JP2014072941A

JP2014072941A - 電力変換装置および制御方法

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Publication number: JP2014072941A
Application number: JP2012215481A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Takeda; 剛竹田; Sadayuki Igarashi; 貞之五十嵐; Kazutaka Ichiki; 和隆市来
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2012-09-28
Filing date: 2012-09-28
Publication date: 2014-04-21
Anticipated expiration: 2032-09-28
Also published as: JP5993690B2

Abstract

【課題】三相交流用の電力変換装置の構成を流用し、高周波の単相負荷にも対応できるようにした電力変換装置において、スイッチング素子の冷却効率を高めた電力変換装置を提供する。
【解決手段】３相のスイッチング素子アームを有する直流電力を交流電力に変換する逆変換部１１３を備え、上記スイッチング素子アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの出力を共通に接続して一方の交流出力端子Ａとし、残りの１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出力端子Ｂとした上で、前記２回路の各スイッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交流出力端子間に単相交流を発生させるように構成した電力変換装置１１０において、発生損失の小さい方のパルスを発生させるスイッチング素子アームが、前記２回路のスイッチング素子アームの設置場所のうちで冷却が最も困難な場所に配置されていることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関する。

本技術分野の背景技術として、特開平１１−２８９７６９号公報（特許文献１）がある。この公報には、「三相交流用の電力変換装置の基本構成を流用し、高周波の単相負荷にも容易に対応できるようにした電力変換装置を提供する。Ｕ-Ｘ相とＶ-Ｙ相、それにＷ-Ｚ相の３回路分のスイッチング素子アームを有するインバータ回路３を用い、Ｕ-Ｘ相とＶ-Ｙ相の２回路分のスイッチング素子アームの出力Ｒ、Ｓを共通にして一方の交流出力端子Ａに接続し、残り１回路分のＷ-Ｚ相のスイッチング素子アームの出力Ｔを他方の交流出力端子Ｂに接続した上で、単相交流出力の半サイクル期間では、上アームのスイッチング素子Ｗと下アームの２回路分のスイッチング素子Ｘ、Ｙを夫々オンに制御し、上記サイクル期間に続く半サイクル期間では、上アームの２回路分のスイッチング素子Ｕ、Ｖと下アームのスイッチング素子Ｚを夫々オンに制御することにより、交流出力端子Ａ、Ｂに単相交流を得る」と記載されている（要約参照）。

特開平１１−２８９７６９号公報

上記従来技術には次のような課題がある。三相交流用の電力変換装置の構成を流用し、高周波の単相負荷にも対応できるようにした電力変換装置を周波数が１０ｋＨｚ以上の高周波電源が要求されるシステム、例えば非接触供給システム等に用いた場合、１サイクル中での各スイッチング素子それぞれのスイッチング周波数も１０ｋＨｚ以上となる。
このような高周波数でスイッチングを行った場合、近年電力変換装置において多用されるＩＧＢＴ等の汎用スイッチング素子の発生損失による温度上昇はかなり高いものとなる。
また、従来の電力変換装置では１サイクル中でプラスとマイナスそれぞれ２つずつの電圧パルスを発生させるが、電力変換装置の出力に接続する負荷が誘導性負荷の場合、プラス、マイナスのいずれにおいても第２パルスの方が発生損失が大きくなるため、第２パルスを発生させるスイッチング素子の温度上昇は他のスイッチング素子と比べ特に大きくなる。一方、従来の電力変換装置の出力に接続する負荷が容量性負荷の場合、プラス、マイナスのいずれにおいても第１パルスの方が発生損失が大きくなるため、第１パルスを発生させるスイッチング素子の温度上昇は他のスイッチング素子と比べ特に大きくなる。
誘導性負荷、容量性負荷のいずれにおいても、発生損失によってスイッチング素子が
高温になり、スイッチング素子を構成する半導体の接合部温度が許容値を超えた場合、正常な動作をすることができなくなる可能性がある。よって、発生損失の大きくなるパルスを発生させるスイッチング素子の冷却を十分に行う必要がある。
しかし、スイッチング素子の冷却を強化する為には冷却ファンや冷却フィン等を大型化することが必要となる場合があり、電力変換装置本体の大型化およびコストの上昇につながるという問題が生じる。
本発明は、三相交流用の電力変換装置の構成を流用し、高周波の単相負荷にも対応できるようにした電力変換装置において、前記のような課題を解決するためになされたものであり、スイッチング素子の冷却能力を高めた電力変換装置を得ることを目的とする。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、３相のスイッチング素子アームを有する直流電力を交流電力に変換する逆変換部を備え、前記逆変換部が有する３相のスイッチング素子アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの出力を共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出力端子とした上で、前記２回路の夫々で、一方と他方の格スイッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交流出力端子間に単相交流を発生させるように構成した電力変換装置において、前記２回路の上アームと下アームが夫々１周期中に発生させるパルスの内、発生損失の小さい方のパルスを発生させるスイッチング素子アームが、前記２回路のスイッチング素子アームの設置場所のうちで冷却が最も困難な場所に配置されていることを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング素子の局所的な過熱を防止し、スイッチング素子の冷却効率を高めることができる。

