JP6013532B2 - インバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、ワイヤレス給電装置 - Google Patents

Description

本発明は、２つのアームのスイッチング素子に入力する駆動信号の位相をずらして制御するインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置に関する。

電磁誘導を利用して加熱を行う誘導加熱装置が開発されている。誘導加熱装置は、インバータ装置を用いて高周波電流を加熱用コイルに供給し、磁界を変化させる。そして、この磁界に配置された金属製の加熱対象物に、渦電流を発生させる。加熱対象物には、渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物は加熱される。

インバータ装置がその出力電流の位相が出力電圧の位相より進んだ状態（以下では、「進み位相」とする）で運転されると、大きな逆回復電流が流れて、インバータ回路のスイッチング素子やフライホイールダイオードが故障する懸念がある。これに対応するために、逆回復電流をより小さくすることができるダイオードとして、ファーストリカバリダイオードが開発されている。例えば、特許文献１には、ファーストリカバリダイオードを利用して、進み位相で動作させるインバータ装置が記載されている。

また、インバータ装置の制御において、インバータ装置の各スイッチング素子に入力する駆動信号の位相差を変化させることで出力の制御を行うフェーズシフト制御が開発されている。例えば、特許文献２には、フェーズシフト制御を行うインバータ装置を備えた誘導加熱装置が記載されている。当該誘導加熱装置は、一方のアームのスイッチング素子に出力する駆動信号の位相を、他方のアームのスイッチング素子に出力する駆動信号の位相より遅らせるが、この位相差を変化させることで、出力の制御を行う。

特許第４４７０３１３号 特開２００９‐２５９８５１号公報

フェーズシフト制御を行うインバータ装置の場合、インバータ回路をフルブリッジにする必要があるので、スイッチング素子およびフライホイールダイオードが４つずつ必要になる。ファーストリカバリダイオードは通常のダイオードと比べて高価なので、インバータ回路の製造コストが増加する。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、進み位相運転による逆回復電流に対応することができ、かつ、製造コストの増加を抑制することができるインバータ装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置は、２つのスイッチング素子が直列接続された先行アームと、２つのスイッチング素子が直列接続された追従アームとが並列接続されたインバータ回路と、前記インバータ回路の先行アームのスイッチング素子に入力される先行駆動信号と、追従アームのスイッチング素子に入力され、前記先行駆動信号より位相が遅れる追従駆動信号とを生成する制御回路とを備えており、前記先行アームのスイッチング素子のみに、進み位相運転に対する所定の対策が施されており、前記制御回路は、前記インバータ回路の出力電流信号の位相と前記追従駆動信号の位相との位相差を検出する位相差検出手段を備え、前記位相差検出手段によって検出された位相差が所定の位相差より小さくならないように制御することを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記位相差検出手段によって検出された位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記先行駆動信号の位相と前記追従駆動信号の位相との差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する。

前記制御回路は、前記位相差検出手段によって検出された位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記先行駆動信号および前記追従駆動信号の周波数を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する。

前記位相差検出手段は、前記出力電流信号の二値化信号と前記追従駆動信号との論理積を平滑化した信号を、前記位相差に対応する信号として出力する。

前記位相差検出手段は、前記追従駆動信号の立ち上がりゼロクロスから前記出力電流信号の立ち上がりゼロクロスまでの時間差に応じた信号を、前記位相差に対応する信号として出力する。

前記先行アームのスイッチング素子には、前記追従アームのスイッチング素子に逆並列接続された第１のダイオードより逆回復電荷が小さい第２のダイオードが逆並列接続されている。なお、スイッチング素子にダイオードが逆並列接続されているというのは、ＭＯＳＦＥＴなどのように、製造過程で寄生ダイオードが形成された場合も含まれる。

前記第２のダイオードは、ファーストリカバリダイオードである。

前記第２のダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体を用いたダイオードである。

前記先行アームのスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴである。

前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素または窒化ガリウムである。

前記先行アームのスイッチング素子は、前記追従アームのスイッチング素子より電流容量が大きいスイッチング素子である。

前記先行アームのスイッチング素子には、同じ先行駆動信号が入力される他のスイッチング素子が並列接続されている。

前記先行アームのスイッチング素子は、前記追従アームのスイッチング素子より、冷却ファンからの風に当たりやすい位置に配置されている。

本発明の第１の側面によって提供される誘導加熱装置は、本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置を備えていることを特徴とする。

本発明の第１の側面によって提供されるワイヤレス給電装置は、本発明の第１の側面によって提供されるインバータ装置を備えていることを特徴とする。

本発明によると、位相差検出手段によって検出された位相差が所定の位相差より小さくならないように制御するので、追従アームは進み位相運転にならない。また、先行アームのスイッチング素子には、進み位相運転に対する所定の対策が施されている。したがって、先行アームが進み位相運転になって、逆回復電流が流れた場合でも、インバータ回路のスイッチング素子やフライホイールダイオードが故障することを抑制することができる。また、先行アームのスイッチング素子には、進み位相運転に対する所定の対策が施されているが、追従アームのスイッチング素子には、進み位相運転に対する所定の対策が施されていないので、すべてのスイッチング素子に所定の対策を施す場合と比べて、製造コストの増加を抑制することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る誘導加熱装置の全体構成を説明するための図である。 ダイオードのスイッチング特性を説明するための図である。 フェーズシフト制御を行うインバータ装置の駆動信号の波形を示す図である。 第１実施形態に係る位相差検出部の内部構成を説明するための図である。 第１実施形態に係る位相差検出部の入出力信号を説明するための波形図である。 第１実施形態に係る位相差検出部の他の実施例を説明するための図である。 周波数制御を行うインバータ装置の駆動信号の波形を示す図である。 第２実施形態に係る誘導加熱装置を説明するための図である。 第３実施形態に係る誘導加熱装置を説明するための図である。 インバータ回路の他の実施例を説明するための図である。 インバータ回路の他の実施例を説明するための図である。 第４実施形態に係るワイヤレス給電装置の全体構成を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係るインバータ装置を誘導加熱装置に用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａの全体構成を説明するための図である。

