JP2019161757A - Ａｃ−ａｃ電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】追加部品を必要とすることなく、ＡＣ−ＡＣ電力変換装置の小型化およびコスト削減を実現する【解決手段】ＡＣ−ＡＣ電力変換装置（１００）は、第１の交流電圧を第２の交流電圧に変換する。 ＰＦＣ整流回路（１０）は、交流電圧（ｖＧ）整流して整流電圧を生成する。インバータ（３０）は、整流電圧から第２の交流電圧を生成する。制御部（４０）は、第１の交流電圧が発生する電力および整流電圧が発生する電力の持つ脈動を外部機器（４００）に出力するようにＰＦＣ整流回路（１０）およびインバータ（３０）を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、単相交流電源からの電力を３相交流電力に変換するＡＣ−ＡＣ電力変換装置に関する。

単相交流電源からの電力を３相交流電力に変換するＡＣ−ＡＣ電力変換装置として、整流回路と、平滑コンデンサと、インバータ回路と、を備えるものが開示されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−２８９７６９号公報 特開平２００３−２８４３８７号公報

数ｋＷクラスの交流電力を供給する電源装置の多くは、単相電源から入力された交流電力を三相交流電力に変換して出力する。このようなＡＣ−ＡＣ電力変換装置は通常、交流電源からの電力を直流電力に変換する整流回路と、整流された直流電力を所望の仕様の交流電力に変換するインバータ回路と、を含んで構成される。

しかしながら、単相−三相電力変換を行うと、必然的に入力電力と出力電力との間に差が生じるため、電力に脈動が発生する。この脈動を吸収し補償するためにバッファが必要となる。従来このバッファは、大容量のＤＣリンクキャパシタにより構成されることが一般的であった。ＡＣ−ＡＣ電力変換装置が数ｋＷおよび数１００Ｖで動作する場合、ＤＣリンクキャパシタに要求される容量はｍＦのオーダとなる。これを実現するためには、大容量の電解コンデンサを用いる必要がある。しかしながら電解コンデンサは体積が大きく寿命が短いため、サイズ、コストおよび装置寿命などの面で大きなデメリットを伴う。従って電解コンデンサを必要としないＡＣ−ＡＣ電力変換装置が求められる。

このような電解コンデンサレスＡＣ−ＡＣ電力変換装置を実現する先行技術の一例として、ＤＣリンク部分に小型のキャパシタ、インダクタおよびスイッチ素子からなる部品を追加し、電力脈動のみを追加回路により補償するものがある。この追加回路により、ＤＣリンクキャパシタに必要な役割はスイッチングノイズなどの除去に限定されるため、大容量の電解コンデンサは不要となる。しかしながらこの技術には、追加回路に伴う部品コストの増加、制御の複雑化といった課題がある。

別の先行技術の一例として、入力電力の脈動を直接ＤＣリンク電圧に供給し、ＤＣリンクの直流電圧が脈動を有していても、インバータのスイッチングを制御することにより、適切なモータ制御を実現するものがある（例えば、特許文献２参照）。換言すれば、この技術は、モータまたはその負荷のイナーシャを電力脈動の補償手段として利用している。この技術によれば、特別な付加部品を必要とすることなく、電解コンデンサを割愛することができる。しかしながらこの技術ではＤＣリンクの直流電圧が大きく脈動するため、直流昇圧回路を適用することができない。このため、入力電圧より高い出力電圧を得ることができず、モータの応用性が限定されるという課題がある。

本発明は、こうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、追加部品を必要とすることなく、ＡＣ−ＡＣ電力変換装置のＤＣリンクキャパシタの容量を低減することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様のＡＣ−ＡＣ電力変換装置は、第１の交流電圧を第２の交流電圧に変換するＡＣ−ＡＣ電力変換装置であって、第１の交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、整流電圧から前記第２の交流電圧を生成するインバータと、整流回路および前記インバータを制御する制御部と、を備え、制御部は、第１の交流電圧が発生する電力および整流電圧が発生する電力の持つ脈動を外部機器に出力するように整流回路およびインバータを制御する。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を方法、装置、プログラム、プログラムを記録した一時的なまたは一時的でない記憶媒体、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、追加部品を必要とすることなく、ＡＣ−ＡＣ電力変換装置の小型化およびコスト削減を実現することができる。

実施の形態に係るＡＣ−ＡＣ電力変換装置を示すブロック図である。 従来のＡＣ−ＡＣ電力変換装置を示すブロック図である。 図２のＡＣ−ＡＣ電力変換装置の制御部を示すブロック図である。 （ａ）は、図２のＡＣ−ＡＣ電力変換装置の入力電圧、入力電流および入力電力の時間変化を示す図であり、（ｂ）は、図２のＡＣ−ＡＣ電力変換装置のＤＣリンクキャパシタ電圧、ＤＣリンクキャパシタ電流およびＤＣリンクキャパシタ電力の時間変化を示す図であり、（ｃ）は、図２のモータ回転速度、モータトルクおよびモータ電力の時間変化を示す図である。 図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置の制御部を示すブロック図である。 （ａ）は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置の入力電圧、入力電流および入力電力の時間変化を示す図であり、（ｂ）は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置のＤＣリンクキャパシタ電圧、ＤＣリンクキャパシタ電流およびＤＣリンクキャパシタ電力の時間変化を示す図であり、（ｃ）は、図１のモータ回転速度、モータトルクおよびモータ電力の時間変化を示す図である。 図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置の制御部の変形例を示すブロック図である。 図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置の制御部の変形例を示すブロック図である。 図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置の制御部の変形例を示すブロック図である。 実施の形態に係るＡＣ−ＡＣ電力変換装置の変形例を示すブロック図である。