実施例１における電力変換装置を用いた非接触供給システムの構成図の例である。実施例１及び実施例２におけるインバータ回路部の構成図の例である。実施例１における電力変換装置に誘導性負荷を接続した際の制御動作のタイミング及び出力波形を示した図である。実施例１における電力変換装置に容量性負荷を接続した際の制御動作のタイミング及び出力波形を示した図である。実施例２における電力変換装置を用いた非接触供給システムの構成図の例である。実施例２における電力変換装置の制御動作のタイミング及び出力波形を示した図である。実施例１及び実施例２における制御装置が各相の夫々のスイッチング素子にオン制御信号を供給するまでの制御を示したフローチャートである。

以下、実施例を図面を用いて説明する。

本実施例では、電力変換装置を用いて高周波の単相負荷へ非接触にて電力を供給する非接触供給システムの例を説明する。
図１は、交流電源１００と電力変換装置１１０と高周波の単相負荷１２０から成る非接触供給システムの構成図の例である。交流電源１００は、通常電力会社などから供給される商用三相交流電源などでありコンバータ回路１１１へ接続されている。コンバータ回路１１１は、例えばダイオードを用いた三相ブリッジ型の整流回路で構成されており、交流電源１００より供給された交流電力を直流に変換する働きをしている。その直流に変換した電力を平滑コンデンサ１１２を通すことにより平滑化し、インバータ回路１１３へ入力する。インバータ回路１１３は、制御装置１１４から入力されるスイッチング信号により動作し、供給されてくる直流の電力を所定の電流で所定の高周波、例えば１０ｋＨｚの単相交流電力に変換し給電線用の導電路１２１へ出力する。

従って、インバータ回路１１３は逆変換部の主回路となるものであり、平滑コンデンサ１１２によって平滑化された直流電力の正極側Ｐに接続された３個のスイッチング素子Ｕ,Ｖ,Ｗと、負極側Ｎに接続された３個のスイッチング素子Ｘ,Ｙ,Ｚの計６個のスイッチング素子で構成されている。そして、この例では、各スイッチング素子としてＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ)を用いた場合を示しており、これには夫々にフライホイールダイオードが逆並列接続されている。

ところで、このようなインバータの主回路では、直流の正極側のスイッチング素子を上アームと呼び、負極側のスイッチング素子を下アームと呼ぶ。上アームのスイッチング素子Ｕと下アームのスイッチング素子ＸがＵ-Ｘ相の１相分のスイッチング素子アームとなり、上アームのスイッチング素子Ｖと下アームのスイッチング素子ＹがＶ-Ｙ相の１相分のスイッチング素子アームとなり、上アームのスイッチング素子Ｗと下アームのスイッチング素子ＺがＷ-Ｚ相の１相分のスイッチング素子アームとなって、全体でＵ-Ｘ相とＶ-Ｙ相とＷ-Ｚ相の３相分のスイッチング素子アームを形成している。

三相交流用の電力変換装置ではこのような３相分のスイッチング素子アームの出力により三相交流電圧を得るが、本実施例による電力変換装置１１０のインバータ回路１１３では、まず、３相分のスイッチング素子アームの内の２相分のスイッチング素子アーム、すなわち、Ｕ-Ｘ相のスイッチング素子アームとＶ-Ｙ相のスイッチング素子アームの出力Ｒ、Ｓを共通に接続し、これをインバータ回路１１３の一方の交流出力端子Ａとする。そして、残りのスイッチング素子アームＷ-Ｚ相の出力Ｔを他方の交流出力端子Ｂとして取り出すようになっており、これにより単相出力の電力変換装置が構成されるようにしている。

高周波の単相負荷１２０は、前記出力端子Ａと出力端子Ｂより供給される高周波の単相電流を流す給電線用の導電路１２１と、リアクタンス調整用キャパシタ１２２と、例えば１台以上の移動台車１２３、１２４、…とで構成されている。

ここで、これらの移動台車１２３、１２４、…は、例えばクリーンルーム内で使用される物体運搬車のことで、導電線路１２１から非接触で電力の供給を受け、走行用のモータを駆動して移動するようになっている。導電線路１２１は移動台車１２３、１２４、…の移動経路に沿って往復する２本の絶縁線路である。これに、移動台車１２３、１２４、…に搭載してある２次巻線だけを有する、鉄心の１部を除いて開放閉路型とした変圧器を組み合わせ、導電線路１２１を１次巻線として移動台車１２３、１２４、…で電力が非接触で受け取れるようにしてある。