誘導加熱装置Ａは、直流電源１、インバータ装置（インバータ回路２および制御回路７）、コイル５、および、共振用コンデンサ６を備えている。誘導加熱装置Ａは、直流電源１が出力する直流電流をインバータ回路２で高周波電流に変換して、コイル５に流すことで、電磁誘導を利用して加熱対象物Ｂを加熱する。

直流電源１は、直流電流を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１は、交流電流を直流電流に変換して出力するものに限られず、例えば、燃料電池、蓄電池、太陽電池などの直流電流を出力するものであってもよい。

インバータ装置は、直流電源１から入力される直流電流を高周波電流に変換して、コイル５に出力するものである。インバータ装置は、インバータ回路２と制御回路７とを備えており、以下では「インバータ装置８」と記載する。インバータ装置８の詳細については、後述する。

コイル５は、磁界を発生させるためのものであり、導体線を螺線状に巻いたものである。本実施形態では、誘導加熱装置Ａを加熱調理用のものとしており、コイル５の上部に加熱対象物Ｂとして鍋などを配置するので、コイル５を平面的に螺線状に巻いた渦巻形状としているが、これに限られない。コイル５の形状は、加熱対象物Ｂの形状や配置の状態に応じたものとすればよい。例えば、コイル５を円筒形状に巻いたいわゆるコイル形状として、その中央に加熱対象物Ｂを配置するようにしてもよい。コイル５は、インバータ装置８から入力される高周波電流が流れることで磁界を変化させる。これにより、この磁界に配置された例えば鍋などの加熱対象物Ｂに、渦電流が発生する。加熱対象物Ｂには、渦電流が流れることで電気抵抗によるジュール熱が発生し、自己発熱によって加熱対象物Ｂは加熱される。

共振用コンデンサ６は、コイル５によるインピーダンスを打ち消すためのものであり、コイル５に直列接続されることで直列共振回路を構成している。

コイル５と加熱対象物Ｂとは磁気結合しているので、コイル５、共振用コンデンサ６および加熱対象物Ｂをまとめて、インバータ装置８に接続された負荷と考えることができる。つまり、誘導加熱装置Ａは、直流電源１が出力する直流電流をインバータ装置８が交流電流に変換して、負荷に供給するものである。インバータ装置８は、負荷に供給する電力を制御することができる。本実施形態では、インバータ装置８は、フェーズシフト制御により出力電力を制御する。

インバータ装置８は、単相フルブリッジ型のインバータ回路２と制御回路７とを備えている。インバータ回路２は、４個のスイッチング素子２ａ〜２ｄ、４個のフライホイールダイオード３ａ〜３ｄ、および、４個のスナバコンデンサ４ａ〜４ｄを備えている。本実施形態では、スイッチング素子２ａ〜２ｄとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子２ａ〜２ｄはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。また、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄの種類も限定されない。

スイッチング素子２ａと２ｂとは、スイッチング素子２ａのソース端子とスイッチング素子２ｂのドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子２ａのドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子２ｂのソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子２ｃと２ｄとが直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子２ａと２ｂで形成されているブリッジ構造を先行アームとし、スイッチング素子２ｃと２ｄで形成されているブリッジ構造を追従アームとする。先行アームのスイッチング素子２ａと２ｂとの接続点には出力ラインが接続され、追従アームのスイッチング素子２ｃと２ｄとの接続点にも出力ラインが接続されている。これら２つの出力ラインの間に、コイル５と共振用コンデンサ６とが直列接続されている。各スイッチング素子２ａ〜２ｄのゲート端子には、制御回路７から出力される駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’（後述）が入力される。

各スイッチング素子２ａ〜２ｄは、それぞれ駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’に基づいて、オン状態とオフ状態とを切り替えられる。各アームの両端はそれぞれ直流電源１の正極と負極とに接続されているので、正極側のスイッチング素子がオン状態で負極側のスイッチング素子がオフ状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の正極側の電位となる。一方、正極側のスイッチング素子がオフ状態で負極側のスイッチング素子がオン状態の場合、当該アームの出力ラインの電位は直流電源１の負極側の電位となる。これにより、直流電源１の正極側の電位と負極側の電位とが切り替えられたパルス状の電圧信号が各出力ラインから出力され、２つの出力ライン間の電圧である線間電圧が交流電圧となる。

フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子とソース端子との間に、それぞれ逆並列に接続されている。すなわち、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのアノード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのソース端子に接続され、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄのカソード端子はそれぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子に接続されている。フライホイールダイオード３ａ〜３ｄは、それぞれスイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子２ａ〜２ｄに印加されないようにするためのものである。

本実施形態において、フライホイールダイオード３ａ，３ｂは、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをファーストリカバリダイオード化したものであり、フライホイールダイオード３ｃ，３ｄはＭＯＳＦＥＴのノーマルタイプの寄生ダイオードである。すなわち、スイッチング素子２ａおよびフライホイールダイオード３ａ（スイッチング素子２ｂおよびフライホイールダイオード３ｂ）が、寄生ダイオードがファーストリカバリダイオードの特性を有するように形成されたファーストリカバリダイオードタイプのＭＯＳＦＥＴであり、スイッチング素子２ｃおよびフライホイールダイオード３ｃ（スイッチング素子２ｄおよびフライホイールダイオード３ｄ）が、寄生ダイオードがノーマルタイプのシリコンダイオードの特性を有するように形成されたノーマルタイプのＭＯＳＦＥＴである。

図２は、ダイオードのスイッチング特性を説明するための図であり、順方向電流Ｉ_Fが流れている状態から逆方向電圧を印加した時の、ダイオードに流れる電流Ｉ、および、ダイオードの端子間電圧Ｖの変化を示している。同図（ａ）は、ノーマルタイプのシリコンダイオード（フライホイールダイオード３ｃ，３ｄに相当）のものであり、同図（ｂ）は、ファーストリカバリダイオード（フライホイールダイオード３ａ，３ｂに相当）のものである。