以下の実施の形態では、同一の構成要素に同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また説明の便宜のため、各図面では構成要素の一部を適宜省略する。特に断りのない限り、数値Ａに関し、＜Ａ＞はＡの平均値、Ａ^＊はＡの目標値を示す。

図１は、実施の形態に係るＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の一例を示すブロック図である。ＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００は、単相電源３００からの電力に基づき三相電力を生成する電力変換装置として機能する。一例として、ＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００は、ポンプ、コンプレッサ、船や飛行機の電動アクチュエータ、ロボットアームなど多様な装置を駆動するために使用することができる。ＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００は、ＰＦＣ整流回路１０と、ＤＣリンク２０と、インバータ３０と、制御部４０と、を備える。ＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００によって生成された三相電力は、モータ４００などの外部機器に対して出力される。モータ４００は入力された三相電力により駆動され、負荷５００を駆動する。本明細書において、単相電源３００から三相電力の出力に向かう電力または信号の流れに沿って、上流側を前段または入力と、下流側を後段または出力と表記することがある。

単相電源３００は、例えば商用電源や発電機であってよい。単相電源３００は、ＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００のＰＦＣ整流回路１０に入力電圧ｖ_Ｇを出力する。

ＰＦＣ整流回路１０は、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）機能を備えた整流回路であり、公知技術を用いて実現されてよい。ＰＦＣ整流回路１０は、単相電源３００から入力された入力電圧ｖ_Ｇを全波整流して整流電圧を生成した後、ＰＦＣ機能を用いて電流波形から高周波を除去する。ＰＦＣ整流回路１０は、整流電圧をＤＣリンク２０に出力する。

ＤＣリンク２０は、ＰＦＣ整流回路１０の後段に配置され、ＤＣリンクキャパシタ２２を備える。ＤＣリンクキャパシタ２２は、例えばフィルムやセラミックコンデンサなどにより構成された小容量のコンデンサである。ＤＣリンクキャパシタ２２は、スイッチングノイズなどの除去手段として機能する。整流電圧は、後述する制御により脈動が除去されているため、ＤＣリンクキャパシタ２２は大容量の電解コンデンサである必要はない。ＤＣリンク２０は、ＤＣリンク電圧ｖ_ＤＣをインバータ３０に出力する。

インバータ３０は、ＤＣリンク２０の後段に配置され、ＤＣリンク電圧ｖ_ＤＣに基づいて三相交流電圧を生成する。インバータ３０は公知技術を用いて実現されてよい。三相交流電圧は、例えばＵ相、Ｖ相およびＷ相からなり、２π／３の位相差で交番するものであってよい。インバータ３０は、生成した交流電圧をモータ４００に供給する。

制御部４０は、ＤＣリンク電圧制御部４２と、ＰＦＣ整流回路制御部４４と、速度制御部４６と、インバータ制御部４８と、を備える。制御部４０は、ＰＦＣ整流回路１０およびインバータ３０を制御して、生成される入力電流、整流電圧および三相交流電圧を調整する。制御部４０の制御の詳細については後述する。

モータ４００は、インバータ３０から供給された三相電力により駆動され、得られた動力を負荷５００に伝達して負荷５００を運動させる。

負荷５００は、モータ４００によって運動するフライホイールなどの負荷であって、イナーシャＪ_ＴＯＴ（例えば慣性モーメント）を有する。

整流回路は、必ずしもＰＦＣ機能を備えていなくてもよい。すなわち、ＰＦＣ整流回路１０は、交流電圧から直流電圧を生成する任意のタイプの整流回路で置き換えられてもよい。

ＤＣリンク２０は完全に割愛されてもよい。この場合、ＰＦＣ整流回路１０は、整流電圧をインバータ３０に出力する。

［従来の電圧制御］
実施の形態に係るＡＣ−ＡＣ電力変換装置の電圧制御を説明する前に、従来のＡＣ−ＡＣ電力変換装置の電圧制御を説明する。
図２は、従来のＡＣ−ＡＣ電力変換装置２００を示すブロック図である。図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００との第１の相違点は、ＤＣリンクキャパシタ２４が大容量の電解コンデンサで構成される点である。これは後述のように、入力電力と出力電力との差をバッファして補償するためである。第２の相違点は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００では一体的であった制御部４０が、第１制御部５０と第２制御部６０とに分離されている点である。第１制御部５０は、ＤＣリンク電圧制御部５２と、ＰＦＣ整流回路制御部５４と、を備える。第２制御部６０は、速度制御部６６と、インバータ制御部６８と、を備える。第１制御部５０はＰＦＣ整流回路１０を、第２制御部６０はインバータ３０を、それぞれ独立に制御する。ＡＣ−ＡＣ電力変換装置２００のその他の構成は、ＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の構成と共通である。特に図１および図２に示される制御部はあくまでも抽象的な機能ブロックであり、ハードウェア、ソフトウェアその他によるいかなる具体的な実現形態も、これらの図面に限定されないことに注意されたい。

図３は、図２のＡＣ−ＡＣ電力変換装置２００の第１制御部５０および第２制御部６０を示すブロック図である。ＤＣリンク電圧制御部５２は、第１入力端５２ｂと、第２入力端５２ｃと、出力端５２ｄと、を備える。ＰＦＣ整流回路制御部５４は、入力端５４ｂと、出力端５４ｃと、を備える。速度制御部６６は、第１入力端６６ｂと、第２入力端６６ｃと、出力端６６ｄと、を備える。インバータ制御部６８は、入力端６８ｂと、第１出力端６８ｃと、第２出力端６８ｄと、第３出力端６８ｅと、を備える。第１制御部５０は、ＤＣリンク電圧制御部５２の第２入力端５２ｃの前段に、ローパスフィルタ５３を備える。