そして、このような非接触での電力伝送には電源の周波数が高い程、電力伝送に介在する磁束の大きさを小さくでき、装置を小型化できるという特徴があるので、例えば１０ｋＨｚ程度の高周波の単相電源が必要となる。

ところで、導電線路１２１のリアクタンスは、インダクタンスをＬ、電線に流す電流の周波数をｆとすると２πｆＬで表され、その大きさはインダクタンスＬ及び周波数ｆに比例する。導電線路１２１のインダクタンスＬは導電線路の長さに比例するが、例えば数１０μＨ程度と非常に小さい為、通流する電流の周波数ｆが一般的な三相誘導電動機のように数Ｈｚから数１００Ｈｚの場合、リアクタンスは小さくなり、その長短は特に問題とならない。

しかしながら本実施例の電力変換装置１１０から導電線路１２１へ出力される電流の周波数ｆは例えば１０ｋＨｚと高周波なので、導電線路１２２のリアクタンスは、その長さによって非常に重要なものとなる。すなわち、導電線路１２１が長い程リアクタンスは大きくなり高周波で所定の電流を流すことは困難となる。そこで本実施例では導電線路１２１のリアクタンスを減少させる為に、進相用キャパシタ１２２を導電線路１２１に直列に挿入している。

進相用キャパシタ１２２のキャパシタンスをＣとすると、そのリアクタンスは１/２πｆＣで表される。ここで導電線路１２１全体のリアクタンスは(２πｆＬ)−(１/２πｆＣ)で表され、その結果が正となるとき誘導性リアクタンスとなり、負荷１２０の力率は遅れ力率となる。一方、(２πｆＬ)−(１/２πｆＣ)が負となるとき容量性リアクタンスとなり負荷１２０の力率は進み力率となる。

次に、本実施例における電力変換装置１１０内の制御装置１１４について説明する。制御装置１１４はマイコンなどを搭載した回路基板で構成しており、前記インバータ回路１１３の上アームのＵ相とＶ相とのスイッチング素子と下アームのＸ相とＹ相とのスイッチング素子にオン制御信号を供給する働きをする。なお、残りのＷ相とＺ相のスイッチング素子に対するオン制御信号の供給については図示が省略されている。

具体的には、負荷１２０に流れる電流iを電流検出器ＣＴにより検出し、この検出結果から出力電流iが、外部から与えられる出力電流指令値に一致するように制御装置１１４にてＵ相、Ｖ相、Ｘ相、Ｙ相の各スイッチング素子のオン時間Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ７を独立して制御する。これにより出力端子ＡＢ間に１サイクル中でプラス側及びマイナス側に夫々２パルスずつの電圧を発生させ、導電線路１２１に流れる電流を制御することができる。

例えば移動台車１２３,１２４…の実稼働台数が少なく、出力電流指令値が小さい値に設定されていた場合には、パルス幅Ｔ１、Ｔ３、及びＴ５、Ｔ７を短くするような制御が行われる。このとき、出力電流指令値によっては、それが小さくなった場合、これらのパルス幅の内、各アームの一方のパルス幅、例えば第２パルス幅Ｔ３、Ｔ７はゼロとなり、他方のパルス幅Ｔ１、Ｔ５だけが制御される状態も有り得る。この状態での第２パルスを発生させるスイッチング素子の損失はほぼゼロとなり、６つのスイッチング素子全体での発生損失は最も小さい状態となる。

また、反対に、例えば移動台車１２３,１２４…の実稼働台数が多く、出力電流指令値が大きな値に設定されていた場合には、第１パルス幅Ｔ１、Ｔ３、及び第２パルス幅Ｔ５、Ｔ７を長くするような制御が行われる。第１パルス幅Ｔ１、Ｔ３、及び第２パルス幅Ｔ５、Ｔ７が最も長く制御された場合、パルス幅Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ７の全てが等しくなり、インバータ回路１１３の夫々のスイッチング素子に逆並列接続されたフライホイールダイオードに電流が還流する還流期間Ｔ２、Ｔ６及び平滑コンデンサ１１２へエネルギーが帰還される帰還期間Ｔ４、Ｔ８は最も短く、またはゼロになる。このとき出力電流iは最も成長する状態となり、６つのスイッチング素子全体での発生損失も最大となる。

次に、本実施例の電力変換装置のインバータ回路１１３の構造上の配置を図２を用いて説明する。
インバータ回路１１３は冷却フィン２００と、冷却フィン２００上に配置してある、Ｕ相のスイッチング素子部２１１とＶ相のスイッチング素子部２１２とＷ相のスイッチング素子部２１３とＸ相のスイッチング素子部２１４とＹ相のスイッチング素子部２１５とＺ相のスイッチング素子部２１６とで構成されている。

