JPH11289769A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH11289769A JPH11289769A JP10086285A JP8628598A JPH11289769A JP H11289769 A JPH11289769 A JP H11289769A JP 10086285 A JP10086285 A JP 10086285A JP 8628598 A JP8628598 A JP 8628598A JP H11289769 A JPH11289769 A JP H11289769A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 三相出力用の電力変換装置の基本構成を流用
し、高周波の単相負荷にも容易に対応できるようにした
電力変換装置を提供する。 【解決手段】 Ｕ−Ｘ相とＶ−Ｙ相、それにＷ−Ｚ相の
３回路分のスイッチング素子アームを有するインバータ
回路３を用い、Ｕ−Ｘ相とＶ−Ｙ相の２回路分のスイッ
チング素子アームの出力Ｒ、Ｓを共通にして一方の交流
出力端子Ａに接続し、残り１回路分のＷ−Ｚ相のスイッ
チング素子アームの出力Ｔを他方の交流出力端子Ｂに接
続した上で、単相交流出力の半サイクル期間では、上ア
ームのスイッチング素子Ｗと下アームの２回路分のスイ
ッチング素子Ｘ、Ｙを夫々オンに制御し、上記半サイク
ル期間に続く半サイクル期間では、上アームの２回路分
のスイッチング素子Ｕ、Ｖと下アームのスイッチング素
子Ｚを夫々オンに制御することにより、交流出力端子
Ａ、Ｂに単相交流を得る。
し、高周波の単相負荷にも容易に対応できるようにした
電力変換装置を提供する。 【解決手段】 Ｕ−Ｘ相とＶ−Ｙ相、それにＷ−Ｚ相の
３回路分のスイッチング素子アームを有するインバータ
回路３を用い、Ｕ−Ｘ相とＶ−Ｙ相の２回路分のスイッ
チング素子アームの出力Ｒ、Ｓを共通にして一方の交流
出力端子Ａに接続し、残り１回路分のＷ−Ｚ相のスイッ
チング素子アームの出力Ｔを他方の交流出力端子Ｂに接
続した上で、単相交流出力の半サイクル期間では、上ア
ームのスイッチング素子Ｗと下アームの２回路分のスイ
ッチング素子Ｘ、Ｙを夫々オンに制御し、上記半サイク
ル期間に続く半サイクル期間では、上アームの２回路分
のスイッチング素子Ｕ、Ｖと下アームのスイッチング素
子Ｚを夫々オンに制御することにより、交流出力端子
Ａ、Ｂに単相交流を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電力を単相の
交流電力に変換する電力変換装置に係り、特に商用電源
の周波数よりもかなり高い周波数の単相交流電力を発生
するようにした電力変換装置に関する。
交流電力に変換する電力変換装置に係り、特に商用電源
の周波数よりもかなり高い周波数の単相交流電力を発生
するようにした電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、インバータ装置に代表される電力
変換装置の発展は目覚ましいものがあり、各種の定格の
ものが汎用品として市場に供給されるようになっている
が、このような電力変換装置は、三相交流電力を出力す
るように構成さているのが一般的であり、この場合、通
例、図５に示す回路構成のものが用いられている。
変換装置の発展は目覚ましいものがあり、各種の定格の
ものが汎用品として市場に供給されるようになっている
が、このような電力変換装置は、三相交流電力を出力す
るように構成さているのが一般的であり、この場合、通
例、図５に示す回路構成のものが用いられている。
【０００３】この図５において、１は交流電源、２はコ
ンバータ回路(順変換回路)、３はインバータ回路(逆変
換回路)、そして７は三相誘導電動機などの負荷であ
る。交流電源１は通常、電力会社などから供給される商
用三相交流電源である。コンバータ回路２は、例えば三
相ブリッジ型の整流回路で構成され、交流を直流に変換
してインバータ回路３に供給する働きをする。このと
き、コンバータ回路２の出力には、図示のようにコンデ
ンサＣＢを接続し、これにより平滑化された直流がイン
バータ回路３に入力されるようにしてある。
ンバータ回路(順変換回路)、３はインバータ回路(逆変
換回路)、そして７は三相誘導電動機などの負荷であ
る。交流電源１は通常、電力会社などから供給される商
用三相交流電源である。コンバータ回路２は、例えば三
相ブリッジ型の整流回路で構成され、交流を直流に変換
してインバータ回路３に供給する働きをする。このと
き、コンバータ回路２の出力には、図示のようにコンデ
ンサＣＢを接続し、これにより平滑化された直流がイン
バータ回路３に入力されるようにしてある。
【０００４】インバータ回路３は、図示してないインバ
ータ制御回路から供給されるスイッチング信号により動
作し、入力されてくる直流の電力を、所定の電圧で所定
の周波数の三相交流電力に変換し、三相誘導電動機など
の負荷７に三相交流電流ｉを供給する働きをする。
ータ制御回路から供給されるスイッチング信号により動
作し、入力されてくる直流の電力を、所定の電圧で所定
の周波数の三相交流電力に変換し、三相誘導電動機など
の負荷７に三相交流電流ｉを供給する働きをする。
【０００５】従って、インバータ回路３は逆変換部の主
回路となるものあり、この従来技術では、図示のよう
に、直流の正極側Ｐに接続された３個のスイッチング素
子Ｕ、Ｖ、Ｗと、負極側Ｎに接続された３個のスイッチ
ング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの計６個のスイッチング素子で構成
されている。そして、この例では、各スイッチング素子
としてＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジス
タ)を用いた場合を示しており、これには夫々にフライ
ホィールダイオードが逆並列接続されている。
回路となるものあり、この従来技術では、図示のよう
に、直流の正極側Ｐに接続された３個のスイッチング素
子Ｕ、Ｖ、Ｗと、負極側Ｎに接続された３個のスイッチ
ング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの計６個のスイッチング素子で構成
されている。そして、この例では、各スイッチング素子
としてＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジス
タ)を用いた場合を示しており、これには夫々にフライ
ホィールダイオードが逆並列接続されている。
【０００６】ところで、このようなインバータの主回路
では、直流の正極側のスイッチング素子を上アームと呼
び、負極側のスイッチング素子を下アームと呼ぶ。そし
て、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチ
ング素子がそれぞれ対になって三相交流の各相のスイッ
チング素子アームを構成するようになっている。
では、直流の正極側のスイッチング素子を上アームと呼
び、負極側のスイッチング素子を下アームと呼ぶ。そし
て、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチ
ング素子がそれぞれ対になって三相交流の各相のスイッ
チング素子アームを構成するようになっている。
【０００７】従って、この場合には、上アームのスイッ
チング素子Ｕと下アームのスイッチング素子Ｘが三相交
流のＵ−Ｘ相の１相分のスイッチング素子アームとな
り、スイッチング素子Ｖとスイッチング素子ＹがＶ−Ｙ
相の１相分のスイッチング素子アームとなり、そしてス
イッチング素子Ｗとスイッチング素子ＺがＷ−Ｚ相の１
相分のスイッチング素子アームとなって、全体でＵ−Ｚ
相とＶ−Ｙ相、それにＷ−Ｚ相の３相分のスイッチング
素子アームを形成していることになる。
チング素子Ｕと下アームのスイッチング素子Ｘが三相交
流のＵ−Ｘ相の１相分のスイッチング素子アームとな
り、スイッチング素子Ｖとスイッチング素子ＹがＶ−Ｙ
相の１相分のスイッチング素子アームとなり、そしてス
イッチング素子Ｗとスイッチング素子ＺがＷ−Ｚ相の１
相分のスイッチング素子アームとなって、全体でＵ−Ｚ
相とＶ−Ｙ相、それにＷ−Ｚ相の３相分のスイッチング
素子アームを形成していることになる。
【０００８】なお、このような３相分として３回路のス
イッチング素子アームを備えたインバータ回路３は汎用
品として市場に広く提供されているものである。そし
て、このような汎用のインバータ回路を用いた三相出力
のインバータ装置の従来技術について開示したものとし
ては、例えば特開昭６０−１５２２７０号公報を挙げる
ことができる。
イッチング素子アームを備えたインバータ回路３は汎用
品として市場に広く提供されているものである。そし
て、このような汎用のインバータ回路を用いた三相出力
のインバータ装置の従来技術について開示したものとし
ては、例えば特開昭６０−１５２２７０号公報を挙げる
ことができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、３相
用として３回路分のスイッチング素子アームを備えたイ
ンバータ主回路を用い、５０Ｈz 又は６０Ｈz の商用交
流の周波数よりもかなり高い周波数、例えば１０ｋＨz
以上の周波数の単相交流を発生し、これを比較的リアク
タンス分が小さい負荷に給電する場合について配慮がさ
れておらず、このため、以下の問題があった。
用として３回路分のスイッチング素子アームを備えたイ
ンバータ主回路を用い、５０Ｈz 又は６０Ｈz の商用交
流の周波数よりもかなり高い周波数、例えば１０ｋＨz
以上の周波数の単相交流を発生し、これを比較的リアク
タンス分が小さい負荷に給電する場合について配慮がさ
れておらず、このため、以下の問題があった。
【００１０】３回路分のスイッチング素子アームを備え
たインバータ主回路を用い、直流を単相交流に変換する
場合、一般的には、２回路分のスイッチング素子アーム
だけを用い、残りの１回路のスイッチング素子アームは
遊ばせたままにするのが通例である。
たインバータ主回路を用い、直流を単相交流に変換する
場合、一般的には、２回路分のスイッチング素子アーム
だけを用い、残りの１回路のスイッチング素子アームは
遊ばせたままにするのが通例である。
【００１１】ところで、近年、電磁誘導を利用して、非
接触で機器に電力の供給が行えるようにした給電システ
ムが実用化されているが、このようなシステムでは、電
源の周波数が高い程、電力の転送効率が良く、このた
め、例えば周波数が１５ｋＨz程度の高周波の電源が要
求されるが、この場合、可変周波数の電力変換装置が必
要であり、且つ、その電力変調装置の出力周波数は必然
的に１５ｋＨz の高周波出力となる。
接触で機器に電力の供給が行えるようにした給電システ
ムが実用化されているが、このようなシステムでは、電
源の周波数が高い程、電力の転送効率が良く、このた
め、例えば周波数が１５ｋＨz程度の高周波の電源が要
求されるが、この場合、可変周波数の電力変換装置が必
要であり、且つ、その電力変調装置の出力周波数は必然
的に１５ｋＨz の高周波出力となる。
【００１２】また、通例、電力変換装置の負荷は三相誘
導電動機が一般的であるが、この場合、負荷のリアクタ
ンス分がかなり大きいので、特に問題にはならないが、
上記した非接触の給電システムの場合には、電力変換装
置に負荷として接続されるのは、見かけ上、折り返して
平行に配置された給電路だけとなる。
導電動機が一般的であるが、この場合、負荷のリアクタ
ンス分がかなり大きいので、特に問題にはならないが、