現在のＤＣリンク電圧ｖ_ＤＣがローパスフィルタ５３に入力される。ローパスフィルタ５３は、ｖ_ＤＣから高周波成分を除去して平均ＤＣリンク電圧＜Ｖ_ＤＣ＞を生成し、これをＤＣリンク電圧制御部５２の第２入力端５２ｃに入力する。ＤＣリンク電圧制御部５２の第１入力端５２ｂには、目標平均ＤＣリンク電圧＜Ｖ_ＤＣ＞^＊が入力される。ＤＣリンク電圧制御部５２は、＜Ｖ_ＤＣ＞^＊と＜Ｖ_ＤＣ＞との差分Δｖ_ＤＣ（図示しない）を基に目標平均キャパシタ電力＜Ｐ_Ｃ＞^＊を算出し、これを出力端５２ｄから出力する。

速度制御部６６の第１入力端６６ｂには、モータ４００の目標平均速度＜ω＞^＊が入力される。第２入力端６６ｃには、モータ４００の現在の平均速度＜ω＞が入力される。速度制御部６６は、＜ω＞^＊と＜ω＞との差分Δω（図示しない）を基に目標平均インバータ出力＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊を算出し、これを出力端６６ｄから出力する。

速度制御部６６の出力端６６ｄから出力された＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊は分岐点ｖ１で２つに分岐され、一方は、ＤＣリンク電圧制御部５２の出力端５２ｄから出力された＜Ｐ_Ｃ＞^＊と足し合わされる。その結果、目標平均整流電力＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊が、＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊＝＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊＋＜Ｐ_Ｃ＞^＊として算出される。算出された＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊は、ＰＦＣ整流回路制御部５４の入力端５４ｂに入力される。分岐点ｖ１で分岐された＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊の他方は、インバータ制御部６８の入力端６８ｂに入力される。

ＰＦＣ整流回路制御部５４は、
入力された目標平均整流電力＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊を基に目標入力電流ｉ_Ｇ ^＊（図示しない）を算出し、インダクタ電流差からＰＦＣ出力デューティ比ｄ_Ｂを求め、これを出力端５４ｃから出力する。出力されたＰＦＣ出力デューティ比ｄ_Ｂは、パルス幅変調器（図示しない）を介してＰＦＣ整流回路１０に入力されて所望の制御が実現する。

インバータ制御部６８は、
入力された目標モータ電力＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊を基にインバータ出力デューティ比ｄ_Ｕ、ｄ_Ｖおよびｄ_Ｗを求め、これらをそれぞれ第１出力端６８ｃ、第２出力端６８ｄおよび第３出力端６８ｅから出力する。出力されたインバータ出力デューティ比ｄ_Ｕ、ｄ_Ｖおよびｄ_Ｗは、パルス幅変調器（図示しない）を介してインバータ３０に入力されて所望の制御が実現する。

図４（ａ）は、図２のＡＣ−ＡＣ電力変換装置２００の入力電圧、入力電流および入力電力の時間変化を示す。図４（ｂ）は、図２のＡＣ−ＡＣ電力変換装置２００のＤＣリンクキャパシタ電圧、ＤＣリンクキャパシタ電流およびＤＣリンクキャパシタ電力の時間変化を示す。図４（ｃ）は、図２のモータ回転速度、モータトルクおよびモータ電力の時間変化を示す。

本明細書では、入力電圧（単相電源３００によって供給される交流電圧）ｖ_Ｇは、振幅Ｖ_Ｇ、周波数ｆ_Ｇの正弦波であるとし、以下のように表す。
ｖ_Ｇ＝Ｖ_Ｇ・sin（2πｆ_Ｇｔ）
力率＝１条件を満足するために、ＰＦＣ整流回路１０に入力される入力電流ｉ_Ｇは、ｖ_Ｇと同一の周波数および同一の位相を持つ正弦波となるように制御される。すなわちｉ_Ｇは、振幅をＩ_Ｇとおくと、以下のように表される。
ｉ_Ｇ＝Ｉ_Ｇ・sin（2πｆ_Ｇｔ）
従って、ＰＦＣ整流回路１０に入力される入力電力ｐ_Ｇは、以下のようになる。
ｐ_Ｇ＝ｖ_Ｇ・ｉ_Ｇ＝Ｖ_Ｇ・sin（2πｆ_Ｇｔ）・Ｉ_Ｇ・sin（2πｆ_Ｇｔ）＝Ｐ_０・（１−cos（2π・2ｆ_Ｇｔ））
ただしＰ_０＝Ｖ_Ｇ・Ｉ_Ｇ／２とおいた。
このように入力電力ｐ_Ｇは、入力電圧ｖ_Ｇの周波数ｆ_Ｇの２倍の周波数２ｆ_Ｇで振動する。一方モータ電力ｐ_Ｍは、時間的に一定な値Ｐ_０（入力電力ｐ_Ｇの平均値）となるように第２制御部６０によって制御されている。