逆方向電圧が印加されると、ダイオードに流れる電流Ｉは急減し、逆方向に電流が流れる。ｐｎ接合部に蓄積されている少数キャリアがなくなるまで逆方向電流が増加し、電流Ｉは、逆回復電流ピーク値Ｉ_R1から特定の逆方向電流Ｉ_R2（通常、Ｉ_R1の２５％）を経てゼロになる。電流Ｉが急減してゼロになってからＩ_R2になるまでの時間が逆回復時間ｔ_rrであり、この期間の電流積分値（図における斜線部分の面積）が逆回復電荷Ｑ_rrである。図２(ａ)、(ｂ)に示すように、ファーストリカバリダイオードは、ノーマルタイプのシリコンダイオードより、逆回復電荷Ｑ_rrが小さいので、逆回復時間ｔ_rrが短く、逆回復電流ピーク値Ｉ_R1が小さい。

スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄのドレイン端子とソース端子との間に、それぞれ接続されている。スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、スイッチング素子２ａ〜２ｄの切り替えによってドレイン端子とソース端子との間に印加されるサージ電圧を吸収するものである。なお、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄにそれぞれ抵抗を直列接続してスナバ回路としてもよい。なお、スナバコンデンサ４ａ〜４ｄは、備えないようにしてもよい。

制御回路７は、インバータ回路２の制御を行うものであり、直流電源１に入力される交流電力が目標電力になるようにフィードバック制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御する。制御回路７は、フェーズシフト制御によってインバータ回路２の制御を行う。すなわち、追従アームのスイッチング素子２ｃ（２ｄ）に出力する駆動信号Ｐｃ’（Ｐｄ’）の位相を先行アームのスイッチング素子２ａ（２ｂ）に出力する駆動信号Ｐａ’（Ｐｂ’）の位相より遅らせるが、この位相差θを変化させることで、出力電力の制御を行う。

図３は、フェーズシフト制御を行うインバータ装置の駆動信号の波形を示す図であり、位相差の変化により出力電力が変化することを説明するための図である。

同図においては、駆動信号の周波数を２５ｋＨｚに固定して、２つの駆動信号の位相差θを変化させており、同図(ａ)は同図（ｂ）より位相差θが大きい場合であり、同図(ｃ)は同図（ｂ）より位相差θが小さい場合である。

各図３(ａ)、（ｂ）、（ｃ）において、一番上は先行アームのスイッチング素子２ａに入力される駆動信号Ｐａ’の波形を示し、その下は追従アームのスイッチング素子２ｃに入力される駆動信号Ｐｃ’の波形を示し、その下はコイル５に流れる電流の電流信号Ｉを示し、一番下は負荷に印加される電圧の電圧信号Ｖを示している。

図３に示すように、位相差θを小さくすると、負荷に電圧が印加される時間が短くなり（電圧信号Ｖ参照）、電流信号Ｉの振幅が小さくなって、インバータ回路２の出力電力が小さくなる。逆に、位相差θを大きくすると、負荷に電圧が印加される時間が長くなり、電流信号Ｉの振幅が大きくなって、インバータ回路２の出力電力が大きくなる。位相差θは、０からπまで変化可能であり、位相差θ＝πのとき出力電力が最大になり、位相差θ＝０のとき出力電力が最小になる。

また、制御回路７は、追従アームが進み位相（進み力率）運転にならないように、電流信号の位相が電圧信号の位相より遅れる遅れ位相の状態を維持する制御を行う。上述したように、本実施形態では、先行アームのスイッチング素子２ａ，２ｂにそれぞれ逆並列接続されるフライホイールダイオード３ａ，３ｂをファーストリカバリダイオードとしているので、先行アームが進み位相運転になっても、大きな逆回復電流が流れることを抑制することができる。しかし、追従アームのスイッチング素子２ｃ，２ｄにそれぞれ逆並列接続されるフライホイールダイオード３ｃ，３ｄはノーマルタイプのシリコンダイオードなので、追従アームが進み位相運転になると、大きな逆回復電流が流れる。これを避けるために、追従アームが進み位相運転にならないようにしている。具体的には、制御回路７は、追従アームにおける電圧と電流との位相差（以下では、「電圧電流位相差」とする）を所定の位相差と比較して、電圧電流位相差が所定の位相差より小さくならないようにしている。所定の位相差には、ゼロまたはゼロより少し大きい値が設定される。

図３に示すように、駆動信号Ｐａ’の位相と電流信号Ｉの位相との位相差φ₁と、駆動信号Ｐｃ’の位相と電流信号Ｉの位相との位相差φ₂とは異なっている。図３に示す電流信号Ｉは、先行アームから追従アームに流れる方を正として表示している。したがって、位相差φ₁は駆動信号Ｐａ’の立ち上がりから電流信号Ｉの負から正へのゼロクロスまでの位相差とし、位相差φ₂は駆動信号Ｐｃ’の立ち上がりから電流信号Ｉの正から負へのゼロクロスまでの位相差としている。駆動信号Ｐａ’の位相は先行アームの電圧信号の位相に一致し、駆動信号Ｐｃ’の位相は追従アームの電圧信号の位相に一致するので、位相差φ₁および位相差φ₂は各アームでの電圧電流位相差を意味している。したがって、以下では、それぞれ「電圧電流位相差φ₁」および「電圧電流位相差φ₂」とする。

また、図３に示すように、位相差θを小さくすると、電圧電流位相差φ₁は小さくなり、電圧電流位相差φ₂は大きくなる。逆に、位相差θを大きくすると、電圧電流位相差φ₁は大きくなり、電圧電流位相差φ₂は小さくなる。そして、位相差θが最大のπになった時に、電圧電流位相差φ₁と電圧電流位相差φ₂とが一致する。したがって、通常、電圧電流位相差φ₁の方が電圧電流位相差φ₂より小さくなり、先行アームの方が追従アームより進み位相運転になりやすい。本実施形態では、進み位相運転になりやすい先行アームにおいて、フライホイールダイオード３ａ，３ｂをファーストリカバリダイオードとする対策を行っている。

