JP3764270B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インバータ装置に代表される電力変換装置の発展は目覚ましいものがあり、各種の定格のものが汎用品として市場に供給されるようになっているが、このような電力変換装置は、三相交流電力を出力するように構成さているのが一般的であり、この場合、通例、図５に示す回路構成のものが用いられている。
【０００３】
この図５において、１は交流電源、２はコンバータ回路(順変換回路)、３はインバータ回路(逆変換回路)、そして７は三相誘導電動機などの負荷である。
交流電源１は通常、電力会社などから供給される商用三相交流電源である。 コンバータ回路２は、例えば三相ブリッジ型の整流回路で構成され、交流を直流に変換してインバータ回路３に供給する働きをする。
このとき、コンバータ回路２の出力には、図示のようにコンデンサＣＢを接続し、これにより平滑化された直流がインバータ回路３に入力されるようにしてある。
【０００４】
インバータ回路３は、図示してないインバータ制御回路から供給されるスイッチング信号により動作し、入力されてくる直流の電力を、所定の電圧で所定の周波数の三相交流電力に変換し、三相誘導電動機などの負荷７に三相交流電流ｉを供給する働きをする。
【０００５】
従って、インバータ回路３は逆変換部の主回路となるものあり、この従来技術では、図示のように、直流の正極側Ｐに接続された３個のスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗと、負極側Ｎに接続された３個のスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの計６個のスイッチング素子で構成されている。
そして、この例では、各スイッチング素子としてＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ)を用いた場合を示しており、これには夫々にフライホィールダイオードが逆並列接続されている。
【０００６】
ところで、このようなインバータの主回路では、直流の正極側のスイッチング素子を上アームと呼び、負極側のスイッチング素子を下アームと呼ぶ。そして、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子がそれぞれ対になって三相交流の各相のスイッチング素子アームを構成するようになっている。
【０００７】
従って、この場合には、上アームのスイッチング素子Ｕと下アームのスイッチング素子Ｘが三相交流のＵ−Ｘ相の１相分のスイッチング素子アームとなり、スイッチング素子Ｖとスイッチング素子ＹがＶ−Ｙ相の１相分のスイッチング素子アームとなり、そしてスイッチング素子Ｗとスイッチング素子ＺがＷ−Ｚ相の１相分のスイッチング素子アームとなって、全体でＵ−Ｚ相とＶ−Ｙ相、それにＷ−Ｚ相の３相分のスイッチング素子アームを形成していることになる。
【０００８】
なお、このような３相分として３回路のスイッチング素子アームを備えたインバータ回路３は汎用品として市場に広く提供されているものである。
そして、このような汎用のインバータ回路を用いた三相出力のインバータ装置の従来技術について開示したものとしては、例えば特開昭６０−１５２２７０号公報を挙げることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、３相用として３回路分のスイッチング素子アームを備えたインバータ主回路を用い、５０Ｈz 又は６０Ｈz の商用交流の周波数よりもかなり高い周波数、例えば１０ｋＨz 以上の周波数の単相交流を発生し、これを比較的リアクタンス分が小さい負荷に給電する場合について配慮がされておらず、このため、以下の問題があった。
【００１０】
３回路分のスイッチング素子アームを備えたインバータ主回路を用い、直流を単相交流に変換する場合、一般的には、２回路分のスイッチング素子アームだけを用い、残りの１回路のスイッチング素子アームは遊ばせたままにするのが通例である。
【００１１】
ところで、近年、電磁誘導を利用して、非接触で機器に電力の供給が行えるようにした給電システムが実用化されているが、このようなシステムでは、電源の周波数が高い程、電力の転送効率が良く、このため、例えば周波数が１５ｋＨz 程度の高周波の電源が要求されるが、この場合、可変周波数の電力変換装置が必要であり、且つ、その電力変調装置の出力周波数は必然的に１５ｋＨz の高周波出力となる。
【００１２】
また、通例、電力変換装置の負荷は三相誘導電動機が一般的であるが、この場合、負荷のリアクタンス分がかなり大きいので、特に問題にはならないが、上記した非接触の給電システムの場合には、電力変換装置に負荷として接続されるのは、見かけ上、折り返して平行に配置された給電路だけとなる。
【００１３】
従って、この場合には、単相の負荷で、且つ、その給電路は、例えば断面積が５０ｍｍ2 で、長さが５０ｍの折り返して平行に配置した導電線路だけとなるので、リアクタンス分は極めて少なく、例えば数１０μＨ程度に過ぎない。
【００１４】
このため、負荷電流ｉの変化率(di/dt)が極めて大きく、電流の立上りも急峻になり、電力変換装置で通常採用されているＰＷＭ制御では、電流を抑制することができず、従って、従来技術では保護機能が働き、過電流トリップが動作してしまうという問題がある。