図４（ａ）および図４（ｃ）に示されるように、入力電力ｐ_Ｇとモータ電力ｐ_Ｍとは、その波形が一致しない。ＤＣリンク２０のＤＣリンクキャパシタ２４は、この入力電力ｐ_Ｇとモータ電力ｐ_Ｍとの差をバッファすることにより補償する。以下、この点について説明する。
ＤＣリンクキャパシタ２４は、内部に静電エネルギーＥ_Ｃを蓄積する。
Ｅ_Ｃ＝１／２・Ｃ_ＤＣ・ｖ_ＤＣ ^２
ただしＤＣリンクキャパシタ２４の容量をＣ_ＤＣとおいた。
これにより、ＤＣリンク２０にコンデンサ電流ｉ_Ｃが流れる。そしてＤＣリンク電圧ｖ_ＤＣには、入力電圧ｖ_Ｇの周波数ｆ_Ｇの２倍の周波数２ｆ_Ｇで振動するＤＣリンク電圧脈動Δｖ_ＤＣ（リップル）が発生する。ＤＣリンク電圧脈動Δｖ_ＤＣは、平均出力電力Ｐ_０、平均ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣ、入力電圧ｖ_Ｇの周波数ｆ_ＧおよびＤＣリンクキャパシタ２４の容量Ｃ_ＤＣに依存し、以下のように表される

すなわちこの脈動を補償して抑制するためには、ＤＣリンクキャパシタ２４の容量Ｃ_ＤＣを十分大きくする必要がある。一般に正常なインバータ機能を実現するためには、ＤＣリンク電圧脈動Δｖ_ＤＣを平均ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの数％以内に抑制する必要がある。式５によれば、例えば、Ｐ_０が５ｋＷ、Ｖ_ＤＣが１００Ｖ、ｆ_Ｇが５０Ｈ_ｚで、Δｖ_ＤＣ／Ｖ_ＤＣを５％に抑制する場合、約３ｍＦのＣ_ＤＣが必要となることが分かる。

［実施の形態に係る電圧制御］
本発明の実施の形態に係る電圧制御について説明する。
図５は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の制御部を示すブロック図である。ＤＣリンク電圧制御部４２は、第１入力端４２ｂと、第２入力端４２ｃと、出力端４２ｄと、を備える。ＰＦＣ整流回路制御部４４は、入力端４４ｂと、出力端４４ｃと、を備える。速度制御部４６は、第１入力端４６ｂと、第２入力端４６ｃと、出力端４６ｄと、を備える。インバータ制御部４８は、入力端４８ｂと、第１出力端４８ｃと、第２出力端４８ｄと、第３出力端４８ｅと、を備える。制御部４０は、ＤＣリンク電圧制御部４２の出力端４２ｄと、ＰＦＣ整流回路制御部４４の入力端４４ｂとの間に、ローパスフィルタ４３ａを備える。制御部４０は、速度制御部４６の第２入力端４６ｃの前段に、ローパスフィルタ４３ｂを備える。

ＤＣリンク電圧制御部４２の第１入力端４２ｂには、目標ＤＣリンク電圧ｖ_ＤＣ ^＊が入力される。第２入力端４２ｃには、現在のＤＣリンク電圧ｖ_ＤＣが入力される。後述するように、ＤＣリンク電圧ｖ_ＤＣは、時間的に一定な値（脈動を持たない）となるように制御されている。従って図２のＡＣ−ＡＣ電力変換装置２００と異なり、高周波成分を除くためのローパスフィルタを第２入力端４２ｃの前段に置く必要はない。ＤＣリンク電圧制御部４２は、ｖ_ＤＣ ^＊とｖ_ＤＣとの差分Δｖ_ＤＣ（図示しない）を基に、目標キャパシタ電力ｐ_Ｃ ^＊を求め、これを出力端４２ｄから出力する。

ＤＣリンク電圧制御部４２の出力端４２ｄから出力された目標キャパシタ電力ｐ_Ｃ ^＊は分岐点ｖ２で２つに分岐され、一方は、ローパスフィルタ４３ａに入力される。ＤＣリンク電圧制御部４２によって生成されたｐ_Ｃ ^＊は、モータのインダクタに起因するノイズや入力電源のノイズ等に起因する高周波の電圧ノイズを含んでいる。ローパスフィルタ４３ａは、ｐ_Ｃ ^＊からこれらの高周波成分を除去して目標平均キャパシタ電力＜Ｐ_Ｃ＞^＊を生成し、これを出力する。分岐点ｖ２で分岐されたｐ_Ｃ ^＊の他方は、目標整流電力ｐ_ＰＦＣ ^＊から減算されて、目標モータ電力ｐ_Ｍ ^＊が算出される（ｐ_Ｍ ^＊＝ｐ_ＰＦＣ ^＊−ｐ_Ｃ ^＊）。算出されたｐ_Ｍ ^＊は、インバータ制御部４８の入力端４８ｂに入力される。

このように、インバータ制御部４８に入力される目標モータ電力ｐ_Ｍ ^＊は、目標整流電力ｐ_ＰＦＣ ^＊から目標キャパシタ電力ｐ_Ｃ ^＊を減算したものである。すなわち、モータ４００には、入力電力ｐ_ＧおよびＤＣリンクの脈動Δｐ_ＤＣが入力される。モータ４００は、負荷５００が持つイナーシャによりこの脈動を補償する。その結果ＤＣリンクの脈動はゼロとなり、ｐ_Ｍ＝ｐ_Ｇが成立する。すなわち、モータ電力ｐ_Ｍは入力電力ｐ_Ｇに一致する。