図３においては、２つの駆動信号の位相差θのみを変化させ、その他の条件は固定したままなので、電圧電流位相差φ₂がゼロより小さくなることはなく、追従アームが進み位相運転になることはない。しかし、実際には、共振周波数が変化することにより、瞬時的に追従アームが進み位相運転になることがある。例えば、加熱対象物Ｂの素材が鉄や強磁性ステンレスの場合、コイル５、共振用コンデンサ６および加熱対象物Ｂをまとめた負荷のインダクタンス値は大きいので、共振周波数は低い。一方、加熱対象物Ｂの素材が銅やアルミなどの非磁性金属の場合、負荷のインダクタンス値は小さいので、共振周波数は高い。したがって、加熱対象物Ｂを、銅製の鍋から鉄製のフライパンに入れ替えた場合などには、共振周波数が急激に低下する。このとき、共振周波数が駆動信号の周波数より低くなって、追従アームが進み位相運転になる場合がある。また、加熱対象物Ｂを、コイル５から離したり近づけたり、加熱対象物Ｂの位置をずらしたりすることによっても、共振周波数は変化する。つまり、誘導加熱装置Ａを加熱調理用に用いる場合、追従アームも進み位相運転になってしまう場合がある。本実施形態では、電圧電流位相差φ₂が所定の位相差より小さくならないようにすることで、追従アームが進み位相運転にならないようにしている。

制御回路７は、電力算出部７１、電力設定部７２、電流検出部７５、位相差検出部７６、パルス信号生成部７３、および、ドライバ７４を備えている。

電力算出部７１は、電力系統から直流電源１に入力される交流電力の電力値を算出するものである。図１においては図示されていないが、直流電源１には電力系統と整流回路との間に電流センサおよび電圧センサが設けられている。当該電流センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電流を検出して、電力算出部７１に出力している。また、当該電圧センサは、電力系統から直流電源１に入力される交流電圧を検出して、電力算出部７１に出力している。電力算出部７１は、電流センサおよび電圧センサからの入力に基づいて、直流電源１に入力される交流電力の電力値Ｐを算出して、パルス信号生成部７３に出力する。なお、電力算出部７１を直流電源１に設けて、電力値Ｐを直流電源１から制御回路７に入力するようにしてもよい。

電力設定部７２は、電力値Ｐの目標値Ｐ^*を設定するものであり、設定された目標値Ｐ^*をパルス信号生成部７３に出力する。電力設定部７２は、図示しない操作手段の操作に応じて、目標値Ｐ^*を設定する。操作手段は、例えば、つまみの回動位置により目標値Ｐ^*を変化させるものであり、一方方向（例えば反時計回り）につまみを回動させると目標値Ｐ^*が小さい値に設定され、他方方向（例えば時計回り）につまみを回動させると目標値Ｐ^*が大きい値に設定される。

電流検出部７５は、インバータ回路２の先行アームの出力ラインに設けられた電流センサによって、先行アームの出力電流を検出し、検出した電流信号Ｉを位相差検出部７６に出力するものである。

位相差検出部７６は、追従アームにおける電圧電流位相差φ₂を検出するものである。位相差検出部７６には、追従パルス信号生成部７３５（後述）が出力するパルス信号Ｐｃと、電流検出部７５が出力する電流信号Ｉとが入力される。パルス信号Ｐｃは、駆動信号Ｐｃ’の元になる信号であり、位相が一致している。また、駆動信号Ｐｃ’の位相は追従アームの電圧信号の位相に一致している。したがって、追従アームの電圧信号を検出する代わりに、パルス信号Ｐｃを用いている。位相差検出部７６は、パルス信号Ｐｃと電流信号Ｉとから追従アームにおける電圧電流位相差φ₂を検出する。

図４は、位相差検出部７６の内部構成を説明するための図である。

位相差検出部７６は、二値化回路７６１、否定回路７６２、論理積回路７６３、および、平滑回路７６４を備えている。

二値化回路７６１は、電流検出部７５より入力される電流信号Ｉの正負に応じて二値化したディジタル信号である電流二値化信号を生成するものである。否定回路７６２は、論理回路であり、二値化回路７６１より入力される電流二値化信号を反転させるものである。追従アームの出力電流信号は先行アームの出力電流信号を反転したものになるので、否定回路７６２が出力する信号は、追従アームの出力電流信号を二値化した信号に相当する。なお、電流検出部７５が、追従アームの出力ラインに設けられた電流センサによって、追従アームの出力電流を検出して二値化回路７６１に入力するようにすれば、否定回路７６２を設ける必要はない。

論理積回路７６３は、論理回路であり、追従パルス信号生成部７３５より入力されるパルス信号Ｐｃと、否定回路７６２より入力される電流二値化信号を反転させた信号（以下では、「反転信号」とする）との論理積を出力する。論理積回路７６３の出力は、パルス信号Ｐｃおよび反転信号が共にハイレベルの場合にのみハイレベルになり、それ以外の場合はローレベルになる。パルス信号Ｐｃと反転信号との位相差が小さい場合、ハイレベル期間が重なる時間が長くなるので、論理積回路７６３の出力がハイレベルになる時間が長くなる。逆に、パルス信号Ｐｃと反転信号との位相差が大きい場合、ハイレベル期間が重なる時間が短くなるので、論理積回路７６３の出力がハイレベルになる時間が短くなる。

平滑回路７６４は、積分回路であり、論理積回路７６３が出力する信号を平滑化して、アナログ電圧信号として出力する。論理積回路７６３の出力がハイレベルになる時間が長いほど、すなわち、パルス信号Ｐｃと反転信号との位相差が小さいほど、平滑回路７６４の出力は大きくなる。パルス信号Ｐｃの波形は追従アームの電圧信号の波形に一致し、電流信号Ｉを反転した信号が追従アームの電流信号である。したがって、追従アームにおける電圧電流位相差φ₂が小さいほど、平滑回路７６４の出力電圧は大きくなる。