【００１５】
しかして、従来技術で、過電流保護機能が働かないようにするためには、主回路のスイッチング素子の定格電流を上げることになり、装置が大型化してしまうと共にコストも上昇してしまうという問題がある。
【００１６】
また、この急峻な電流のピーク値を抑制するためには、ＰＷＭ制御のパルス数を増加させてやればよいが、出力周波数が１５ｋＨz と高いため、例えば現存するＩＧＢＴなどの主回路のスイッチング素子の動作速度と、スイッチング損失からすれば、１サイクル当り１回のスイッチング動作が限界となる。
【００１７】
例えば、１サイクル当り２回、スイッチングさせた場合には、スイッチング周波数は３０ｋＨz (＝２×１５ｋＨz )となり、ＩＧＢＴの応答スピードから考えて無理があり、従って、従来技術では、ＰＷＭ制御のパルス数の増加による対応も困難であるという問題がある。
【００１８】
本発明の目的は、三相出力の電力変換装置の構成を流用し、高周波の単相負荷にも対応できるようにした電力変換装置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、３回路のスイッチング素子アームを有し、直流電力を交流電力に変換する逆変換部を備え、前記３回路のスイッチング素子アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの出力を共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出力端子とした上で、前記２回路のスイッチング素子アームの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交流出力端子間に単相交流を発生するようにした電力変換装置において、前記２回路のスイッチング素子アームの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイッチング素子の導通期間が、単相交流出力の半サイクル期間内で、相互に異なった期間になるようにして達成される。
【００２０】
このとき、前記交流出力端子に接続された負荷の電流値を検出する出力電流検出手段を設け、該出力電流検出手段の検出結果に応じて、前記２回路のスイッチング素子アームのスイッチング素子の導通期間が制御されるようにしても、上記目的を達成することができる。
【００２１】
２回路分のスイッチング素子アームのスイッチング素子が独立に導通制御されるので、１サイクル期間内で各スイッチング素子は１サイクル期間内で１回、導通動作しているにもかかわらず、２回路分のスイッチング素子アームで見れば、１サイクル期間内で２回、導通動作していることになり、この結果、市場で最も汎用性のある三相出力用の電力変換装置の基本回路構成を流用して、高周波の単相交流負荷にも容易に対応することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による電力変換装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態の基本構成を示したもので、図において、４は単相の負荷で、その他の構成は、インバータ回路３の内部の結線の一部が異なっているだけで、図５に示した従来技術による三相交流用の電力変換装置と同じである。
【００２３】
すなわち、この実施形態によるインバータ回路３では、まず、３回路分のスイッチング素子アームの内の２回路分のスイッチング素子アーム、すなわち、Ｕ−Ｘ相のスイッチング素子アームとＶ−Ｙ相のスイッチング素子アームの出力Ｒ、Ｓを共通に接続し、これをインバータ回路３の一方の交流出力端子Ａとする。そして、残りのスイッチング素子アームＷ−Ｚ相の出力Ｔを他方の交流出力端子Ｂとして取り出すようになっており、これにより単相出力のインバータ回路が構成されるようにしている。
【００２４】
次に、この実施形態によるインバータ回路３の制御動作について、図３のタイミングチャートにより説明する。
この図３において、Ｐは、交流出力端子Ａ、Ｂ間に発生させるべき単相交流の１サイクルの期間を表わす。従って、出力される単相交流電圧の周波数をｆとすれば、Ｐ＝１／ｆとなる。
【００２５】
そして、まず、この１サイクル期間Ｐの前半サイクル期間Ｐ／２中には、下アームのＺ相のスイッチング素子を電気角４５度の進み位相でオン(導通)制御させると共に、上アームではＵ相とＶ相のスイッチング素子を交互に順次オン制御させる。
【００２６】
次に後半サイクル期間Ｐ／２中には、上アームのＷ相のスイッチング素子を、同じく電気角４５度の進み位相でオン制御すると共に、下アームではＸ相とＹ相のスイッチング素子を交互に順次オン制御させ、これにより交流出力端子Ａ、Ｂ間に周波数ｆの単相交流電圧が発生されるように制御するのである。
なお、このようなインバータ主回路の制御には、通例、スイッチング素子の動作にデッドタイムを設けるのが一般的であるが、周知の技術なので、ここでは割愛してある。
【００２７】
このとき、出力電流ｉは、図示のように、Ｕ相とＺ相のスイッチング素子がオンした期間では、平滑コンデンサＣＢからなる直流中間回路から供給され(供給期間)、Ｕ相のスイッチング素子がオフした期間では、Ｚ相のスイッチング素子と、Ｘ相、Ｙ相のフライホィールダイオードを通して環流電流が流れる(還流期間)。