上記した非接触の給電システムの場合には、電力変換装
置に負荷として接続されるのは、見かけ上、折り返して
平行に配置された給電路だけとなる。
【００１３】従って、この場合には、単相の負荷で、且
つ、その給電路は、例えば断面積が５０ｍｍ2 で、長さ
が５０ｍの折り返して平行に配置した導電線路だけとな
るので、リアクタンス分は極めて少なく、例えば数１０
μＨ程度に過ぎない。
つ、その給電路は、例えば断面積が５０ｍｍ2 で、長さ
が５０ｍの折り返して平行に配置した導電線路だけとな
るので、リアクタンス分は極めて少なく、例えば数１０
μＨ程度に過ぎない。
【００１４】このため、負荷電流ｉの変化率(di/dt)が
極めて大きく、電流の立上りも急峻になり、電力変換装
置で通常採用されているＰＷＭ制御では、電流を抑制す
ることができず、従って、従来技術では保護機能が働
き、過電流トリップが動作してしまうという問題があ
る。
極めて大きく、電流の立上りも急峻になり、電力変換装
置で通常採用されているＰＷＭ制御では、電流を抑制す
ることができず、従って、従来技術では保護機能が働
き、過電流トリップが動作してしまうという問題があ
る。
【００１５】しかして、従来技術で、過電流保護機能が
働かないようにするためには、主回路のスイッチング素
子の定格電流を上げることになり、装置が大型化してし
まうと共にコストも上昇してしまうという問題がある。
働かないようにするためには、主回路のスイッチング素
子の定格電流を上げることになり、装置が大型化してし
まうと共にコストも上昇してしまうという問題がある。
【００１６】また、この急峻な電流のピーク値を抑制す
るためには、ＰＷＭ制御のパルス数を増加させてやれば
よいが、出力周波数が１５ｋＨz と高いため、例えば現
存するＩＧＢＴなどの主回路のスイッチング素子の動作
速度と、スイッチング損失からすれば、１サイクル当り
１回のスイッチング動作が限界となる。
るためには、ＰＷＭ制御のパルス数を増加させてやれば
よいが、出力周波数が１５ｋＨz と高いため、例えば現
存するＩＧＢＴなどの主回路のスイッチング素子の動作
速度と、スイッチング損失からすれば、１サイクル当り
１回のスイッチング動作が限界となる。
【００１７】例えば、１サイクル当り２回、スイッチン
グさせた場合には、スイッチング周波数は３０ｋＨz
(＝２×１５ｋＨz )となり、ＩＧＢＴの応答スピードか
ら考えて無理があり、従って、従来技術では、ＰＷＭ制
御のパルス数の増加による対応も困難であるという問題
がある。
グさせた場合には、スイッチング周波数は３０ｋＨz
(＝２×１５ｋＨz )となり、ＩＧＢＴの応答スピードか
ら考えて無理があり、従って、従来技術では、ＰＷＭ制
御のパルス数の増加による対応も困難であるという問題
がある。
【００１８】本発明の目的は、市場で最も汎用性のある
三相出力の電力変換装置の基本構成を流用し、高周波の
単相負荷にも容易に対応できるようにした電力変換装置
を提供することである。
三相出力の電力変換装置の基本構成を流用し、高周波の
単相負荷にも容易に対応できるようにした電力変換装置
を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記目的は、３相用とし
て３回路のスイッチング素子アームを有し、直流電力を
交流電力に変換する逆変換部を備えた電力変換装置にお
いて、前記逆変換部が有する３回路のスイッチング素子
アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの
出力を共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの
１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出
力端子とした上で、前記２回路のスイッチング素子アー
ムの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイ
ッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交
流出力端子間に単相交流を発生させるようにして達成さ
れる。
て３回路のスイッチング素子アームを有し、直流電力を
交流電力に変換する逆変換部を備えた電力変換装置にお
いて、前記逆変換部が有する３回路のスイッチング素子
アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの
出力を共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの
１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出
力端子とした上で、前記２回路のスイッチング素子アー
ムの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイ
ッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交
流出力端子間に単相交流を発生させるようにして達成さ
れる。
【００２０】このとき、前記２回路のスイッチング素子
アームの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各
スイッチング素子の導通期間が、単相交流出力の半サイ
クル期間内で、相互に異なった期間になるようにして
も、同じく目的を達成することができ、さらに、交流出
力端子に接続された負荷の電流値を検出する出力電流検
出手段を設け、該出力電流検出手段の検出結果に応じ
て、前記２回路分のスイッチング素子アームのスイッチ
ング素子の導通期間が制御されるようにしても、目的を
達成することができる。
アームの上アームと下アームの夫々で、一方と他方の各
