特に軽負荷で効率が改善する。またSiCデバイスを使用しているので、Siデバイスに比べてリカバリ電流が著しく小さくなり、スイッチング損失を低減できる。なお、本実施形態では、昇圧チョッパ回路（111）が本発明のスイッチング回路を構成している。

《実施形態３》
本発明の実施形態３について説明する。図１１に示すように、本実施形態の電力変換装置（600）では、コンバータ回路（110）の整流ダイオードとしてSiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）を使用し、制御部（640）によって同期整流が行われる。なお、図１１では、交流電源（10）を単相交流としているが、三相交流としてもよい。また、コンバータ回路（110）の整流ダイオードの一部のみをSiC-MOSFET（130）の寄生ダイオード（131）とし、残りを通常のダイオードとしてもよい。

《実施形態４》
本発明の実施形態４について説明する。図１２（ａ）に示すように、本実施形態の電力変換装置（700）は、三相交流電源（30）の電線と三相交流モータ（20）の固定子電線とで組み合わせ可能な９つの接点それぞれにスイッチング素子を使用した双方向スイッチ回路（710）を設けたマトリックスコンバータであり、入力した交流電圧を一旦直流電圧に変換することなく直接交流電圧に変換して出力する。マトリックスコンバータは通流素子数が少ないため、原理的に小型，高効率化が可能となる。マトリックスコンバータに使用する双方向スイッチ回路（710）は双方向に導通させる必要があるため、本実施形態では図７（ｂ）に示すように２個のSiC-MOSFET（130）を逆向きに直列接続し双方向スイッチ回路（710）を構成している。上記双方向スイッチ回路（710）は本発明のスイッチング回路を構成している。

なお、上記各実施形態ではワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子の一例としてSiC-MOSFETを示したが、GaNやダイヤモンドなど他のワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子でも同様に考えることができる。

また、上記実施形態２〜４においても、ユニポーラ素子としてMOSFETの代わりにJFETやHFETを用いるようにしてよいことは勿論である。

以上説明したように、本発明による電力変換装置は、定格負荷での効率よりも軽負荷での効率が重要となる空気調和機等に適用すれば有用である。

100 電力変換装置
110 コンバータ回路（スイッチング回路）
111 昇圧チョッパ回路（スイッチング回路）
120 インバータ回路（スイッチング回路）
130 SiC-MOSFET,SiC-JFET（スイッチング素子）
131 寄生ダイオード
140,540,640 制御部
500,600,700 電力変換装置
710 双方向スイッチ回路（スイッチング回路）

Claims

ワイドバンドギャップ半導体を用いたユニポーラ素子によって構成されたスイッチング素子（130）を有するスイッチング回路（110,111,120,710）と、
上記スイッチング素子（130）の内部に逆方向電流が流れる所定のタイミングで該スイッチング素子（130）をオンにして同期整流を行う制御部（140,540,640）とを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、
上記スイッチング素子（130）は、寄生ダイオード（131）が内蔵されるものである一方、
上記制御部（140,540,640）は、上記寄生ダイオード（131）に逆方向電流が流れる所定のタイミングで上記スイッチング素子（130）をオンにして同期整流を行う
ことを特徴とする電力変換装置。
請求項１または２において、
空気調和機に使用されるものである
ことを特徴とする電力変換装置。
請求項３において、
上記空気調和機の暖房中間負荷条件における上記スイッチング素子（130）の電流実効値（I_rms）とオン抵抗（R_on）との関係が、I_rms＜0.9／R_onになるように構成されている
ことを特徴とする電力変換装置。
請求項１乃至４の何れか１項において、
上記ワイドバンドギャップ半導体として、SiC、GaN、ダイヤモンドの何れかが用いられる
ことを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、
上記ユニポーラ素子は、MOSFET、JFETまたはHFETである
ことを特徴とする電力変換装置。
請求項１乃至６の何れか１項において、
上記スイッチング回路（110,111,120,710）として、コンバータ回路（110）、昇圧チョッパ回路（111）、インバータ回路（120）、マトリックスコンバータの双方向スイッチ回路（710）の少なくとも１つを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。