【００２８】
この環流期間では、Ｕ相のスイッチング素子がオフ(遮断)制御されたことにより、直流中間回路からの電流の供給が断たれてしまうため、図示のように、電流の傾きは負となり、減少してゆくが、次いでＶ相のスイッチング素子がオン制御されることにより、再び供給期間となり、電流が供給されるため、電流の傾きは正となり、増加していく。
【００２９】
そしてＶ相のスイッチング素子がオフ制御されると、再び還流期間となり、今度は、平滑コンデンサＣＢからなる直流中間回路にエネルギーが帰還され、電流は零となり、半サイクル周期の波形が決定される。
従って、この実施形態での制御によれば、半サイクル期間内でのＵ相、Ｖ相、Ｘ相、それにＹ相の各スイッチング素子のオン時間ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4 を制御してやれば、環流期間をうまく利用することができ、これにより、出力電流のピーク値が制御できることになる。
【００３０】
また、この図３から明らかなように、この実施形態では、単相交流出力の半サイクル期間内での各スイッチング素子のオン制御回数は、全て１回に限られており、従って、この実施形態によれば、使用するスイッチング素子の能力一杯までの高い出力周波数での動作が可能になる。
【００３１】
すなわち、この実施形態では、図１から明らかなように、３回路分のスイッチング素子アームの中の２回路分のスイッチング素子アーム(この実施形態ではＵ−Ｘ相とＶ−Ｙ相の各アーム)の出力Ｒ、Ｓを共通に接続した上で、これら２相分のＵ相とＶ相のスイッチング素子及びＸ相とＹ相のスイッチング素子を独立に制御することにより、半周期毎に２パルスの出力が得られるようにしてある。
【００３２】
そして、この結果、出力周波数が例えば１５ｋＨz の場合、出力電流ｉに発生するスイッチング周波数は３０ｋＨz (２パルス分)となるが、主スイッチング素子１個当りのスイッチング周波数は１５ｋＨz のままであり、従って、充分に制御が可能であり、しかも、出力電流ｉのスイッチング周波数としては、２倍の３０ｋＨz が得られることになり、波形改善に大きく寄与できることになる。
【００３３】
次に、本発明による電力変換装置の更に具体的な実施形態について、図２により説明する。
この図２は、既に説明した電磁誘導による非接触給電システムに単相交流電力を供給するようにした本発明の一実施形態で、負荷４は、図示のように、給電用の導電線路４-1 と、複数台の例えば移動台車４-2 、４-3 ……とで構成されている。
ここで、これらの移動台車４-2 〜とは、例えばクリーンルーム内で使用される物体運搬用の台車のことで、導電線路４-2 から非接触で電力の供給を受け、走行用のモータを駆動して移動するようになっているものである。
【００３４】
この場合、導電線路４-2 は、移動台車４-2 〜の移動経路に沿ってほぼ平行に往復２本の絶縁電線であり、これに、２次巻線だけを有する鉄心の一部を除いて開放磁路型とした変圧器を組合わせ、導電線路４-2 を１次巻線として移動台車４-2 〜で電力が無接触で受け取れるようにしてある。そして、このような非接触での電力転送には、電源の周波数が高い程、転送効率が良くなるので、例えば１５ｋＨz 程度の高周波の単相交流電源が必要になるのである。
【００３５】
次に、図２において、５は制御回路で、マイコンなどが搭載された回路基板で構成されており、上アームのＵ相とＶ相のスイッチング素子と、下アームのＸ相とＹ相のスイッチング素子にオン制御信号を供給する働きをする。
【００３６】
なお、残りのＷ相とＺ相のスイッチング素子に対するオン制御信号の供給については、図示が省略されている。
【００３７】
そして、この制御装置５は、負荷４に流れる出力電流ｉを電流検出器ＣＴにより検出し、この検出結果から、出力電流ｉが、外部から与えられる出力電流指令値に一致するように、図３に示したＵ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を独立して制御する。
【００３８】
この結果、例えば移動台車４-2 〜の実稼働台数が少なく、出力電流指令値が小さい値に設定されていた場合には、Ｕ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を短くするような制御が行われる。このとき、出力電流指令値によっては、それが小さくなった場合、これらのパルス幅の内、各アームの一方のパルス幅、例えばパルス幅ｔ2 、ｔ4 はゼロになり、他方のパルス幅ｔ1 、ｔ2 だけが制御される状態も有り得る。
【００３９】
また、反対に、例えば移動台車４-2 〜の実稼働台数が多く、出力電流指令値が大きな値に設定されていた場合には、Ｕ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を長くするような制御が行われる。
【００４０】
このような非接触の給電システムでは、既に説明したように、負荷４のリアクタンス分が、例えば数１０μＨと極めて小さく、このため、負荷４に流れる電流の立上がり(変化率：ｄｉ／ｄｔ)が極めて高くなり、通常のＰＷＭ制御では電流を抑制することができず、保護機能である過電流トリップが動作してしまう。