後述するように、モータの速度ωは、モータ４００による入力電力ｐ_Ｇの補償に起因して、入力電力ｐ_Ｇの周波数ｆ_Ｇの２倍の周波数２ｆ_Ｇで脈動する。そこで、以下のようにローパスフィルタを用いてωの高周波成分を除去する。現在のモータの速度ωはローパスフィルタ４３ｂに入力される。ローパスフィルタ４３ｂは、ωから高周波成分を除去して現在のモータの平均速度＜ω＞を生成し、これを速度制御部４６の第２入力端４６ｃに入力する。速度制御部４６の第１入力端４６ｂには、モータ４００の目標平均速度＜ω＞^＊が入力される。速度制御部４６は、＜ω＞^＊と＜ω＞との差分Δω（図示しない）を基に目標平均インバータ出力＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊を求め、これを出力端４６ｄから出力する。

速度制御部４６の出力端４６ｄから出力された目標平均インバータ出力＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊は、ローパスフィルタ４３ａから出力された目標平均キャパシタ電力＜Ｐ_Ｃ＞^＊と足し合わされる。その結果、目標平均整流電力＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊が、＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊＝＜Ｐ_Ｃ＞^＊＋＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊として算出される。算出された＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊は、ＰＦＣ整流回路制御部４４の入力端４４ｂに入力される。ＰＦＣ整流回路制御部４４は、入力された目標平均整流電力＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊を基に目標入力電流ｉ_Ｇ ^＊（図示しない）を算出し、インダクタ電流差からＰＦＣ出力デューティ比ｄ_Ｂを求め、これを出力端４４ｃから出力する。出力されたＰＦＣ出力デューティ比ｄ_Ｂは、パルス幅変調器（図示しない）を介してＰＦＣ整流回路１０に入力されて所望の制御が実現する。

インバータ制御部４８は、入力された目標モータ電力ｐ_Ｍ ^＊を基にインバータ出力デューティ比ｄ_Ｕ、ｄ_Ｖおよびｄ_Ｗを求め、これらをそれぞれ第１出力端４８ｃ、第２出力端４８ｄおよび第３出力端４８ｅから出力する。出力されたインバータ出力デューティ比ｄ_Ｕ、ｄ_Ｖおよびｄ_Ｗは、パルス幅変調器（図示しない）を介してインバータ３０に入力されて所望の制御が実現する。

図６（ａ）は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の入力電圧、入力電流および入力電力の時間変化を示す。図６（ｂ）は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００のＤＣリンクキャパシタ電圧、ＤＣリンクキャパシタ電流およびＤＣリンクキャパシタ電力の時間変化を示す。図６（ｃ）は、図１のモータ回転速度、モータトルクおよびモータ電力の時間変化を示す。

図６（ａ）は図４（ａ）と同じであるので、説明を省略する。前述のように、モータ電力ｐ_Ｍと入力電力ｐ_Ｇとが一致するように制御されているため、ｐ_Ｍとｐ_Ｇの波形は一致する（図６（ａ）および図６（ｃ））。すなわちｐ_Ｍは、入力電圧ｖ_Ｇの周波数ｆ_Ｇの２倍の周波数２ｆ_Ｇで振動する。またｐ_Ｍ＝ｐ_Ｇが成立しているため、ＤＣリンクキャパシタ電力ｐ_Ｃはゼロとなる（図６（ｂ））。従って、ＤＣリンクキャパシタ電流ｉ_Ｃは流れず、ＤＣリンクキャパシタ電圧ｖ_ＤＣは時間的に一定な値となる。このように、本実施の形態の電圧制御によれば、ＤＣリンク電圧に脈動Δｖ_ＤＣが発生しない。従ってこれを補償するための大容量電界コンデンサは不要となる。

モータ電力ｐ_Ｍが周波数２ｆ_Ｇで振動するため、モータトルクｔ_Ｍも、周波数２ｆ_Ｇで振動する（図６（ｃ））。モータトルクｔ_Ｍが負荷トルクｔ_Ｌ＝Ｔ_０より大きいとき負荷５００は加速され、モータのエネルギーは以下の運動エネルギーＥ_ＫＩＮに変換される。
Ｅ_ＫＩＮ＝１／２・Ｊ_ＴＯＴ・ω^２
逆にモータトルクｔ_Ｍが負荷トルクｔ_Ｌ＝Ｔ_０より小さいとき負荷５００は減速され、負荷５００が持つ運動エネルギーＥ_ＫＩＮはモータ４００に供給される。こうしてモータ４００の速度ωは、平均速度Ωを中心に周波数２ｆ_Ｇで振動する脈動（リップル）Δωを持つ。このモータ速度の脈動Δωは、平均モータ電力Ｐ_０、平均速度Ω、入力電圧ｖ_Ｇの周波数ｆ_ＧおよびイナーシャＪ_ＴＯＴに依存し、以下のように表される。

すなわち、十分大きなイナーシャを持つ負荷を適用することにより、脈動を補償してこれを抑制することができる。

以上述べたように、実施の形態に係るＡＣ−ＡＣ電力変換装置によれば、モータまたはその負荷のイナーシャを用いて電力脈動を補償することにより、モータの目標平均速度を出力したまま、ＤＣリンク電圧を時間的に一定な値とすることができる。これにより、追加部品を必要とすることなく、ＤＣリンクキャパシタの容量を低減することができる。

以上、本発明の実施の形態を基に説明した。この実施の形態は例示であり、種々の変形および変更が本発明の特許請求の範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。

以下、変形例について説明する。変形例の図面および説明では、実施の形態と同一または同等の構成要素、部材には、同一の符号を付する。実施の形態と重複する説明を適宜省略し、実施の形態と相違する構成について重点的に説明する。

（第１変形例）
前述の実施の形態では、入力電力およびＤＣリンク電力の脈動をモータに入力し、モータまたはその負荷のイナーシャを用いてＤＣリンクの電圧脈動を補償したが、本発明はこれに限られない。例えば、ＤＣリンクの脈動のみが抽出されて、モータに入力されてもよい。この場合も、モータまたはその負荷のイナーシャを用いてＤＣリンクの電圧脈動を吸収し補償することができる。