この夫々のスイッチング素子部は、内部で各スイッチング素子としてＩＧＢＴ(絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ)を用いており、これには夫々にフライホイールダイオードが逆並列接続された構成となっている。
また、これらのスイッチング素子部２１１、２１２、…２１６は夫々がインバータ回路１１３の構成を成すように銅バーや電線等で接続されており、さらに電力変換装置１１０の構成を成すように平滑コンデンサＣＢや交流出力端子Ａ,Ｂとも銅バーや電線等で接続されているが図２では省略している。

このときＶ-Ｙ相のスイッチング素子部である２１２,２１５は左右に配置されたＵ-Ｘ相のスイッチング素子部２１１,２１４及びＷ-Ｚ相スイッチング素子部２１３,２１６の発熱の煽りを受ける為、冷却が最も困難となる。そこで冷却のための配慮が必要となる。

次に、制御装置１１４から出力する信号により行われるインバータ回路１１３の制御動作と、負荷１２０が誘導性負荷となる場合の第１パルス及び第２パルスを発生させるスイッチング素子の発生損失について図３のタイミングチャートにより説明する。
なお、既に説明したように、制御装置１１４は移動台車１２３,１２４…の実稼動数や出力電流指令値に応じてＵ相、Ｖ相、Ｘ相、Ｙ相のオン時間を制御し、第１パルスと第２パルスの幅を決めているが、実稼動数が少ない場合や出力電流指令値を小さく設定した場合には第２パルスを発生させないこともありえる。
その際のスイッチング素子全体の発生損失は第１パルス、第２パルスがともに発生している時と比較して小さいものとなる。そこで、発生損失に関しては、大きくなる状態である第１パルス、第２パルスがともに発生した状態の説明をする。

図３において、Ｔは、交流出力端子Ａ、Ｂ間に発生させるべき単相交流の１サイクルの期間を表わす。従って、出力される単相交流電圧の周波数をｆとすれば、Ｔ＝１／ｆとなる。そして、まず、この１サイクル期間Ｔの半分のサイクル期間Ｔ／２中には、下アームのＺ相のスイッチング素子をオン(導通)制御させると共に、上アームではＶ相とＵ相のスイッチング素子を交互に順次オン制御させることにより電力変換装置の出力にプラス側の第１パルスおよび第２パルスを発生させる。

次に残り半分のサイクル期間Ｔ／２中には、上アームのＷ相のスイッチング素子を、同じくオン制御すると共に、下アームではＹ相とＸ相のスイッチング素子を交互に順次オン制御させさせることにより電力変換装置の出力にマイナス側の第１パルスおよび第２パルスを発生させる。これにより交流出力端子Ａ、Ｂ間に周波数ｆの単相交流電圧が発生されるように制御する。なお、このようなインバータ主回路の制御には、通例、スイッチング素子の動作にデッドタイムを設けるのが一般的である。

このとき、出力電流ｉは、図３に示すように正弦波に近い波形となり、既に説明したように負荷１２０が誘導性負荷となる場合、遅れ力率となる。
この図３に示すスイッチングパターンでスイッチング素子Ｕ,Ｖ,Ｗ,Ｘ,Ｙ,Ｚがスイッチングを繰り返すことにより、夫々のスイッチング素子は損失を発生し温度上昇することとなる。

ところで、スイッチング素子の損失は定常損失及びスイッチング損失に分けられ、さらに、スイッチング損失はターンオン損失とターンオフ損失に分けられる。このいずれの損失も図３出力電圧パルス及び出力電流iに依存する。第１パルス、第２パルスともに前記平滑コンデンサ１１２より出力され、波高値は同一となる為、夫々のパルスによって発生する損失は出力電流iにより比較する必要がある。

図３のi３１はプラス側第１パルス立ち上がり時の出力電流の瞬時値を示しており、i３２はプラス側第１パルス立ち下がり時の出力電流の瞬時値を示している。図３のi３３はプラス側第１パルス立ち上がり時の出力電流の瞬時値を示しており、i３４はプラス側第１パルス立ち下がり時の出力電流の瞬時値を示している。また、図３のＶ_ＰＮは、インバータ回路１１３の上アームＵ相及びＶ相がオンした際に図１出力端子Ａ,Ｂに発生する第１パルス及び第２パルスの波高値であり、−Ｖ_ＰＮは、インバータ回路１１３の下アームＸ相及びＹ相がオンした際に図１出力端子Ａ,Ｂに発生する第１パルス及び第２パルスの波高値である。

ここで、負荷１２０は誘導性負荷であり、遅れ力率となっているため、第１、第２パルス立ち上がり時の電流の瞬時値i３１及びi３３を比較するとi３３の方が大きくなり、また、第１、第２パルス立ち下がり時の電流の瞬時値i３２及びi３４を比較するとi３４の方が大きくなる。既に説明したようにスイッチング素子のターンオン損失及びターンオフ損失は電流値に依存するので、そのどちらの損失も第２パルスの方が大きくなる。

また、第１パルスにおける定常損失については期間Ｔ１における出力電流iの積分値に依存し、第２パルスにおける定常損失については期間Ｔ３における出力電流iの積分値に依存する為、ほとんどの場合第２パルスにおける定常損失の方が大きくなる。