【００４１】
しかして、このときでも、保護機能が働かないようにするためには、主回路スイッチング素子の定格電流を上げることになり、装置が大型化してしまう。
【００４２】
一方、このような急峻な電流のピーク値を抑制するためには、これも上記したように、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を上げ、１サイクル当りのパルス数を増加させればよいが、出力周波数が１５ｋＨz と高い周波数の場合、主回路スイッチング素子、例えばＩＧＢＴのスイッチング速度やスイッチング損失からすれば、１パルス／１サイクルが限界となる。
【００４３】
例えば、２パルス／１サイクルにしたとすれば、この場合には、主回路スイッチング素子のスイッチング周波数は３０ｋＨz (＝２×１５ｋＨz)となり、ＩＧＢＴの応答スイッチング速度などから考えて困難である。
【００４４】
しかるに、上記したように、この実施形態では、主スイッチング素子１個当たりのスイッチング周波数を増加させることなく、急峻な出力電流のピーク値を抑制することができるようになり、この結果、例えば１５ｋＨz という商用交流の周波数よりもかなり高い周波数にも充分に対応することができる。
【００４５】
また、図２の実施形態では、出力電流指令方式になっていて、出力が定電流制御されるので、例えば移動台車４-2 〜の稼働台数が変った場合など、負荷４の変動に際しても、常に定電流が流れるように制御され、従って、出力電流指令値を変更する必要がなく、実用性が高いという利点を得ることができる。
【００４６】
次に、図４は、本発明の他の一実施形態によるインバータ回路３のスイッチング素子制御モードを示したものである。
この図４の実施形態は、図１、或いは図２のインバータ回路３において、Ｗ−Ｚ相の１回路分のスイッチング素子アームの各スイッチング素子Ｗ、Ｚに対する２回路分のスイッチング素子アームの各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｘ、Ｙのオン制御タイミングを変え、図３の場合では、Ｗ相とＺ相のオン期間から電気角で４５度遅れてＵ相がオン制御されるようになっていたのを、図４では、Ｗ相とＺ相のオン期間の最初からＵ相がオン制御されるようにしたものである。
【００４７】
そして、この結果、この図４の場合には、図３の場合に存在した帰還期間、すなわち、平滑コンデンサＣＢで構成される直流中間回路にエネルギーが帰還される期間が無くなり、供給期間と環流期間だけとなるようにしたもので、その他の動作は、図３の場合と同じである。
この図４の実施形態によれば、帰還期間をなくすことができるので、波形率をよくすることができるという利点がある。
【００４８】
【発明の効果】
本発明によれば、主スイッチング素子の１サイクル内でのパルス数の２倍のパルス数の単相交流出力を得ることができるので、三相出力用のインバータ主回路を流用して、商用周波数よりも高い周波数の単相交流出力を得ることができる。
【００４９】
また、本発明によれば、定電流特性を持たせることができるので、非接触供給システムにも安定して適用できる電力変換装置を提供することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力変換装置の一実施形態における基本回路の一例を示すブロック回路図である。
【図２】本発明による電力変換装置の一実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明による電力変換装置の一実施形態における制御動作の一例を示すタイミング図である。
【図４】本発明による電力変換装置の一実施形態における制御動作の他の一例を示すタイミング図である。
【図５】従来技術による三相用電力変換装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ コンバータ回路(順変換回路）
３ インバータ回路(逆変換回路）
４ 単相交流の負荷
５ 制御回路
ｉ 出力電流
ＣＴ 電流検出器(電流検出用の変成器)
ＣＢ 平滑コンデンサ
Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ 主回路のスイッチング素子
Ｒ、Ｓ、Ｔ スイッチング素子アームの出力
Ａ、Ｂ 単相の交流出力端子
ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4 主回路スイッチング素子のオン期間
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インバータ装置に代表される電力変換装置の発展は目覚ましいものがあり、各種の定格のものが汎用品として市場に供給されるようになっているが、このような電力変換装置は、三相交流電力を出力するように構成さているのが一般的であり、この場合、通例、図５に示す回路構成のものが用いられている。
【０００３】
この図５において、１は交流電源、２はコンバータ回路(順変換回路)、３はインバータ回路(逆変換回路)、そして７は三相誘導電動機などの負荷である。
交流電源１は通常、電力会社などから供給される商用三相交流電源である。 コンバータ回路２は、例えば三相ブリッジ型の整流回路で構成され、交流を直流に変換してインバータ回路３に供給する働きをする。