図７は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の制御部４０の変形例である制御部４０１０を示すブロック図である。制御部４０１０の部品構成は、図５の制御部４０の部品構成と共通する。以下、制御と信号の流れに関し、図５と相違する点に焦点を当てて説明する。

ＤＣリンク電圧制御部４２の出力端４２ｄから出力された目標キャパシタ電力Ｐ_Ｃ ^＊は分岐点ｖ３で２つに分岐され、一方は、ローパスフィルタ４３ａに入力される。ローパスフィルタ４３ａは、Ｐ_Ｃ ^＊から高周波成分を除去して目標平均キャパシタ電力＜Ｐ_Ｃ＞^＊を生成し、これを出力する。ローパスフィルタ４３ａから出力された＜Ｐ_Ｃ＞^＊は分岐点ｖ４で２つに分岐され、一方は、速度制御部４６の出力端４６ｄから出力された目標平均インバータ出力＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊と足し合わされる。その結果、目標平均整流電力＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊が、＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊＝＜Ｐ_Ｃ＞^＊＋＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊として算出される。算出された＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊は、ＰＦＣ整流回路制御部４４の入力端４４ｂに入力される。分岐点ｖ４で分岐された＜Ｐ_Ｃ＞^＊の他方は、分岐点ｖ３で分岐されたＰ_Ｃ ^＊の他方から減算され、入力電力脈動ｐ_Ｃ，ＡＣが生成される。すなわち入力電力脈動ｐ_Ｃ，ＡＣは、目標キャパシタ電力Ｐ_Ｃ ^＊からその脈動部分のみを抽出したものである。入力電力脈動ｐ_Ｃ，ＡＣは、目標整流電力ｐ_ＰＦＣ ^＊から減算されて、目標モータ電力ｐ_Ｍ ^＊が算出される（ｐ_Ｍ ^＊＝ｐ_ＰＦＣ ^＊−ｐ_Ｃ，ＡＣ）。算出されたｐ_Ｍ ^＊は、インバータ制御部４８の入力端４８ｂに入力される。

このように、インバータ制御部４８に入力される目標モータ電力ｐ_Ｍ ^＊は、目標整流電力ｐ_ＰＦＣ ^＊から入力電力脈動ｐ_Ｃ，ＡＣを減算したものである。すなわち、モータ４００には、ＤＣリンクの脈動Δｐ_ＤＣが入力される。モータ４００は、負荷５００が持つイナーシャによりこの脈動を補償する。その結果ＤＣリンクの脈動はゼロとなり、ｐ_Ｍ＝ｐ_Ｇが成立する。すなわち、モータ電力ｐ_Ｍは入力電力ｐ_Ｇに一致する。

ＰＦＣ整流回路制御部４４は、入力された＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊を基に目標入力電流ｉ_Ｇ ^＊（図示しない）を算出し、インダクタ電流差からＰＦＣ出力デューティ比ｄ_Ｂを求め、これを出力端４４ｃから出力する。出力されたＰＦＣ出力デューティ比ｄ_Ｂは、パルス幅変調器（図示しない）を介してＰＦＣ整流回路１０に入力されて所望の制御が実現する。

インバータ制御部４８は、入力された目標モータ電力ｐ_Ｍ ^＊を基にインバータ出力デューティ比ｄ_Ｕ、ｄ_Ｖおよびｄ_Ｗを求め、これらをそれぞれ第１出力端４８ｃ、第２出力端４８ｄおよび第３出力端４８ｅから出力する。出力されたインバータ出力デューティ比ｄ_Ｕ、ｄ_Ｖおよびｄ_Ｗは、パルス幅変調器（図示しない）を介してインバータ３０に入力されて制御が実現する。

このように本変形例でも、前述の実施の形態と同様、ＤＣリンクの電圧脈動がモータで補償されることにより、モータ電力ｐ_Ｍが入力電力ｐ_Ｇと等しくなるように制御される。これにより、ＤＣリンクキャパシタ電力ｐ_Ｃはゼロとなる。

本変形例によれば、モータの目標平均速度を出力したまま、ＤＣリンク電圧を時間的に一定な値とすることができる。これにより、追加部品を必要とすることなく、ＤＣリンクキャパシタの容量を低減することができる。

（第２変形例）
前述の実施の形態では、ＤＣリンク電圧の脈動をすべてモータを用いて補償した。しかしながら、モータによる補償には、前述のようにモータの速度が入力電圧の周波数の２倍の周波数で脈動するというトレードオフが伴う（図６（ｃ））。これはアプリケーションによっては好ましくない場合もある。モータ速度の脈動を抑制するために、入力電力脈動の全部でなく一部のみをモータで補償し、残りをＤＣリンクキャパシタで補償してもよい。