以上により、位相差検出部７６は、電圧電流位相差φ₂に対応する電圧を出力する。位相差検出部７６の出力電圧は、電圧電流位相差φ₂が小さいほど大きな電圧になる。

図５は、位相差検出部７６の入出力信号を説明するための波形図である。

同図（ａ）は電流信号Ｉを示し、同図（ｂ）は二値化回路７６１によって電流信号Ｉを二値化した電流二値化信号を示し、同図（ｃ）は否定回路７６２によって電流二値化信号を反転させた反転信号を示している。そして、同図（ｄ）は、パルス信号Ｐｃを示している。

同図（ｅ）は、論理積回路７６３の出力であり、反転信号（同図(ｃ)参照）とパルス信号Ｐｃ（同図(ｄ)参照）との論理積である。反転信号およびパルス信号Ｐｃが共にハイレベルの期間のみハイレベルになっている。同図（ｆ）は、平滑回路７６４の出力電圧であり、論理積回路７６３の出力（同図(ｅ)参照）を平滑化したものである。

位相差検出部７６は、平滑回路７６４の出力電圧（同図(ｆ)参照）を出力する。パルス信号Ｐｃ（同図(ｄ)参照）と反転信号（同図(ｃ)参照）との位相差が小さくなるほど、平滑回路７６４の出力電圧（同図(ｆ)参照）が大きくなり、位相差検出部７６からの出力電圧が大きくなる。

なお、図４は位相差検出部７６の内部構成の一例を示しているだけであり、位相差検出部７６の内部構成は、これに限られない。

位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂と所定の位相差φ^*との差分Δφがパルス信号生成部７３に入力される。具体的には、位相差検出部７６が出力する電圧電流位相差φ₂に対応する電圧と、所定値φ^*に対応する電圧との差分電圧がディジタル値に変換されて、パルス信号生成部７３に入力される。

パルス信号生成部７３は、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄを生成するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。パルス信号生成部７３は、電力算出部７１から入力される電力値Ｐと、電力設定部７２から入力される目標値Ｐ^*とに基づいてパルス信号Ｐａ〜Ｐｄを生成し、ドライバ７４に出力する。また、パルス信号生成部７３は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないようにする。パルス信号生成部７３は、電力制御部７３１、先行パルス信号生成部７３４、および、追従パルス信号生成部７３５を備えている。

電力制御部７３１は、インバータ回路２に入力される電力の制御を行うためのものである。電力制御部７３１は、電力算出部７１より出力される電力値Ｐと、電力設定部７２より出力される目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘを追従パルス信号生成部７３５に出力する。電力制御部７３１は、例えば、比例積分（ＰＩ）制御を行っている。また、電力制御部７３１は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*になった場合、駆動信号の位相差θをそれ以上大きくしないようにするために、電力補償値Ｘを調整する。具体的には、電圧電流位相差φ₂と所定値φ^*との差分Δφが正の値の間（電圧電流位相差φ₂に対応する電圧が所定値φ^*に対応する電圧より小さい間）は、電力補償値Ｘをそのまま出力するが、差分Δφがゼロになると（電圧電流位相差φ₂に対応する電圧が所定値φ^*に対応する電圧に一致すると）、電力補償値Ｘを正の値にしないようにする。

先行パルス信号生成部７３４は、先行アームのスイッチング素子２ａおよび２ｂに入力される駆動信号Ｐａ’およびＰｂ’の元になるパルス信号ＰａおよびＰｂを生成して、ドライバ７４に出力する。先行パルス信号生成部７３４は、所定の周期でデューティ比が５０％であるパルス信号Ｐａを生成して出力する。また、先行パルス信号生成部７３４は、パルス信号Ｐａを反転させた信号をパルス信号Ｐｂとして出力する。

追従パルス信号生成部７３５は、追従アームのスイッチング素子２ｃおよび２ｄに入力される駆動信号Ｐｃ’およびＰｄ’の元になるパルス信号ＰｃおよびＰｄを生成して、ドライバ７４に出力する。追従パルス信号生成部７３５は、所定の周期でデューティ比が５０％であり、電力制御部７３１より入力される電力補償値Ｘに応じて位相を遅らせたパルス信号Ｐｃを生成して出力する。また、追従パルス信号生成部７３５は、パルス信号Ｐｃを反転させた信号をパルス信号Ｐｄとして出力する。

インバータ装置８の起動時には、パルス信号ＰａおよびＰｃ（ＰｂおよびＰｄ）の位相は一致している。操作部の操作により、電力設定部７２が目標値Ｐ^*をゼロから大きくすることにより、追従パルス信号生成部７３５がパルス信号の位相を遅らせることで、インバータ回路２から電力が出力される。

なお、パルス信号生成部７３によるパルス信号の生成方法は、上述したものに限られない。電力制御部７３１より入力される電力補償値Ｘに応じて、パルス信号ＰｃおよびＰｄの位相の遅れを変化させることができればよい。また、本実施形態においては、デューティ比を５０％にした場合について説明しているが、これに限られない。５０％はあくまで例示であって、５０％以外の所定値としてもよい。

本実施形態では、パルス信号生成部７３をディジタル回路として実現した場合について説明したが、アナログ回路として実現してもよい。また、各部が行う処理をプログラムで設計し、当該プログラムを実行させることでコンピュータをパルス信号生成部７３として機能させてもよい。また、当該プログラムを記録媒体に記録しておき、コンピュータに読み取らせるようにしてもよい。

ドライバ７４は、パルス信号生成部７３から入力されるパルス信号Ｐａ〜Ｐｄを増幅して、各スイッチング素子２ａ〜２ｄを駆動できるレベルの駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’として出力する。本実施形態では、ドライバ７４を、パルストランス方式のゲートドライブ回路としている。なお、ドライバ７４は、パルストランス方式のゲートドライブ回路に限定されず、フォトカプラ方式などの他の方式のゲートドライブ回路としてもよい。ドライバ７４は、入力されるパルス信号Ｐａ〜Ｐｄのデューティ比が５０％であることを想定して設計される。すなわち、デューティ比が５０％の場合に問題なく動作し得る最も経済的な設計がなされる。なお、スイッチング素子２ａおよび２ｂ（２ｃおよび２ｄ）が瞬間的に両方ともオン状態になってしまうことを防ぐために、駆動信号Ｐａ’〜Ｐｄ’にデッドタイムを設けるようにしてもよい。