このとき、コンバータ回路２の出力には、図示のようにコンデンサＣＢを接続し、これにより平滑化された直流がインバータ回路３に入力されるようにしてある。
【０００４】
インバータ回路３は、図示してないインバータ制御回路から供給されるスイッチング信号により動作し、入力されてくる直流の電力を、所定の電圧で所定の周波数の三相交流電力に変換し、三相誘導電動機などの負荷７に三相交流電流ｉを供給する働きをする。
【０００５】
従って、インバータ回路３は逆変換部の主回路となるものあり、この従来技術では、図示のように、直流の正極側Ｐに接続された３個のスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗと、負極側Ｎに接続された３個のスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの計６個のスイッチング素子で構成されている。
そして、この例では、各スイッチング素子としてＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ)を用いた場合を示しており、これには夫々にフライホィールダイオードが逆並列接続されている。
【０００６】
ところで、このようなインバータの主回路では、直流の正極側のスイッチング素子を上アームと呼び、負極側のスイッチング素子を下アームと呼ぶ。そして、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子がそれぞれ対になって三相交流の各相のスイッチング素子アームを構成するようになっている。
【０００７】
従って、この場合には、上アームのスイッチング素子Ｕと下アームのスイッチング素子Ｘが三相交流のＵ−Ｘ相の１相分のスイッチング素子アームとなり、スイッチング素子Ｖとスイッチング素子ＹがＶ−Ｙ相の１相分のスイッチング素子アームとなり、そしてスイッチング素子Ｗとスイッチング素子ＺがＷ−Ｚ相の１相分のスイッチング素子アームとなって、全体でＵ−Ｚ相とＶ−Ｙ相、それにＷ−Ｚ相の３相分のスイッチング素子アームを形成していることになる。
【０００８】
なお、このような３相分として３回路のスイッチング素子アームを備えたインバータ回路３は汎用品として市場に広く提供されているものである。
そして、このような汎用のインバータ回路を用いた三相出力のインバータ装置の従来技術について開示したものとしては、例えば特開昭６０−１５２２７０号公報を挙げることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、３相用として３回路分のスイッチング素子アームを備えたインバータ主回路を用い、５０Ｈz 又は６０Ｈz の商用交流の周波数よりもかなり高い周波数、例えば１０ｋＨz 以上の周波数の単相交流を発生し、これを比較的リアクタンス分が小さい負荷に給電する場合について配慮がされておらず、このため、以下の問題があった。
【００１０】
３回路分のスイッチング素子アームを備えたインバータ主回路を用い、直流を単相交流に変換する場合、一般的には、２回路分のスイッチング素子アームだけを用い、残りの１回路のスイッチング素子アームは遊ばせたままにするのが通例である。
【００１１】
ところで、近年、電磁誘導を利用して、非接触で機器に電力の供給が行えるようにした給電システムが実用化されているが、このようなシステムでは、電源の周波数が高い程、電力の転送効率が良く、このため、例えば周波数が１５ｋＨz 程度の高周波の電源が要求されるが、この場合、可変周波数の電力変換装置が必要であり、且つ、その電力変調装置の出力周波数は必然的に１５ｋＨz の高周波出力となる。
【００１２】
また、通例、電力変換装置の負荷は三相誘導電動機が一般的であるが、この場合、負荷のリアクタンス分がかなり大きいので、特に問題にはならないが、上記した非接触の給電システムの場合には、電力変換装置に負荷として接続されるのは、見かけ上、折り返して平行に配置された給電路だけとなる。
【００１３】
従って、この場合には、単相の負荷で、且つ、その給電路は、例えば断面積が５０ｍｍ2 で、長さが５０ｍの折り返して平行に配置した導電線路だけとなるので、リアクタンス分は極めて少なく、例えば数１０μＨ程度に過ぎない。
【００１４】
このため、負荷電流ｉの変化率(di/dt)が極めて大きく、電流の立上りも急峻になり、電力変換装置で通常採用されているＰＷＭ制御では、電流を抑制することができず、従って、従来技術では保護機能が働き、過電流トリップが動作してしまうという問題がある。
【００１５】
しかして、従来技術で、過電流保護機能が働かないようにするためには、主回路のスイッチング素子の定格電流を上げることになり、装置が大型化してしまうと共にコストも上昇してしまうという問題がある。
【００１６】
また、この急峻な電流のピーク値を抑制するためには、ＰＷＭ制御のパルス数を増加させてやればよいが、出力周波数が１５ｋＨz と高いため、例えば現存するＩＧＢＴなどの主回路のスイッチング素子の動作速度と、スイッチング損失からすれば、１サイクル当り１回のスイッチング動作が限界となる。
【００１７】