しかしながら、移動台車１２３、１２４、…の実稼動台数が少なく出力電流指令値が小さい値に設定されていた場合には、期間Ｔ３は期間Ｔ１に対して極端に短くなることもあり得、その場合、第２パルスにおける定常損失の方が第１パルスにおける定常損失よりも小さくなる。

ここでスイッチング素子の全損失を比較すると、期間Ｔ３が期間Ｔ１に対して極端に短い場合を除いて、ターンオン損失、ターンオフ損失、定常損失の全てにおいて第２パルスで発生する損失の方が大きくなるため、全損失も第２パルスを発生させるスイッチング素子の方が第１パルスを発生させるスイッチング素子よりも大きくなる。

また、期間Ｔ３が期間Ｔ１に対して極端に短い場合においても、本実施例のように例えば１０ｋＨｚのような高周波電力を必要とする装置では定常損失よりもターンオン損失、ターンオフ損失の占める割合の方がはるかに大きい為、第２パルスを発生させるスイッチング素子の方が第１パルスを発生させるスイッチング素子より損失は大きくなる。
これらの損失についてはマイナス側第１パルス及び第２パルスにおいても極性が反転するだけで同様となる。

従って、負荷１２０が誘導性負荷である場合、期間Ｔ１、Ｔ３及びＴ５、Ｔ７の長さに関わらず、１周期中にプラス側とマイナス側で夫々２パルスずつ発生する状態においては、第２パルスを発生させるスイッチング素子の方が損失が大きくなる。ここで、実施例１においては、スイッチング素子２１１〜２１６は図２のように配置されており、Ｖ-Ｙ相のスイッチング素子２１２、２１５は両隣のスイッチング素子から発熱の煽りを受けて温度上昇するとともに、冷却が最も困難な素子となる。

そこで、第１パルスおよび第２パルスの内、比較的発生損失の少ない第１パルスをスイッチング素子Ｖ-Ｙ相で発生させ、発生損失の多い第２パルスを構造上冷却容易なスイッチング素子Ｕ-Ｖ相で発生させるように制御する。

このようにすることで、スイッチング素子の局所的な過熱を防止し、スイッチング素子の冷却効率を向上することができる。

次に負荷１２０が容量性負荷となる場合の第１パルス及び第２パルスを発生させるスイッチング素子の損失について図４により説明する。
図４のi４１はプラス側第１パルス立ち上がり時の出力電流の瞬時値を示しており、i４２はプラス側第１パルス立ち下がり時の出力電流の瞬時値を示している。また、図４のi４３はプラス側第１パルス立ち上がり時の出力電流の瞬時値を示しており、i４４はプラス側第１パルス立ち下がり時の出力電流の瞬時値を示している。

ここで、負荷１２０は容量性負荷であり、進み力率となっているため、第１、第２パルス立ち上がり時の電流の瞬時値i４１及びi４３を比較するとi４１の方が大きくなり、また、第１、第２パルス立ち下がり時の電流の瞬時値i４２及びi４４を比較するとi４２の方が大きくなる。既に説明したようにスイッチング素子のターンオン損失及びターンオフ損失は電流値に依存するので、そのどちらの損失も第１パルスの方が大きくなる。

また、第１パルスにおける定常損失については期間Ｔ１における出力電流iの積分値に依存し、第２パルスにおける定常損失については期間Ｔ３における電流iの積分値に依存する。本実施例の非接触供給システムでは期間Ｔ１と期間Ｔ３を比較すると、Ｔ１の方がＴ３より長いか、またはＴ１とＴ３が等しくなるように制御を行っている為、電流値の高い期間Ｔ１での定常損失の方がＴ３の定常損失よりも大きくなる。

ここでスイッチング素子の全損失を比較すると、ターンオン損失、ターンオフ損失、定常損失の全てにおいて、第１パルスで発生する損失の方が大きくなるため、全損失も第１パルスを発生させるスイッチング素子の方が第２パルスを発生させるスイッチング素子よりも大きくなる。これらの損失についてはマイナス側第１パルス及び第２パルスにおいても極性が反転するだけで同様となる。

従って、負荷１２０が容量性負荷の時、期間Ｔ１、Ｔ３及びＴ５、Ｔ７の長さに関わらず、１サイクル中にプラス側とマイナス側で夫々２パルスずつ発生する状態においては、第１パルスを発生させるスイッチング素子の方が損失が特に大きくなる。そして、実施例１においては、スイッチング素子２１１〜２１６は図２のように配置されており、Ｖ-Ｙ相のスイッチング素子２１２、２１５は両隣のスイッチング素子から発熱の煽りを受けて温度上昇するとともに、冷却が最も困難な場所に位置する素子となる。