次に、誘導加熱装置Ａの作用と効果について説明する。

誘導加熱装置Ａは、電力算出部７１が算出する電力値Ｐが、電力設定部７２によって設定される目標値Ｐ^*になるようにフィードバック制御を行う。直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より大きくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が小さい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが負の値になる。この場合、電力制御部７３１から出力される電力補償値Ｘが負の値になり、電力補償値Ｘを入力された追従パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号の位相が進んで位相差が小さくなる。これにより、インバータ回路２の出力電力が小さくなって、直流電源１に入力される電力が小さくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。逆に、直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より小さくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が大きい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが正の値になる。この場合、電力制御部７３１から出力される電力補償値Ｘが正の値になり、電力補償値Ｘを入力された追従パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号の位相が遅れて位相差が大きくなる。これにより、インバータ回路２の出力電力が大きくなって、直流電源１に入力される電力が大きくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。

位相差検出部７６は、追従アームにおける電圧電流位相差φ₂を検出する。そして、パルス信号生成部７３は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないように制御する。

本実施形態において、位相差検出部７６によって検出された電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないように制御するので、追従アームは進み位相運転にならない。また、先行アームのスイッチング素子２ａ，２ｂにそれぞれ逆並列接続されるフライホイールダイオード３ａ，３ｂはファーストリカバリダイオードである。ファーストリカバリダイオードは、ノーマルタイプのシリコンダイオードより逆回復電荷Ｑ_rrが小さいので、逆回復時間ｔ_rrが短く、逆回復電流ピーク値Ｉ_R1が小さい。したがって、先行アームが進み位相運転になっても、大きな逆回復電流が流れることを抑制することができる。

また、追従アームのスイッチング素子２ｃ，２ｄにそれぞれ逆並列接続されるフライホイールダイオード３ｃ，３ｄはノーマルタイプのシリコンダイオードである。ファーストリカバリダイオードタイプのＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子２ａとフライホイールダイオード３ａ、および、スイッチング素子２ｂとフライホイールダイオード３ｂ）は、ノーマルタイプのＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子２ｃとフライホイールダイオード３ｃ、および、スイッチング素子２ｄとフライホイールダイオード３ｄ）より高価である。したがって、追従アーム側のＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子２ｃとフライホイールダイオード３ｃ、および、スイッチング素子２ｄとフライホイールダイオード３ｄ）もファーストリカバリダイオードタイプとした場合と比べて、製造コストの増加を抑制することができる。

また、ノーマルタイプのＭＯＳＦＥＴのオン抵抗は、ファーストリカバリダイオードタイプのＭＯＳＦＥＴのオン抵抗よりより小さくなる。したがって、追従アーム側のＭＯＳＦＥＴもファーストリカバリダイオードタイプとした場合と比べて、定常損失を抑制することができる。

なお、本実施形態においては、フライホイールダイオード３ａ〜３ｄがＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードである場合について説明したが、これに限られない。各スイッチング素子２ａ〜２ｄにフライホイールダイオード３ａ〜３ｄをそれぞれ接続するようにしてもよい。

本実施形態においては、フライホイールダイオード３ａ，３ｂがファーストリカバリダイオードである場合について説明したがこれに限られない。フライホイールダイオード３ａ，３ｂは、ノーマルタイプのシリコンダイオードより逆回復電荷が小さいダイオードであればよい。例えば、ファーストリカバリダイオードより逆回復特性をさらに高めたＨＥＤ（High Efficiency Diode）やＬＬＤ(Low Loss Diode)であってもよい。また、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

また、フライホイールダイオード３ａ，３ｂを、シリコンより大きいバンドギャップを有するワイドバンドギャップ半導体（例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）など）を用いたダイオードとしてもよい。ワイドバンドギャップ半導体を用いたダイオードも、ノーマルタイプのシリコンダイオードより逆回復電荷が小さい。

また、スイッチング素子２ａ，２ｂを、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴとしてもよい。すなわち、スイッチング素子２ａ，２ｂおよびフライホイールダイオード３ａ，３ｂを、ワイドバンドギャップ半導体を用いたものとしてもよい。また、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードをフライホイールダイオード３ａ，３ｂとしてもよい。

なお、位相差検出部７６の内部構成は、図４に示すものに限定されない。追従アームにおける電圧電流位相差φ₂を検出することができるものであればよい。

図６は、第１実施形態に係る位相差検出部７６の他の実施例を説明するための図である。

位相差検出部７６’は、図４に示す位相差検出部７６の論理積回路７６３および平滑回路７６４に代えて、計時回路７６９を設けたものである。位相差検出部７６’は、パルス信号Ｐｃと反転信号のハイレベル期間の重なりを検出する代わりに、パルス信号Ｐｃと反転信号のゼロクロス点の時間差を検出することで電圧電流位相差を検出している。

計時回路７６９は、追従パルス信号生成部７３５より入力されるパルス信号Ｐｃの立ち上がりのゼロクロス点から、否定回路７６２より入力される反転信号の立ち上がりのゼロクロス点までの時間差を検出して出力する。つまり、計時回路７６９は、電圧電流位相差φ₂に対応する時間差を出力する。

位相差検出部７６’の出力値は、電圧電流位相差φ₂が小さいほど小さな値になる。電力制御部７３１（図１参照）は、電圧電流位相差φ₂に対応する時間差が所定値φ^*に対応する時間差より小さくならないように、電力補償値Ｘを調整する。

本実施形態においては、直流電源１に入力される交流電力がインバータ回路２の出力電力とほぼ同じであることを利用して、直流電源１に入力される交流電力を制御することで、インバータ回路２の出力電力を制御しているが、これに限られない。例えば、インバータ回路２の出力電力を直接制御するようにしてもよい。すなわち、電力算出部７１がインバータ回路２の出力電流および出力電圧から出力電力を算出し、電力設定部７２が出力電力の目標値を設定するようにしてもよい。また、直流電源１からインバータ回路２に入力される直流電力を制御するようにしてもよい。また、直流電源１に入力される交流電流を制御するようにしてもよいし、当該交流電流から推定される交流電力を制御するようにしてもよい。