例えば、１サイクル当り２回、スイッチングさせた場合には、スイッチング周波数は３０ｋＨz (＝２×１５ｋＨz )となり、ＩＧＢＴの応答スピードから考えて無理があり、従って、従来技術では、ＰＷＭ制御のパルス数の増加による対応も困難であるという問題がある。
【００１８】
本発明の目的は、三相出力の電力変換装置の構成を流用し、高周波の単相負荷にも対応できるようにした電力変換装置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、３回路のスイッチング素子アームを有し、直流電力を交流電力に変換する逆変換部を備え、前記３回路のスイッチング素子アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの出力を共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出力端子とした上で、前記２回路のスイッチング素子アームの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交流出力端子間に単相交流を発生するようにした電力変換装置において、前記２回路のスイッチング素子アームの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイッチング素子の導通期間が、単相交流出力の半サイクル期間内で、相互に異なった期間になるようにして達成される。
【００２０】
このとき、前記交流出力端子に接続された負荷の電流値を検出する出力電流検出手段を設け、該出力電流検出手段の検出結果に応じて、前記２回路のスイッチング素子アームのスイッチング素子の導通期間が制御されるようにしても、上記目的を達成することができる。
【００２１】
２回路分のスイッチング素子アームのスイッチング素子が独立に導通制御されるので、１サイクル期間内で各スイッチング素子は１サイクル期間内で１回、導通動作しているにもかかわらず、２回路分のスイッチング素子アームで見れば、１サイクル期間内で２回、導通動作していることになり、この結果、市場で最も汎用性のある三相出力用の電力変換装置の基本回路構成を流用して、高周波の単相交流負荷にも容易に対応することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による電力変換装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態の基本構成を示したもので、図において、４は単相の負荷で、その他の構成は、インバータ回路３の内部の結線の一部が異なっているだけで、図５に示した従来技術による三相交流用の電力変換装置と同じである。
【００２３】
すなわち、この実施形態によるインバータ回路３では、まず、３回路分のスイッチング素子アームの内の２回路分のスイッチング素子アーム、すなわち、Ｕ−Ｘ相のスイッチング素子アームとＶ−Ｙ相のスイッチング素子アームの出力Ｒ、Ｓを共通に接続し、これをインバータ回路３の一方の交流出力端子Ａとする。そして、残りのスイッチング素子アームＷ−Ｚ相の出力Ｔを他方の交流出力端子Ｂとして取り出すようになっており、これにより単相出力のインバータ回路が構成されるようにしている。
【００２４】
次に、この実施形態によるインバータ回路３の制御動作について、図３のタイミングチャートにより説明する。
この図３において、Ｐは、交流出力端子Ａ、Ｂ間に発生させるべき単相交流の１サイクルの期間を表わす。従って、出力される単相交流電圧の周波数をｆとすれば、Ｐ＝１／ｆとなる。
【００２５】
そして、まず、この１サイクル期間Ｐの前半サイクル期間Ｐ／２中には、下アームのＺ相のスイッチング素子を電気角４５度の進み位相でオン(導通)制御させると共に、上アームではＵ相とＶ相のスイッチング素子を交互に順次オン制御させる。
【００２６】
次に後半サイクル期間Ｐ／２中には、上アームのＷ相のスイッチング素子を、同じく電気角４５度の進み位相でオン制御すると共に、下アームではＸ相とＹ相のスイッチング素子を交互に順次オン制御させ、これにより交流出力端子Ａ、Ｂ間に周波数ｆの単相交流電圧が発生されるように制御するのである。
なお、このようなインバータ主回路の制御には、通例、スイッチング素子の動作にデッドタイムを設けるのが一般的であるが、周知の技術なので、ここでは割愛してある。
【００２７】
このとき、出力電流ｉは、図示のように、Ｕ相とＺ相のスイッチング素子がオンした期間では、平滑コンデンサＣＢからなる直流中間回路から供給され(供給期間)、Ｕ相のスイッチング素子がオフした期間では、Ｚ相のスイッチング素子と、Ｘ相、Ｙ相のフライホィールダイオードを通して環流電流が流れる(還流期間)。
【００２８】
この環流期間では、Ｕ相のスイッチング素子がオフ(遮断)制御されたことにより、直流中間回路からの電流の供給が断たれてしまうため、図示のように、電流の傾きは負となり、減少してゆくが、次いでＶ相のスイッチング素子がオン制御されることにより、再び供給期間となり、電流が供給されるため、電流の傾きは正となり、増加していく。
【００２９】
そしてＶ相のスイッチング素子がオフ制御されると、再び還流期間となり、今度は、平滑コンデンサＣＢからなる直流中間回路にエネルギーが帰還され、電流は零となり、半サイクル周期の波形が決定される。