スイッチング素子の導通期間が、単相交流出力の半サイ
クル期間内で、相互に異なった期間になるようにして
も、同じく目的を達成することができ、さらに、交流出
力端子に接続された負荷の電流値を検出する出力電流検
出手段を設け、該出力電流検出手段の検出結果に応じ
て、前記２回路分のスイッチング素子アームのスイッチ
ング素子の導通期間が制御されるようにしても、目的を
達成することができる。
【００２１】２回路分のスイッチング素子アームのスイ
ッチング素子が独立に導通制御されるので、１サイクル
期間内で各スイッチング素子は１サイクル期間内で１
回、導通動作しているにもかかわらず、２回路分のスイ
ッチング素子アームで見れば、１サイクル期間内で２
回、導通動作していることになり、この結果、市場で最
も汎用性のある三相出力用の電力変換装置の基本回路構
成を流用して、高周波の単相交流負荷にも容易に対応す
ることができる。
ッチング素子が独立に導通制御されるので、１サイクル
期間内で各スイッチング素子は１サイクル期間内で１
回、導通動作しているにもかかわらず、２回路分のスイ
ッチング素子アームで見れば、１サイクル期間内で２
回、導通動作していることになり、この結果、市場で最
も汎用性のある三相出力用の電力変換装置の基本回路構
成を流用して、高周波の単相交流負荷にも容易に対応す
ることができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明による電力変換装置
について、図示の実施形態により詳細に説明する。図１
は、本発明の一実施形態の基本構成を示したもので、図
において、４は単相の負荷で、その他の構成は、インバ
ータ回路３の内部の結線の一部が異なっているだけで、
図５に示した従来技術による三相交流用の電力変換装置
と同じである。
について、図示の実施形態により詳細に説明する。図１
は、本発明の一実施形態の基本構成を示したもので、図
において、４は単相の負荷で、その他の構成は、インバ
ータ回路３の内部の結線の一部が異なっているだけで、
図５に示した従来技術による三相交流用の電力変換装置
と同じである。
【００２３】すなわち、この実施形態によるインバータ
回路３では、まず、３回路分のスイッチング素子アーム
の内の２回路分のスイッチング素子アーム、すなわち、
Ｕ−Ｘ相のスイッチング素子アームとＶ−Ｙ相のスイッ
チング素子アームの出力Ｒ、Ｓを共通に接続し、これを
インバータ回路３の一方の交流出力端子Ａとする。そし
て、残りのスイッチング素子アームＷ−Ｚ相の出力Ｔを
他方の交流出力端子Ｂとして取り出すようになってお
り、これにより単相出力のインバータ回路が構成される
ようにしている。
回路３では、まず、３回路分のスイッチング素子アーム
の内の２回路分のスイッチング素子アーム、すなわち、
Ｕ−Ｘ相のスイッチング素子アームとＶ−Ｙ相のスイッ
チング素子アームの出力Ｒ、Ｓを共通に接続し、これを
インバータ回路３の一方の交流出力端子Ａとする。そし
て、残りのスイッチング素子アームＷ−Ｚ相の出力Ｔを
他方の交流出力端子Ｂとして取り出すようになってお
り、これにより単相出力のインバータ回路が構成される
ようにしている。
【００２４】次に、この実施形態によるインバータ回路
３の制御動作について、図３のタイミングチャートによ
り説明する。この図３において、Ｐは、交流出力端子
Ａ、Ｂ間に発生させるべき単相交流の１サイクルの期間
を表わす。従って、出力される単相交流電圧の周波数を
ｆとすれば、Ｐ＝１／ｆとなる。
３の制御動作について、図３のタイミングチャートによ
り説明する。この図３において、Ｐは、交流出力端子
Ａ、Ｂ間に発生させるべき単相交流の１サイクルの期間
を表わす。従って、出力される単相交流電圧の周波数を
ｆとすれば、Ｐ＝１／ｆとなる。
【００２５】そして、まず、この１サイクル期間Ｐの前
半サイクル期間Ｐ／２中には、下アームのＺ相のスイッ
チング素子を電気角４５度の進み位相でオン(導通)制御
させると共に、上アームではＵ相とＶ相のスイッチング
素子を交互に順次オン制御させる。
半サイクル期間Ｐ／２中には、下アームのＺ相のスイッ
チング素子を電気角４５度の進み位相でオン(導通)制御
させると共に、上アームではＵ相とＶ相のスイッチング
素子を交互に順次オン制御させる。
【００２６】次に後半サイクル期間Ｐ／２中には、上ア
ームのＷ相のスイッチング素子を、同じく電気角４５度
の進み位相でオン制御すると共に、下アームではＸ相と
Ｙ相のスイッチング素子を交互に順次オン制御させ、こ
れにより交流出力端子Ａ、Ｂ間に周波数ｆの単相交流電
圧が発生されるように制御するのである。なお、このよ
うなインバータ主回路の制御には、通例、スイッチング
素子の動作にデッドタイムを設けるのが一般的である
が、周知の技術なので、ここでは割愛してある。
ームのＷ相のスイッチング素子を、同じく電気角４５度
の進み位相でオン制御すると共に、下アームではＸ相と
Ｙ相のスイッチング素子を交互に順次オン制御させ、こ
れにより交流出力端子Ａ、Ｂ間に周波数ｆの単相交流電
圧が発生されるように制御するのである。なお、このよ
うなインバータ主回路の制御には、通例、スイッチング
素子の動作にデッドタイムを設けるのが一般的である
が、周知の技術なので、ここでは割愛してある。
【００２７】このとき、出力電流ｉは、図示のように、
Ｕ相とＺ相のスイッチング素子がオンした期間では、平
滑コンデンサＣＢからなる直流中間回路から供給され
(供給期間)、Ｕ相のスイッチング素子がオフした期間で
は、Ｚ相のスイッチング素子と、Ｘ相、Ｙ相のフライホ
ィールダイオードを通して環流電流が流れる(還流期
間)。
Ｕ相とＺ相のスイッチング素子がオンした期間では、平
滑コンデンサＣＢからなる直流中間回路から供給され
(供給期間)、Ｕ相のスイッチング素子がオフした期間で
は、Ｚ相のスイッチング素子と、Ｘ相、Ｙ相のフライホ