そこで、第１パルスおよび第２パルスの内、比較的発生損失の小さい第２パルスをスイッチング素子Ｖ-Ｙで発生させ、発生損失の大きい第１パルスを構造上冷却容易なスイッチング素子Ｕ-Ｖで発生させるように制御する。

以上のように、本実施例による非接触給電システムでは、負荷１２０が誘導性負荷の場合、図３に示すように第１パルスをスイッチング素子Ｖ-Ｙで発生させ、第２パルスをスイッチング素子Ｕ-Ｘで発生させるよう制御を行っており、一方、負荷１２０が容量性負荷の場合、図４に示すように第１パルスをスイッチング素子Ｕ-Ｘで発生させ、第２パルスをスイッチング素子Ｖ-Ｙで発生させるよう制御を行っている。

図７は、制御装置１１４がＵ相とＶ相とＸ相とＹ相の夫々のスイッチング素子にオン制御信号を供給するまでの制御を示したフローチャートである。
まず制御装置１１４は電力変換装置１１３に接続されている高周波の単相負荷１２０が誘導性であるか容量性であるかの負荷性質判定を行う(Ｓ７０１)。本電力変換装置１１３においては、あらかじめ接続する高周波の単相負荷の性質が誘導性であるか容量性であるかを測定し、手動にて本電力変換装置１１３へ入力し判定を行っているが、電力変換装置に負荷の性質を判定する回路を設けることによって、自動判定を行うことも可能である。

例えば電力変換装置の起動直後に低電圧を負荷に対し短時間発生させ、その際に負荷に流れる電流の位相が、発生させた低電圧に対して遅れているか進んでいるかを検出し、遅れている場合は遅れ力率となり誘導性負荷、進んでいる場合は進み力率となり容量性負荷というように判定する回路を設ける方法などが考えられる。

次に負荷性質判定の結果に応じて各相のスイッチング素子で発生させるパルスを決定する。すなわち、負荷性質判定の結果が誘導性負荷の場合は、プラス側第１パルスをＶ相、プラス側第２パルスをＵ相、マイナス側第１パルスをＹ相、マイナス側第２パルスをＸ相、で夫々発生させることを決定し(Ｓ７０２)、一方、負荷性質判定の結果が容量性負荷の場合は、プラス側第１パルスをＵ相、プラス側第２パルスをＶ相、マイナス側第１パルスをＸ相、マイナス側第２パルスをＹ相、で夫々発生させることを決定する(Ｓ７０３)。

最後に、Ｕ相、Ｖ相,Ｘ相、Ｙ相の各スイッチング素子にオン制御信号を供給する(Ｓ７０４)。このとき、既に説明したように、Ｕ相、Ｖ相,Ｘ相、Ｙ相の各スイッチング素子のオン時間Ｔ１,Ｔ３,Ｔ５,Ｔ７の長さは高周波の単相負荷１２０に応じて、流れる電流が出力電流指令値になるよう制御している。

これにより、スイッチング素子の局所的な過熱を防止し、スイッチング素子の冷却効率を高めることができる。

本実施例では、電力変換装置を用いて高周波の単相負荷へ非接触にて電力を供給する非接触供給システムにおいて、電力変換装置に接続する導電線路にリアクタンス調整用のキャパシタを挿入していない場合の例について説明する。

図５は商用電源５００と電力変換装置５１０と高周波の単相負荷５２０から成る非接触供給システムの構成図の例であり、負荷５２０中にリアクタンス調整用キャパシタが接続されていないだけで、他の部分は図１に示す構成図と同一であり、またインバータ制御回路５２０の構造上の配置も図２と同一である。

実施例１で既に説明したように、負荷５２０のリアクタンスは導電線路５２２の長短に依存するため、導電線路が長い場合には所望の電力を移動台車５２３,５２４…に供給する為に、リアクタンス調整用のキャパシタを挿入し、リアクタンスを減少させる必要がある。

しかしながら導電線路５２２が非常に短く、また導電線路５２２から非接触で電力を受け取る移動台車５２３,５２４…の消費電力が非常に小さい場合、または出力電流指令値が非常に小さく設定されている場合には、図５に示すように、リアクタンス調整用キャパシタを挿入しなくとも非接触給電システムの実現は可能となる。

このとき、高周波の単相負荷５２０全体でのリアクタンスは、リアクタンス調整キャパシタのキャパシタンスＣが無いため正となり、高周波の単相負荷５２０は誘導性負荷となる。

次に、制御装置５１４から出力する信号により行われるインバータ回路５１３の制御動作と、スイッチング素子の発生損失について図６のタイミングチャートにより説明する。
インバータ回路５１３内のスイッチング素子Ｕ,Ｖ,Ｗ,Ｘ,Ｙ,Ｚの制御動作に関しては実施例１にて既に説明した動作と同一であり、１サイクルの期間でプラス側の第１パルス、第２パルス及びマイナス側の第１パルス、第２パルスを発生させ、移動台車５２３,５２４…の実稼動数や出力電流指令値に応じてパルス幅Ｔ１、Ｔ３、及びＴ５、Ｔ７が独立に制御され動作する。このときの出力電流iは正弦波に近いものではなく、図６に示すように直線的な波形となる。