従って、この実施形態での制御によれば、半サイクル期間内でのＵ相、Ｖ相、Ｘ相、それにＹ相の各スイッチング素子のオン時間ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4 を制御してやれば、環流期間をうまく利用することができ、これにより、出力電流のピーク値が制御できることになる。
【００３０】
また、この図３から明らかなように、この実施形態では、単相交流出力の半サイクル期間内での各スイッチング素子のオン制御回数は、全て１回に限られており、従って、この実施形態によれば、使用するスイッチング素子の能力一杯までの高い出力周波数での動作が可能になる。
【００３１】
すなわち、この実施形態では、図１から明らかなように、３回路分のスイッチング素子アームの中の２回路分のスイッチング素子アーム(この実施形態ではＵ−Ｘ相とＶ−Ｙ相の各アーム)の出力Ｒ、Ｓを共通に接続した上で、これら２相分のＵ相とＶ相のスイッチング素子及びＸ相とＹ相のスイッチング素子を独立に制御することにより、半周期毎に２パルスの出力が得られるようにしてある。
【００３２】
そして、この結果、出力周波数が例えば１５ｋＨz の場合、出力電流ｉに発生するスイッチング周波数は３０ｋＨz (２パルス分)となるが、主スイッチング素子１個当りのスイッチング周波数は１５ｋＨz のままであり、従って、充分に制御が可能であり、しかも、出力電流ｉのスイッチング周波数としては、２倍の３０ｋＨz が得られることになり、波形改善に大きく寄与できることになる。
【００３３】
次に、本発明による電力変換装置の更に具体的な実施形態について、図２により説明する。
この図２は、既に説明した電磁誘導による非接触給電システムに単相交流電力を供給するようにした本発明の一実施形態で、負荷４は、図示のように、給電用の導電線路４-1 と、複数台の例えば移動台車４-2 、４-3 ……とで構成されている。
ここで、これらの移動台車４-2 〜とは、例えばクリーンルーム内で使用される物体運搬用の台車のことで、導電線路４-2 から非接触で電力の供給を受け、走行用のモータを駆動して移動するようになっているものである。
【００３４】
この場合、導電線路４-2 は、移動台車４-2 〜の移動経路に沿ってほぼ平行に往復２本の絶縁電線であり、これに、２次巻線だけを有する鉄心の一部を除いて開放磁路型とした変圧器を組合わせ、導電線路４-2 を１次巻線として移動台車４-2 〜で電力が無接触で受け取れるようにしてある。そして、このような非接触での電力転送には、電源の周波数が高い程、転送効率が良くなるので、例えば１５ｋＨz 程度の高周波の単相交流電源が必要になるのである。
【００３５】
次に、図２において、５は制御回路で、マイコンなどが搭載された回路基板で構成されており、上アームのＵ相とＶ相のスイッチング素子と、下アームのＸ相とＹ相のスイッチング素子にオン制御信号を供給する働きをする。
【００３６】
なお、残りのＷ相とＺ相のスイッチング素子に対するオン制御信号の供給については、図示が省略されている。
【００３７】
そして、この制御装置５は、負荷４に流れる出力電流ｉを電流検出器ＣＴにより検出し、この検出結果から、出力電流ｉが、外部から与えられる出力電流指令値に一致するように、図３に示したＵ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を独立して制御する。
【００３８】
この結果、例えば移動台車４-2 〜の実稼働台数が少なく、出力電流指令値が小さい値に設定されていた場合には、Ｕ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を短くするような制御が行われる。このとき、出力電流指令値によっては、それが小さくなった場合、これらのパルス幅の内、各アームの一方のパルス幅、例えばパルス幅ｔ2 、ｔ4 はゼロになり、他方のパルス幅ｔ1 、ｔ2 だけが制御される状態も有り得る。
【００３９】
また、反対に、例えば移動台車４-2 〜の実稼働台数が多く、出力電流指令値が大きな値に設定されていた場合には、Ｕ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を長くするような制御が行われる。
【００４０】
このような非接触の給電システムでは、既に説明したように、負荷４のリアクタンス分が、例えば数１０μＨと極めて小さく、このため、負荷４に流れる電流の立上がり(変化率：ｄｉ／ｄｔ)が極めて高くなり、通常のＰＷＭ制御では電流を抑制することができず、保護機能である過電流トリップが動作してしまう。
【００４１】
しかして、このときでも、保護機能が働かないようにするためには、主回路スイッチング素子の定格電流を上げることになり、装置が大型化してしまう。
【００４２】
一方、このような急峻な電流のピーク値を抑制するためには、これも上記したように、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を上げ、１サイクル当りのパルス数を増加させればよいが、出力周波数が１５ｋＨz と高い周波数の場合、主回路スイッチング素子、例えばＩＧＢＴのスイッチング速度やスイッチング損失からすれば、１パルス／１サイクルが限界となる。
【００４３】