ィールダイオードを通して環流電流が流れる(還流期
間)。
【００２８】この環流期間では、Ｕ相のスイッチング素
子がオフ(遮断)制御されたことにより、直流中間回路か
らの電流の供給が断たれてしまうため、図示のように、
電流の傾きは負となり、減少してゆくが、次いでＶ相の
スイッチング素子がオン制御されることにより、再び供
給期間となり、電流が供給されるため、電流の傾きは正
となり、増加していく。
子がオフ(遮断)制御されたことにより、直流中間回路か
らの電流の供給が断たれてしまうため、図示のように、
電流の傾きは負となり、減少してゆくが、次いでＶ相の
スイッチング素子がオン制御されることにより、再び供
給期間となり、電流が供給されるため、電流の傾きは正
となり、増加していく。
【００２９】そしてＶ相のスイッチング素子がオフ制御
されると、再び還流期間となり、今度は、平滑コンデン
サＣＢからなる直流中間回路にエネルギーが帰還され、
電流は零となり、半サイクル周期の波形が決定される。
従って、この実施形態での制御によれば、半サイクル期
間内でのＵ相、Ｖ相、Ｘ相、それにＹ相の各スイッチン
グ素子のオン時間ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4 を制御してやれ
ば、環流期間をうまく利用することができ、これによ
り、出力電流のピーク値が制御できることになる。
されると、再び還流期間となり、今度は、平滑コンデン
サＣＢからなる直流中間回路にエネルギーが帰還され、
電流は零となり、半サイクル周期の波形が決定される。
従って、この実施形態での制御によれば、半サイクル期
間内でのＵ相、Ｖ相、Ｘ相、それにＹ相の各スイッチン
グ素子のオン時間ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4 を制御してやれ
ば、環流期間をうまく利用することができ、これによ
り、出力電流のピーク値が制御できることになる。
【００３０】また、この図３から明らかなように、この
実施形態では、単相交流出力の半サイクル期間内での各
スイッチング素子のオン制御回数は、全て１回に限られ
ており、従って、この実施形態によれば、使用するスイ
ッチング素子の能力一杯までの高い出力周波数での動作
が可能になる。
実施形態では、単相交流出力の半サイクル期間内での各
スイッチング素子のオン制御回数は、全て１回に限られ
ており、従って、この実施形態によれば、使用するスイ
ッチング素子の能力一杯までの高い出力周波数での動作
が可能になる。
【００３１】すなわち、この実施形態では、図１から明
らかなように、３回路分のスイッチング素子アームの中
の２回路分のスイッチング素子アーム(この実施形態で
はＵ−Ｘ相とＶ−Ｙ相の各アーム)の出力Ｒ、Ｓを共通
に接続した上で、これら２相分のＵ相とＶ相のスイッチ
ング素子及びＸ相とＹ相のスイッチング素子を独立に制
御することにより、半周期毎に２パルスの出力が得られ
るようにしてある。
らかなように、３回路分のスイッチング素子アームの中
の２回路分のスイッチング素子アーム(この実施形態で
はＵ−Ｘ相とＶ−Ｙ相の各アーム)の出力Ｒ、Ｓを共通
に接続した上で、これら２相分のＵ相とＶ相のスイッチ
ング素子及びＸ相とＹ相のスイッチング素子を独立に制
御することにより、半周期毎に２パルスの出力が得られ
るようにしてある。
【００３２】そして、この結果、出力周波数が例えば１
５ｋＨz の場合、出力電流ｉに発生するスイッチング周
波数は３０ｋＨz (２パルス分)となるが、主スイッチン
グ素子１個当りのスイッチング周波数は１５ｋＨz のま
まであり、従って、充分に制御が可能であり、しかも、
出力電流ｉのスイッチング周波数としては、２倍の３０
ｋＨz が得られることになり、波形改善に大きく寄与で
きることになる。
５ｋＨz の場合、出力電流ｉに発生するスイッチング周
波数は３０ｋＨz (２パルス分)となるが、主スイッチン
グ素子１個当りのスイッチング周波数は１５ｋＨz のま
まであり、従って、充分に制御が可能であり、しかも、
出力電流ｉのスイッチング周波数としては、２倍の３０
ｋＨz が得られることになり、波形改善に大きく寄与で
きることになる。
【００３３】次に、本発明による電力変換装置の更に具
体的な実施形態について、図２により説明する。この図
２は、既に説明した電磁誘導による非接触給電システム
に単相交流電力を供給するようにした本発明の一実施形
態で、負荷４は、図示のように、給電用の導電線路４-1
と、複数台の例えば移動台車４-2 、４-3 ……とで構
成されている。ここで、これらの移動台車４-2 〜と
は、例えばクリーンルーム内で使用される物体運搬用の
台車のことで、導電線路４-2 から非接触で電力の供給
を受け、走行用のモータを駆動して移動するようになっ
ているものである。
体的な実施形態について、図２により説明する。この図
２は、既に説明した電磁誘導による非接触給電システム
に単相交流電力を供給するようにした本発明の一実施形
態で、負荷４は、図示のように、給電用の導電線路４-1
と、複数台の例えば移動台車４-2 、４-3 ……とで構
成されている。ここで、これらの移動台車４-2 〜と
は、例えばクリーンルーム内で使用される物体運搬用の
台車のことで、導電線路４-2 から非接触で電力の供給
を受け、走行用のモータを駆動して移動するようになっ
ているものである。
【００３４】この場合、導電線路４-2 は、移動台車４-
2 〜の移動経路に沿ってほぼ平行に往復２本の絶縁電線
であり、これに、２次巻線だけを有する鉄心の一部を除
いて開放磁路型とした変圧器を組合わせ、導電線路４-2
を１次巻線として移動台車４-2 〜で電力が無接触で受
け取れるようにしてある。そして、このような非接触で
の電力転送には、電源の周波数が高い程、転送効率が良
くなるので、例えば１５ｋＨz 程度の高周波の単相交流