上記第１実施形態においては、フェーズシフト制御を行う場合について説明したが、これに限られない。本発明は、周波数制御を行う場合においても、２つのアームのスイッチング素子に入力する駆動信号の位相をずらして制御する場合に有効である。周波数制御を行う場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図７は、周波数制御を行うインバータ装置の駆動信号の波形を示す図であり、周波数の変化により出力電力が変化することを説明するための図である。

同図においては、２つの駆動信号の位相差を（３／４）πに固定して、これら駆動信号の周波数ｆ（周期Ｔ）を変化させており、同図(ａ)は同図（ｂ）より周波数ｆが大きい（周期Ｔが小さい）場合であり、同図(ｃ)は同図（ｂ）より周波数ｆが小さい（周期Ｔが大きい）場合である。

各図７(ａ)、（ｂ）、（ｃ）において、一番上は先行アームのスイッチング素子２ａに入力される駆動信号Ｐａ’の波形を示し、その下は追従アームのスイッチング素子２ｃに入力される駆動信号Ｐｃ’の波形を示し、その下はコイル５に流れる電流の電流信号Ｉを示し、一番下は負荷に印加される電圧の電圧信号Ｖを示している。

図７に示すように、周波数ｆを小さく（周期Ｔを大きく）すると、負荷に電圧が印加される時間が長くなり（電圧信号Ｖ参照）、電流信号Ｉの振幅が大きくなって、インバータ回路２の出力電力が大きくなる。逆に、周波数ｆを大きく（周期Ｔを小さく）すると、負荷に電圧が印加される時間が短くなり、電流信号Ｉの振幅が小さくなって、インバータ回路２の出力電力が小さくなる。

また、図７に示すように、周波数ｆを小さく（周期Ｔを大きく）すると、電圧電流位相差φ₁は小さくなり、電圧電流位相差φ₂は大きくなる。逆に、周波数ｆを大きく（周期Ｔを小さく）すると、電圧電流位相差φ₁は大きくなり、電圧電流位相差φ₂は小さくなる。

図８は、第２実施形態に係る誘導加熱装置Ａ２を説明するための図である。同図においては、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａ（図１参照）と共通する部分の記載を省略して、パルス信号生成部７３’を中心に記載しており、誘導加熱装置Ａと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図８に示す誘導加熱装置Ａ２は、周波数制御を行う点で、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと異なる。

電力制御部７３１は、電力値Ｐと目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘを周波数指令部７３６に出力する。また、電力制御部７３１は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*になった場合、駆動信号の周波数をそれ以上大きくしないようにするために、電力補償値Ｘを調整する。具体的には、電圧電流位相差φ₂と所定値φ^*との差分Δφが正の値の間（電圧電流位相差φ₂に対応する電圧が所定値φ^*に対応する電圧より小さい間）は、電力補償値Ｘをそのまま出力するが、差分Δφがゼロになると（電圧電流位相差φ₂に対応する電圧が所定値φ^*に対応する電圧に一致すると）、電力補償値Ｘを負の値にしないようにする。

周波数指令部７３６は、パルス信号Ｐａ〜Ｐｄの周波数を指令するものである。周波数指令部７３６は、電力制御部７３１より入力される電力補償値Ｘに応じて変化させた周波数を先行パルス信号生成部７３４および追従パルス信号生成部７３５に出力する。周波数指令部７３６は、電力補償値Ｘが正の値の場合、値に応じて周波数を小さくし、電力補償値Ｘが負の値の場合、その絶対値に応じて周波数を大きくする。

先行パルス信号生成部７３４は、周波数指令部７３６が指令する周波数で、デューティ比が５０％であるパルス信号Ｐａを生成して、ドライバ７４に出力する。また、先行パルス信号生成部７３４は、パルス信号Ｐａを反転させた信号をパルス信号Ｐｂとして、ドライバ７４に出力する。

追従パルス信号生成部７３５は、周波数指令部７３６が指令する周波数で、デューティ比が５０％であるパルス信号Ｐｃを生成して、ドライバ７４に出力する。追従パルス信号生成部７３５は、パルス信号Ｐｃの位相を所定の位相だけ遅らせて出力する。また、追従パルス信号生成部７３５は、パルス信号Ｐｃを反転させた信号をパルス信号Ｐｄとして、ドライバ７４に出力する。

誘導加熱装置Ａ２は、電力算出部７１が算出する電力値Ｐが、電力設定部７２によって設定される目標値Ｐ^*になるようにフィードバック制御される。直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より大きくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が小さい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが負の値になる。この場合、電力制御部７３１から出力される電力補償値Ｘが負の値になり、周波数指令部７３６が指令する周波数は大きくなり、先行パルス信号生成部７３４および追従パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号の周波数は大きくなる。これにより、インバータ回路２の出力電力が小さくなって、直流電源１に入力される電力が小さくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。逆に、直流電源１に入力される交流電力が変動して電力値Ｐが目標値Ｐ^*より小さくなった場合や、操作部の操作により目標値Ｐ^*が大きい値に変更された場合、電力偏差ΔＰが正の値になる。この場合、電力制御部７３１から出力される電力補償値Ｘが正の値になり、周波数指令部７３６が指令する周波数は小さくなり、先行パルス信号生成部７３４および追従パルス信号生成部７３５が出力するパルス信号の周波数は小さくなる。これにより、インバータ回路２の出力電力が大きくなって、直流電源１に入力される電力が大きくなり、電力値Ｐが目標値Ｐ^*に一致するようになる。

位相差検出部７６は、追従アームにおける電圧電流位相差φ₂を検出する。そして、パルス信号生成部７３’は、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないように制御する。

第２実施形態においても、電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないように制御し、フライホイールダイオード３ａ，３ｂをファーストリカバリダイオードとし、フライホイールダイオード３ｃ，３ｄをノーマルタイプのシリコンダイオードとしている。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