また、各スイッチング素子の損失は実施例１で説明したように、定常損失及びスイッチング損失に分けられ、さらに、スイッチング損失はターンオン損失とターンオフ損失に分けられる。このいずれの損失も図６出力電圧パルス及び出力電流iに依存する。第１パルス、第２パルスともに前記平滑コンデンサ５１２より出力され、波高値は同一となる為、夫々のパルスによって発生する損失は出力電流iにより比較する必要がある。

図６のi６１はプラス側第１パルス立ち上がり時の出力電流の瞬時値を示しており、i６２はプラス側第１パルス立ち下がり時の出力電流の瞬時値を示している。図６のi６３はプラス側第１パルス立ち上がり時の出力電流の瞬時値を示しており、i６４はプラス側第１パルス立ち下がり時の出力電流の瞬時値を示している。

また、図６のＶ_ＰＮは、インバータ回路５１３の上アームＵ相及びＶ相がオンした際に図５出力端子Ａ,Ｂに発生する第１パルス及び第２パルスの波高値であり、−Ｖ_ＰＮは、インバータ回路５１３の下アームＸ相及びＹ相がオンした際に図１出力端子Ａ,Ｂに発生する第１パルス及び第２パルスの波高値である。

ここで、６つのスイッチング素子全体での発生損失が最大となる状態での第１パルス及び第２パルスを発生させる際のスイッチング素子の損失について説明する。
電流値i６３は、電流値i６１から第１パルスが発生しているＴ１の期間成長し、還流期間であるＴ２の間、減少したものである。還流期間Ｔ２での電流の減少率は導電路５２１の長さ及び移動台車５２３、５２４…の台数に依存するが、６つのスイッチング素子全体での発生損失が最大となる状態では、実施例１にて既に説明したとおり、パルス幅Ｔ１、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ７が等しく最も長くなるように制御され、その半面、還流期間Ｔ２、Ｔ４及び帰還期間Ｔ４、Ｔ６は最も短く、なるように制御される。

これにより、期間Ｔ１での電流成長率が還流期間Ｔ２での電流減少率を下回ることはない。したがって、電流値i６３は電流値i６１より大きな値となり、第２パルスにおけるターンオン損失は第１パルスにおけるターンオン損失より大きくなる。

また、電流値i６４は、電流値i６２から還流期間であるＴ２の間、減少し、第２パルスが発生しているＴ３の期間成長したものであるが、ここでも前記と同様に６つのスイッチング素子全体での発生損失が最大となる状態では、期間Ｔ３での電流成長率が期間Ｔ２での電流減少率を下回ることはない。したがって、電流値i６４は電流値i６２より大きな値となり、第２パルスにおけるターンオフ損失は第１パルスにおけるターンオフ損失より大きくなる。

次に、プラス側第１パルスの定常損失は供給期間Ｔ１での出力電流iの積分値に依存する。一方プラス側第２パルスの定常損失は供給期間Ｔ２での出力電流iの積分値に依存する。ここで、期間Ｔ１及びＴ３は、６つのスイッチング素子全体での発生損失も最大となる状態では、等しくなるように制御を行っている為、出力電流iの積分値はＴ１期間と比較してＴ２期間の方が高くなる。

したがって、第１パルス及び第２パルスを発生させる際のスイッチング素子の損失は、定常損失、ターンオン損失、ターンオフ損失の全てにおいて第２パルスを発生させるスイッチング素子に、特に多く発生する。これは、マイナス側第１パルス及び第２パルスでも極性が反転するだけで同様となる。

一方、前記図２において述べたとおり、スイッチング素子Ｖ,Ｙは左右のスイッチング素子Ｕ,Ｘ及びＷ,Ｚの発熱の煽りを受ける為、冷却が最も困難となる。そこで、本実施例における電力変換装置５００では、第１パルスおよび第２パルスの内、比較的発生損失の少ない第１パルスをスイッチング素子Ｖ,Ｙで発生させ、発生損失の多い第２パルスを構造上比較的冷却容易なスイッチング素子Ｕ,Ｖで発生させるように制御している。

また、このときの制御装置５１４がＵ相とＶ相とＸ相とＹ相の夫々のスイッチング素子にオン制御信号を供給するまでの制御は、実施例１と同様に図７で示したフローチャートの通りとなる。

まず制御装置５１４は電力変換装置５１３に接続されている高周波の単相負荷５２０が誘導性であるか容量性であるかの負荷性質判定を行うが、既に説明したように、本実施例２での高周波の単相負荷５２０にはリアクタンス調整キャパシタが挿入されていない為、判定結果は誘導性負荷となる(Ｓ７０１)。