電源が必要になるのである。
2 〜の移動経路に沿ってほぼ平行に往復２本の絶縁電線
であり、これに、２次巻線だけを有する鉄心の一部を除
いて開放磁路型とした変圧器を組合わせ、導電線路４-2
を１次巻線として移動台車４-2 〜で電力が無接触で受
け取れるようにしてある。そして、このような非接触で
の電力転送には、電源の周波数が高い程、転送効率が良
くなるので、例えば１５ｋＨz 程度の高周波の単相交流
電源が必要になるのである。
【００３５】次に、図２において、５は制御回路で、マ
イコンなどが搭載された回路基板で構成されており、上
アームのＵ相とＶ相のスイッチング素子と、下アームの
Ｘ相とＹ相のスイッチング素子にオン制御信号を供給す
る働きをする。
イコンなどが搭載された回路基板で構成されており、上
アームのＵ相とＶ相のスイッチング素子と、下アームの
Ｘ相とＹ相のスイッチング素子にオン制御信号を供給す
る働きをする。
【００３６】なお、残りのＷ相とＺ相のスイッチング素
子に対するオン制御信号の供給については、図示が省略
されている。
子に対するオン制御信号の供給については、図示が省略
されている。
【００３７】そして、この制御装置５は、負荷４に流れ
る出力電流ｉを電流検出器ＣＴにより検出し、この検出
結果から、出力電流ｉが、外部から与えられる出力電流
指令値に一致するように、図３に示したＵ相とＶ相のパ
ルス幅ｔ1 、ｔ2 、及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ
4 を独立して制御する。
る出力電流ｉを電流検出器ＣＴにより検出し、この検出
結果から、出力電流ｉが、外部から与えられる出力電流
指令値に一致するように、図３に示したＵ相とＶ相のパ
ルス幅ｔ1 、ｔ2 、及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ
4 を独立して制御する。
【００３８】この結果、例えば移動台車４-2 〜の実稼
働台数が少なく、出力電流指令値が小さい値に設定され
ていた場合には、Ｕ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、及
びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を短くするような制
御が行われる。このとき、出力電流指令値によっては、
それが小さくなった場合、これらのパルス幅の内、各ア
ームの一方のパルス幅、例えばパルス幅ｔ2 、ｔ4 はゼ
ロになり、他方のパルス幅ｔ1 、ｔ2 だけが制御される
状態も有り得る。
働台数が少なく、出力電流指令値が小さい値に設定され
ていた場合には、Ｕ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、及
びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を短くするような制
御が行われる。このとき、出力電流指令値によっては、
それが小さくなった場合、これらのパルス幅の内、各ア
ームの一方のパルス幅、例えばパルス幅ｔ2 、ｔ4 はゼ
ロになり、他方のパルス幅ｔ1 、ｔ2 だけが制御される
状態も有り得る。
【００３９】また、反対に、例えば移動台車４-2 〜の
実稼働台数が多く、出力電流指令値が大きな値に設定さ
れていた場合には、Ｕ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、
及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を長くするような
制御が行われる。
実稼働台数が多く、出力電流指令値が大きな値に設定さ
れていた場合には、Ｕ相とＶ相のパルス幅ｔ1 、ｔ2 、
及びＸ相とＹ相のパルス幅ｔ3 、ｔ4 を長くするような
制御が行われる。
【００４０】このような非接触の給電システムでは、既
に説明したように、負荷４のリアクタンス分が、例えば
数１０μＨと極めて小さく、このため、負荷４に流れる
電流の立上がり(変化率：ｄｉ／ｄｔ)が極めて高くな
り、通常のＰＷＭ制御では電流を抑制することができ
ず、保護機能である過電流トリップが動作してしまう。
に説明したように、負荷４のリアクタンス分が、例えば
数１０μＨと極めて小さく、このため、負荷４に流れる
電流の立上がり(変化率：ｄｉ／ｄｔ)が極めて高くな
り、通常のＰＷＭ制御では電流を抑制することができ
ず、保護機能である過電流トリップが動作してしまう。
【００４１】しかして、このときでも、保護機能が働か
ないようにするためには、主回路スイッチング素子の定
格電流を上げることになり、装置が大型化してしまう。
ないようにするためには、主回路スイッチング素子の定
格電流を上げることになり、装置が大型化してしまう。
【００４２】一方、このような急峻な電流のピーク値を
抑制するためには、これも上記したように、ＰＷＭ制御
のキャリア周波数を上げ、１サイクル当りのパルス数を
増加させればよいが、出力周波数が１５ｋＨz と高い周
波数の場合、主回路スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ
のスイッチング速度やスイッチング損失からすれば、１
パルス／１サイクルが限界となる。
抑制するためには、これも上記したように、ＰＷＭ制御
のキャリア周波数を上げ、１サイクル当りのパルス数を
増加させればよいが、出力周波数が１５ｋＨz と高い周
波数の場合、主回路スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ
のスイッチング速度やスイッチング損失からすれば、１
パルス／１サイクルが限界となる。
【００４３】例えば、２パルス／１サイクルにしたとす
れば、この場合には、主回路スイッチング素子のスイッ