例えば、２パルス／１サイクルにしたとすれば、この場合には、主回路スイッチング素子のスイッチング周波数は３０ｋＨz (＝２×１５ｋＨz)となり、ＩＧＢＴの応答スイッチング速度などから考えて困難である。
【００４４】
しかるに、上記したように、この実施形態では、主スイッチング素子１個当たりのスイッチング周波数を増加させることなく、急峻な出力電流のピーク値を抑制することができるようになり、この結果、例えば１５ｋＨz という商用交流の周波数よりもかなり高い周波数にも充分に対応することができる。
【００４５】
また、図２の実施形態では、出力電流指令方式になっていて、出力が定電流制御されるので、例えば移動台車４-2 〜の稼働台数が変った場合など、負荷４の変動に際しても、常に定電流が流れるように制御され、従って、出力電流指令値を変更する必要がなく、実用性が高いという利点を得ることができる。
【００４６】
次に、図４は、本発明の他の一実施形態によるインバータ回路３のスイッチング素子制御モードを示したものである。
この図４の実施形態は、図１、或いは図２のインバータ回路３において、Ｗ−Ｚ相の１回路分のスイッチング素子アームの各スイッチング素子Ｗ、Ｚに対する２回路分のスイッチング素子アームの各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｘ、Ｙのオン制御タイミングを変え、図３の場合では、Ｗ相とＺ相のオン期間から電気角で４５度遅れてＵ相がオン制御されるようになっていたのを、図４では、Ｗ相とＺ相のオン期間の最初からＵ相がオン制御されるようにしたものである。
【００４７】
そして、この結果、この図４の場合には、図３の場合に存在した帰還期間、すなわち、平滑コンデンサＣＢで構成される直流中間回路にエネルギーが帰還される期間が無くなり、供給期間と環流期間だけとなるようにしたもので、その他の動作は、図３の場合と同じである。
この図４の実施形態によれば、帰還期間をなくすことができるので、波形率をよくすることができるという利点がある。
【００４８】
【発明の効果】
本発明によれば、主スイッチング素子の１サイクル内でのパルス数の２倍のパルス数の単相交流出力を得ることができるので、三相出力用のインバータ主回路を流用して、商用周波数よりも高い周波数の単相交流出力を得ることができる。
【００４９】
また、本発明によれば、定電流特性を持たせることができるので、非接触供給システムにも安定して適用できる電力変換装置を提供することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力変換装置の一実施形態における基本回路の一例を示すブロック回路図である。
【図２】本発明による電力変換装置の一実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明による電力変換装置の一実施形態における制御動作の一例を示すタイミング図である。
【図４】本発明による電力変換装置の一実施形態における制御動作の他の一例を示すタイミング図である。
【図５】従来技術による三相用電力変換装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ コンバータ回路(順変換回路）
３ インバータ回路(逆変換回路）
４ 単相交流の負荷
５ 制御回路
ｉ 出力電流
ＣＴ 電流検出器(電流検出用の変成器)
ＣＢ 平滑コンデンサ
Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ 主回路のスイッチング素子
Ｒ、Ｓ、Ｔ スイッチング素子アームの出力
Ａ、Ｂ 単相の交流出力端子
ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4 主回路スイッチング素子のオン期間
Claims (2)
- ３回路のスイッチング素子アームを有し、直流電力を交流電力に変換する逆変換部を備え、前記３回路のスイッチング素子アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの出力を共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出力端子とした上で、前記２回路のスイッチング素子アームの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交流出力端子間に単相交流を発生するようにした電力変換装置において、
前記２回路のスイッチング素子アームの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイッチング素子の導通期間が、単相交流出力の半サイクル期間内で、相互に異なった期間になるように構成したことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１の発明において、
前記交流出力端子に接続された負荷の電流値を検出する出力電流検出手段を設け、
該出力電流検出手段の検出結果に応じて、前記２回路のスイッチング素子アームのスイッチング素子の導通期間が制御されるように構成したことを特徴とする電力変調装置。
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