ＤＣリンク電圧の脈動補償に関し、モータによる寄与分の割合をｋ（０＜ｋ≦１）とする（以下、このｋを分配係数と呼ぶ）。すなわち、
ｐ_Ｍ，ＡＣ＝ｋ・ｐ_{ＰＦＣ，ＡＣ}
ただしｐ_Ｍ，ＡＣ、ｐ_{ＰＦＣ，ＡＣ}はそれぞれ、モータ電力ｐ_Ｍと整流電力Ｐ_ＰＦＣの平均値からの変動を表す（ｐ_Ｍ＝＜ｐ_Ｍ＞＋ｐ_Ｍ，ＡＣ、Ｐ_ＰＦＣ＝＜Ｐ_ＰＦＣ＞＋ｐ_{ＰＦＣ，ＡＣ}）。
従ってモータ出力は以下のようになる。
ｐ_Ｍ＝＜ｐ_Ｍ＞＋ｐ_Ｍ，ＡＣ＝＜ｐ_Ｍ＞＋ｋ・ｐ_{ＰＦＣ，ＡＣ}＝＜Ｐ_ＰＦＣ＞−＜ｐ_ｃ＞＋ｋ・（Ｐ_ＰＦＣ−＜Ｐ_ＰＦＣ＞）
＝ｋ・ｐ_{ＰＦＣ，ＡＣ}−＜ｐ_ｃ＞＋（１−ｋ）・＜Ｐ_ＰＦＣ＞
分配係数ｋを適当な値で選択することにより、モータとＤＣリンクキャパシタとの間で、所望の割合でＤＣリンク電圧脈動の補償を分配することができる。

図８は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の制御部４０の変形例である制御部４０２０を示すブロック図である。制御部４０２０の構成は、ＰＦＣ整流回路制御部４４の前段に減衰器４５ａと、インバータ制御部４８の前段に減衰器４５ｂと、をさらに備える点で、図５の制御部４０の構成と異なる。減衰器４５ａは、目標平均整流電力＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊の強度を１−ｋ倍に減衰させる。減衰器４５ｂは、目標整流電力ｐ_ＰＦＣ ^＊の強度をｋ倍に減衰させる。制御部４０２０のその他の構成は、制御部４０の構成と共通する。

ＤＣリンク電圧制御部４２の出力端４２ｄから出力された後ローパスフィルタ４３ａで高周波成分を除去された目標平均キャパシタ電力＜Ｐ_Ｃ＞^＊は、分岐点ｖ５で２つに分岐される。分岐点ｖ５で分岐された＜Ｐ_Ｃ＞^＊の一方は、速度制御部４６の出力端４６ｄから出力された目標平均インバータ出力＜Ｐ_ＩＮＶ＞^＊に加算され、目標平均整流電力＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊が算出される。算出された＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊は、分岐点ｖ６で２つに分岐され、一方は、ＰＦＣ整流回路制御部４４の入力端４４ｂに入力される。分岐点ｖ６で分岐された＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊の他方は、減衰器４５ａに入力される。＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊は、減衰器４５ａにより１−ｋ倍に減衰された後、分岐点ｖ５で分岐された＜Ｐ_Ｃ＞^＊が減算される。この（１−ｋ）・＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊−＜Ｐ_Ｃ＞^＊で表される電力は、減衰器４５ｂによりｋ倍に減衰された目標整流電力ｋ・ｐ_ＰＦＣ ^＊と加算されてｐ_Ｍ ^＊として算出され、インバータ制御部４８の入力端４８ｂに入力される。すなわち、
ｐ_Ｍ ^＊＝ｋ・ｐ_ＰＦＣ−＜Ｐ_Ｃ＞^＊＋（１−ｋ）＜Ｐ_ＰＦＣ＞^＊

本変形例によれば、モータとＤＣリンクキャパシタとの間で、所望の割合でＤＣリンク電圧脈動の補償を分配することができる。これにより、モータの速度の脈動を抑制しつつ、ＤＣリンクキャパシタの容量を低減することができる。

（第３変形例）
前述の実施の形態では、入力電圧の周波数の２倍の周波数で振動するＤＣリンク電圧の脈動をモータで補償することにより、ＤＣリンク電圧の平滑化を実現した。しかしながら実際の実現形態では、ＤＣリンク電圧の脈動が入力電圧の周波数の４倍（２次高周波）、８倍（４次高周波）、１２倍（６次高周波）といった高周波成分を持つこともある。これらの高周波成分が共振することによって発生する高周波ノイズは、前述の手法だけでは完全に抑制することができない。この場合、ＤＣリンクキャパシタ電圧の完全な平滑化は困難となる。これを解決するために、高周波ノイズを抑制するための共振制御が、ＤＣリンク電圧制御に追加されてもよい。

図９は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の制御部４０の変形例である制御部４０３０を示すブロック図である。制御部４０３０の構成は、ＰＦＣ整流回路制御部４４の前段に共振制御部４９をさらに備える点で、図５の制御部４０の構成と異なる。共振制御部４９は、制御すべき次数の高周波の数だけ配置される。例えば図９では、２次高周波、４次高周波および６次高周波を抑制するための３種類の共振制御部４９が示されている。制御部４０３０のその他の構成は、制御部４０の構成と共通する。

共振制御部４９には、ＤＣリンク電圧の極性を反転した−ｖ_ＤＣが入力される。共振制御部４９の各々は、以下の関数Ｇ_Ｒ，ｎ（ｓ）を用いて高周波を制御し、ＤＣリンク電圧の各次数の高周波に関する目標キャパシタ電力を出力する。

ここでゲインをＫ_Ｉ、高周波の次数をｎとおいた。
共振制御部４９からは、各次数の高周波に関する目標キャパシタ電力が出力される。出力された各次数の高周波に関する目標キャパシタ電力は、ＤＣリンク電圧制御部４２から出力された目標キャパシタ電力に加算される。これにより高周波ノイズが抑制された目標キャパシタ電力Ｐ_Ｃ ^＊が生成される。その他の制御と信号の流れは、図５の制御部４０と共通である。