次に負荷性質判定の結果に応じて各相のスイッチング素子で発生させるパルスを決定する。ここで負荷性質判定の結果は誘導性負荷なのでプラス側第１パルスをＶ相、プラス側第２パルスをＵ相、マイナス側第１パルスをＹ相、マイナス側第２パルスをＸ相で夫々発生させることを決定する(Ｓ７０２)。

最後に、Ｕ相、Ｖ相,Ｘ相、Ｙ相の各スイッチング素子にオン制御信号を供給する(Ｓ７０４)。このとき、既に説明したように、Ｕ相、Ｖ相,Ｘ相、Ｙ相の各スイッチング素子のオン時間Ｔ１,Ｔ３,Ｔ５,Ｔ７の長さは高周波の単相負荷５２０に応じて、流れる電流が出力電流指令値になるよう制御している。

これによりスイッチング素子の局所的な過熱を防止し、スイッチング素子の冷却効率を高めることが可能となる。

１００…交流電源
１１０…電力変換装置
１１１…コンバータ回路
１１２…平滑コンデンサ
１１３…インバータ回路
１１４…制御回路
１２０…高周波の単相負荷
１２１…導電路
１２２…リアクタンス調整用キャパシタ
１２３…移動台車
１２４…移動台車
２００…冷却フィン
２１１…Ｕ相のスイッチング素子部
２１２…Ｖ相のスイッチング素子部
２１３…Ｗ相のスイッチング素子部
２１４…Ｘ相のスイッチング素子部
２１５…Ｙ相のスイッチング素子部
２１６…Ｚ相のスイッチング素子部
５００…交流電源
５１０…電力変換装置
５１１…コンバータ回路
５１２…平滑コンデンサ
５１３…インバータ回路
５１４…制御回路
５２０…高周波の単相負荷
５２１…導電路
５２３…移動台車
５２４…移動台車

Claims

３相のスイッチング素子アームを有する直流電力を交流電力に変換する逆変換部を備え、
前記逆変換部が有する３相のスイッチング素子アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの出力を共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出力端子とした上で、前記２回路の夫々で、一方と他方の格スイッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交流出力端子間に単相交流を発生させるように構成した電力変換装置において、
前記２回路の上アームと下アームが夫々１周期中に発生させるパルスの内、発生損失の小さい方のパルスを発生させるスイッチング素子アームが、前記２回路のスイッチング素子アームの設置場所のうちで冷却が最も困難な場所に配置されていることを特徴とした電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置であって、
出力端子に接続する負荷が誘導性負荷の場合、第１パルスを発生させる為のスイッチン
グ素子アームが前記２回路のスイッチング素子アームの設置場所のうちで冷却が最も困難な場所に配置されていることを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置であって、
出力端子に接続する負荷が容量性負荷の場合、第２パルスを発生させる為のスイッチング素子アームが前記２回路のスイッチング素子アームの設置場所のうちで冷却が最も困難な場所に配置されていることを特徴とする電力変換装置。
３相のスイッチング素子アームを有する直流電力を交流電力に変換する逆変換部を備え、
前記逆変換部が有する３相のスイッチング素子アームの内の任意の２回路のスイッチング素子アームの出力を共通に接続して一方の交流出力端子とし、残りの１回路のスイッチング素子アームの出力を他方の交流出力端子とした上で、前記２回路の夫々で、一方と他方の格スイッチング素子を独立に導通制御し、前記一方と他方の交流出力端子間に単相交流を発生させるように構成した電力変換装置の制御方法であって、
前記２回路の上アームと下アームが夫々１周期中に発生させるパルスの内、発生損失の小さい方のパルス発生を、前記２回路のスイッチング素子アームの設置場所のうちで冷却が最も困難な場所に配置されたスイッチング素子アームで発生させるよう制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
請求項４に記載の電力変換装置の制御方法であって、
出力端子に接続する負荷が誘導性負荷であるか容量性負荷であるか判定し、
前記判定が誘導性負荷である場合に、前記２回路のスイッチング素子アームの設置場所のうちで冷却が最も困難な場所に配置されているスイッチング素子アームで第１パルスを発生させ、他方のスイッチング素子アームで第２パルスを発生させ、
前記判定が容量性負荷である場合に、前記２回路のスイッチング素子アームの設置場所のうちで冷却が最も困難な場所に配置されているスイッチング素子アームで第２パルスを発生させ、他方のスイッチング素子アームで第１パルスを発生させるよう制御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
請求項５に記載の電力変換装置の制御方法であって、
誘導性負荷であるか容量性負荷であるかの判定は、電力変換装置の起動直後に低電圧を負荷に対し短時間発生させ、その際に負荷に流れる電流の位相が、発生させた低電圧に対して遅れているか進んでいるかを検出し、遅れている場合を誘導性負荷とし、進んでいる場合を容量性負荷として判定することを特徴とする電力変換装置の制御方法。