チング周波数は３０ｋＨz (＝２×１５ｋＨz)となり、
ＩＧＢＴの応答スイッチング速度などから考えて困難で
ある。
れば、この場合には、主回路スイッチング素子のスイッ
チング周波数は３０ｋＨz (＝２×１５ｋＨz)となり、
ＩＧＢＴの応答スイッチング速度などから考えて困難で
ある。
【００４４】しかるに、上記したように、この実施形態
では、主スイッチング素子１個当たりのスイッチング周
波数を増加させることなく、急峻な出力電流のピーク値
を抑制することができるようになり、この結果、例えば
１５ｋＨz という商用交流の周波数よりもかなり高い周
波数にも充分に対応することができる。
では、主スイッチング素子１個当たりのスイッチング周
波数を増加させることなく、急峻な出力電流のピーク値
を抑制することができるようになり、この結果、例えば
１５ｋＨz という商用交流の周波数よりもかなり高い周
波数にも充分に対応することができる。
【００４５】また、図２の実施形態では、出力電流指令
方式になっていて、出力が定電流制御されるので、例え
ば移動台車４-2 〜の稼働台数が変った場合など、負荷
４の変動に際しても、常に定電流が流れるように制御さ
れ、従って、出力電流指令値を変更する必要がなく、実
用性が高いという利点を得ることができる。
方式になっていて、出力が定電流制御されるので、例え
ば移動台車４-2 〜の稼働台数が変った場合など、負荷
４の変動に際しても、常に定電流が流れるように制御さ
れ、従って、出力電流指令値を変更する必要がなく、実
用性が高いという利点を得ることができる。
【００４６】次に、図４は、本発明の他の一実施形態に
よるインバータ回路３のスイッチング素子制御モードを
示したものである。この図４の実施形態は、図１、或い
は図２のインバータ回路３において、Ｗ−Ｚ相の１回路
分のスイッチング素子アームの各スイッチング素子Ｗ、
Ｚに対する２回路分のスイッチング素子アームの各スイ
ッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｘ、Ｙのオン制御タイミングを変
え、図３の場合では、Ｗ相とＺ相のオン期間から電気角
で４５度遅れてＵ相がオン制御されるようになっていた
のを、図４では、Ｗ相とＺ相のオン期間の最初からＵ相
がオン制御されるようにしたものである。
よるインバータ回路３のスイッチング素子制御モードを
示したものである。この図４の実施形態は、図１、或い
は図２のインバータ回路３において、Ｗ−Ｚ相の１回路
分のスイッチング素子アームの各スイッチング素子Ｗ、
Ｚに対する２回路分のスイッチング素子アームの各スイ
ッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｘ、Ｙのオン制御タイミングを変
え、図３の場合では、Ｗ相とＺ相のオン期間から電気角
で４５度遅れてＵ相がオン制御されるようになっていた
のを、図４では、Ｗ相とＺ相のオン期間の最初からＵ相
がオン制御されるようにしたものである。
【００４７】そして、この結果、この図４の場合には、
図３の場合に存在した帰還期間、すなわち、平滑コンデ
ンサＣＢで構成される直流中間回路にエネルギーが帰還
される期間が無くなり、供給期間と環流期間だけとなる
ようにしたもので、その他の動作は、図３の場合と同じ
である。この図４の実施形態によれば、帰還期間をなく
すことができるので、波形率をよくすることができると
いう利点がある。
図３の場合に存在した帰還期間、すなわち、平滑コンデ
ンサＣＢで構成される直流中間回路にエネルギーが帰還
される期間が無くなり、供給期間と環流期間だけとなる
ようにしたもので、その他の動作は、図３の場合と同じ
である。この図４の実施形態によれば、帰還期間をなく
すことができるので、波形率をよくすることができると
いう利点がある。
【００４８】
【発明の効果】本発明によれば、主スイッチング素子の
１サイクル内でのパルス数の２倍のパルス数の単相交流
出力を得ることができるので、市場で最も汎用性のある
三相出力用のインバータ主回路を流用して、商用周波数
よりも極めて高い周波数の単相交流出力を容易に得るこ
とができ、単相交流出力が発生できる電力変換装置をロ
ーコストで容易に提供することができる。
１サイクル内でのパルス数の２倍のパルス数の単相交流
出力を得ることができるので、市場で最も汎用性のある
三相出力用のインバータ主回路を流用して、商用周波数
よりも極めて高い周波数の単相交流出力を容易に得るこ
とができ、単相交流出力が発生できる電力変換装置をロ
ーコストで容易に提供することができる。
【００４９】また、本発明によれば、定電流特性を持た
せることができるので、非接触供給システムにも安定し
て適用できる電力変換装置を容易に提供することができ
る。
せることができるので、非接触供給システムにも安定し
て適用できる電力変換装置を容易に提供することができ
る。
【図１】本発明による電力変換装置の一実施形態におけ
る基本回路の一例を示すブロック回路図である。
る基本回路の一例を示すブロック回路図である。
【図２】本発明による電力変換装置の一実施形態を示す
回路図である。
回路図である。
【図３】本発明による電力変換装置の一実施形態におけ
る制御動作の一例を示すタイミング図である。
る制御動作の一例を示すタイミング図である。
【図４】本発明による電力変換装置の一実施形態におけ
る制御動作の他の一例を示すタイミング図である。
る制御動作の他の一例を示すタイミング図である。
【図５】従来技術による三相用電力変換装置の一例を示
す回路図である。
す回路図である。