本変形例によれば、ＤＣリンクの電圧脈動の高周波ノイズを抑制することができ、より高い精度でＤＣリンク電圧を平滑化することができる。

（第４変形例）
前述の実施の形態では、ＤＣリンク電圧は入力電圧と同じであった。本発明の電圧制御によれば、ＤＣリンクの直流電圧の脈動が抑制されているため、例えばＤＣリンクの後段に直流昇圧回路を配置することにより、目標ＤＣリンク電圧を入力電圧より高い値に設定することができる。

図１０は、図１のＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の変形例であるＡＣ−ＡＣ電力変換装置１１０を示すブロック図である。ＡＣ−ＡＣ電力変換装置１１０は、ＤＣリンク２０の後段に昇圧回路７０をさらに備えており、その他の構成はＡＣ−ＡＣ電力変換装置１００の構成と共通する。

昇圧回路７０は、モータ４００によって脈動が補償されて平滑化されたＤＣリンク電圧を昇圧する。一例として昇圧回路７０は、単相電源３００から供給された２００Ｖの単相交流電圧に関し、平滑化された２００ＶのＤＣリンク電圧を２倍に昇圧して４００Ｖの整流電圧を生成し、これをインバータ３０に入力する。インバータ３０は、４００Ｖの３相交流電圧を生成する。

本変形例によれば、入力単相交流電圧より高い三相交流電圧を得ることができる。

（第５変形例）
本発明の一変形例は、ＡＣ−ＡＣ電力変換システムを制御する方法である。すなわち本発明のある態様の方法は、ＡＣ−ＡＣ電力変換システムを制御する方法であって、ＡＣ−ＡＣ電力変換システムは、単相交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、整流電圧から三相交流電圧を生成するインバータと、整流回路とインバータとの間の中間段階としてのＤＣリンクキャパシタと、を備え、該方法は、単相交流電圧から正弦波の入力電流を生成するステップと、平均入力電力および入力電力の脈動をインバータの出力側に供給するステップと、整流電圧を基準整流電圧に一致させるステップと、を備える。

（第６変形例）
本発明の一変形例は、ＡＣ−ＡＣ電力変換システムを制御する方法である。すなわち本発明のある態様の方法は、ＡＣ−ＡＣ電力変換システムを制御する方法であって、ＡＣ−ＡＣ電力変換システムは、単相交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、整流電圧から三相交流電圧を生成するインバータと、入力電力の脈動の一部を補償するためのＤＣリンクキャパシタと、を備え、該方法は、単相交流電圧から正弦波の入力電流を生成するステップと、平均入力電力および入力電力の脈動の調整可能な部分をインバータの出力側に供給するステップと、平均整流電圧を基準整流電圧に一致させるステップと、を備える。

本発明の第５変形例または第６変形例に係る方法では、三相の外部機器がインバータに接続されており、三相の外部機器のイナーシャおよびその負荷により出力電力の脈動が補償され、該方法は、三相の外部機器の平均回転速度を基準回転速度に一致させるステップをさらに備えてよい。

本発明の第５変形例または第６変形例に係る方法では、ＡＣ−ＡＣ電力変換システムは整流器に代えて三相整流器を備え、三相整流器は三相電源に接続されており、該方法は、三相電源内にアンバランスが生じた場合に発生する入力電力脈動を補償するステップをさらに備えてよい。

本発明の第５変形例または第６変形例に係る方法では、ＡＣ−ＡＣ電力変換システムは、低周波歪を低減するための共振制御部をさらに備えていてよい。

本発明の第６変形例に係る方法では、時間および負荷の条件に応じて、入力電力の脈動を、外部機器とＤＣリンクとに分散して出力するステップをさらに備えてよい。

１００・・ＡＣ−ＡＣ電力変換装置、 １０・・ＰＦＣ整流回路、 ２０・・ＤＣリンク、 ３０・・インバータ、 ４０・・制御部、 ４２・・ＤＣリンク電圧制御部、 ４４・・ＰＦＣ整流回路制御部、 ４６・・速度制御部、 ４８・・インバータ制御部、 ３００・・単相電源、 ４００・・モータ、 ５００・・負荷

Claims (6)

1. 第１の交流電圧を第２の交流電圧に変換するＡＣ−ＡＣ電力変換装置であって、
   前記第１の交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、
   前記整流電圧から前記第２の交流電圧を生成するインバータと、
   前記整流回路および前記インバータを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記第１の交流電圧が発生する電力および前記整流電圧が発生する電力の持つ脈動を外部機器に出力するように前記整流回路および前記インバータを制御する
   ことを特徴とするＡＣ−ＡＣ電力変換装置。
2. 第１の交流電圧を第２の交流電圧に変換するＡＣ−ＡＣ電力変換装置であって、
   前記第１の交流電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、
   前記整流電圧から前記第２の交流電圧を生成するインバータと、
   前記整流回路および前記インバータを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、前記整流電圧が発生する電力の持つ脈動を外部機器に出力するように前記整流回路および前記インバータを制御する
   ことを特徴とするＡＣ−ＡＣ電力変換装置。
3. 前記整流回路と前記インバータとの間に、ＤＣリンクキャパシタを備えるＤＣリンクが設けられている
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のＡＣ−ＡＣ電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記第１の交流電圧が発生する電力の値を、外部機器と前記ＤＣリンクとに分散して出力するように前記整流回路および前記インバータを制御する
   ことを特徴とする請求項３に記載のＡＣ−ＡＣ電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記整流回路に出力される電力の脈動値に含まれる高周波を抑制する共振制御部をさらに備える
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のＡＣ−ＡＣ電力変換装置。
6. 前記整流回路と前記インバータとの間に、昇圧回路が設けられている
   ことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のＡＣ−ＡＣ電力変換装置。

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