１ 交流電源 ２ コンバータ回路(順変換回路） ３ インバータ回路(逆変換回路） ４ 単相交流の負荷 ５ 制御回路 ｉ 出力電流 ＣＴ 電流検出器(電流検出用の変成器) ＣＢ 平滑コンデンサ Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ 主回路のスイッチング素子 Ｒ、Ｓ、Ｔ スイッチング素子アームの出力 Ａ、Ｂ 単相の交流出力端子 ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4 主回路スイッチング素子のオン期
間
間
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤平 和也 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者 井堀 敏 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内
Claims (3)
- 【請求項１】 ３回路のスイッチング素子アームを有
し、直流電力を交流電力に変換する逆変換部を備えた電
力変換装置において、 前記逆変換部が有する３回路のスイッチング素子アーム
の内の任意の２回路のスイッチング素子アームの出力を
共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの１回路
のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出力端子
とした上で、前記２回路のスイッチング素子アームの上
アームと下アームの夫々で、一方と他方の各スイッチン
グ素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交流出力
端子間に単相交流を発生させるように構成したことを特
徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 請求項１の発明において、 前記２回路のスイッチング素子アームの上アームと下ア
ームの夫々で、一方と他方の各スイッチング素子の導通
期間が、単相交流出力の半サイクル期間内で、相互に異
なった期間になるように構成したことを特徴とする電力
変換装置。 - 【請求項３】 請求項１の発明において、 前記交流出力端子に接続された負荷の電流値を検出する
出力電流検出手段を設け、 該出力電流検出手段の検出結果に応じて、前記２回路の
スイッチング素子アームのスイッチング素子の導通期間
が制御されるように構成したことを特徴とする電力変換
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08628598A JP3764270B2 (ja) | 1998-03-31 | 1998-03-31 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08628598A JP3764270B2 (ja) | 1998-03-31 | 1998-03-31 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11289769A true JPH11289769A (ja) | 1999-10-19 |
| JP3764270B2 JP3764270B2 (ja) | 2006-04-05 |
Family
ID=13882572
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08628598A Expired - Lifetime JP3764270B2 (ja) | 1998-03-31 | 1998-03-31 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3764270B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014072941A (ja) * | 2012-09-28 | 2014-04-21 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 電力変換装置および制御方法 |
| JP2017145726A (ja) * | 2016-02-16 | 2017-08-24 | 株式会社荏原製作所 | ドライ真空ポンプ装置、その制御方法および制御プログラム |
| EP3537583A1 (en) | 2018-03-08 | 2019-09-11 | Nabtesco Corporation | Ac-ac power converter |
-
1998
- 1998-03-31 JP JP08628598A patent/JP3764270B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014072941A (ja) * | 2012-09-28 | 2014-04-21 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 電力変換装置および制御方法 |
| JP2017145726A (ja) * | 2016-02-16 | 2017-08-24 | 株式会社荏原製作所 | ドライ真空ポンプ装置、その制御方法および制御プログラム |
| EP3537583A1 (en) | 2018-03-08 | 2019-09-11 | Nabtesco Corporation | Ac-ac power converter |
| US11043905B2 (en) | 2018-03-08 | 2021-06-22 | Nabtesco Corporation | AC-AC power converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3764270B2 (ja) | 2006-04-05 |
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