第１実施形態においては、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないようにするために、差分Δφがゼロになると、電力補償値Ｘを正の値にしないようにして、先行アーム側のパルス信号と追従アーム側のパルス信号との位相差をそれ以上小さくしないようにする。この場合、位相差を大きくすることができないため、出力電力を大きくすることができない。逆に、第２実施形態においては、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないようにするために、差分Δφがゼロになると、電力補償値Ｘを負の値にしないようにして、各パルス信号の周波数をそれ以上大きくしないようにする。この場合、周波数を大きくすることができないため、出力電力を小さくすることができない。

通常はフェーズシフト制御を行い、差分Δφがゼロになった状態で出力電力を大きくする場合に、周波数制御に切り替えるようにしてもよい。この制御を切り替える場合を、第３実施形態として、以下に説明する。

図９は、第３実施形態に係る誘導加熱装置Ａ３を説明するための図である。同図においては、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａ（図１参照）と共通する部分の記載を省略して、パルス信号生成部７３”を中心に記載しており、誘導加熱装置Ａと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図９に示す誘導加熱装置Ａ３は、フェーズシフト制御と周波数制御とを切り替える点で、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと異なる。

電力制御部７３１は、電力値Ｐと目標値Ｐ^*との電力偏差ΔＰ（＝Ｐ^*−Ｐ）を入力されて、当該電力偏差ΔＰをゼロにするための電力補償値Ｘを制御切替部７３７に出力する。

制御切替部７３７は、電力補償値Ｘの出力先を切り替えて、フェーズシフト制御と周波数制御とを切り替えるものである。制御切替部７３７は、通常時は、電力補償値Ｘを追従パルス信号生成部７３５に出力して、第１実施形態に係るパルス信号生成部７３と同様にフェーズシフト制御を行うようにする。しかし、位相差検出部７６が検出した電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*になった場合で、電力補償値Ｘが正の値の場合、電力補償値Ｘを周波数指令部７３６に出力して、第２実施形態に係るパルス信号生成部７３’と同様に周波数制御を行うようにする。これにより、パルス信号の周波数を小さくして、出力を大きくすることができる。フェーズシフト制御から周波数制御に切り替えられたときに、先行アーム側のパルス信号と追従アーム側のパルス信号との位相差は固定され、当該位相差のままで周波数制御が行われる。

第３実施形態においても、電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないように制御し、フライホイールダイオード３ａ，３ｂをファーストリカバリダイオードとし、フライホイールダイオード３ｃ，３ｄをノーマルタイプのシリコンダイオードとしている。したがって、第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

第１ないし第３実施形態においては、フライホイールダイオード３ａ，３ｂをファーストリカバリダイオードとすることで、先行アームの進み位相運転に対する対策を行っているが、先行アームの進み位相運転に対する対策は、これに限られない。

例えば、先行アーム側のスイッチング素子２ａおよび２ｂを、追従アーム側のスイッチング素子２ｃおよび２ｄより電流容量が大きいものとしてもよい。電流容量が大きいスイッチング素子は熱容量も大きいので、進み位相運転になって、大きな逆回復電流が流れた場合でも、スイッチング素子が故障してしまうことを抑制することができる。また、図１０に示すように、先行アーム側のスイッチング素子を、ノーマルタイプのシリコンダイオードであるフライホイールダイオード３ａ’（３ｂ’）を逆並列接続されたスイッチング素子２ａ（２ｂ）を複数並列接続させたもの（図１０においては、２つのスイッチング素子を並列接続させている）としてもよい。この場合、各スイッチング素子２ａ（２ｂ）に流れる電流は分散される（図１０のように、２つ並列接続している場合は約半分になる）ので、進み位相運転になって、大きな逆回復電流が流れた場合でも、スイッチング素子が故障してしまうことを抑制することができる。

また、図１１に示すように、回路基板１２上の配置において、先行アーム側のスイッチング素子２ａおよび２ｂが搭載されたモジュール１３ａを、追従アーム側のスイッチング素子２ｃおよび２ｄが搭載されたモジュール１３ｂより、送風ファン１１に近い位置に配置するようにしてもよい。この場合、送風ファン１１からの冷たい風が、まず、モジュール１３ａに取り付けられたヒートシンクを通ることで、モジュール１３ａを冷却する。そして、モジュール１３ａのヒートシンクで温められた風が、モジュール１３ｂに取り付けられたヒートシンクを通ることで、モジュール１３ｂを冷却する。つまり、モジュール１３ａの方がよく冷却されるので、先行アームが進み位相運転になって、スイッチング素子２ａおよび２ｂに大きな逆回復電流が流れた場合でも、スイッチング素子が故障してしまうことを抑制することができる。なお、モジュール１３ａとモジュール１３ｂの上述の配置に加えて、または、代わりに、モジュール１３ａのヒートシンクを、モジュール１３ｂのヒートシンクより冷却機能が高いものにしてもよい。

これらの場合でも、すべてのスイッチング素子２ａ〜２ｄに対して進み位相運転に対する対策を行う場合と比べて、製造コストの増加を抑制することができる。

第１ないし第３実施形態においては、誘導加熱装置のインバータ装置８に、本発明を用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明は、２つのアームのスイッチング素子に入力する駆動信号の位相をずらして制御するすべてのインバータ装置に用いることができる。例えば、電源装置（高周波電源装置や溶接電源装置、ワイヤレス給電装置など）や駆動装置のインバータ装置に本発明を用いるようにしてもよい。つまり、図１における負荷（コイル５、共振用コンデンサ６および加熱対象物Ｂ）に代えて、別の負荷にインバータ装置８が電力を供給する場合にも、本発明を用いることができる。本発明に係るインバータ装置をワイヤレス給電装置に用いた場合を、第４実施形態として、以下に説明する。

図１２は、第４実施形態に係るワイヤレス給電装置を説明するための図である。

図１２に示すワイヤレス給電装置Ａ４は、高周波電力を送電する送電装置Ａ４１、および、送電装置Ａ４１が送電した高周波電力を受電する受電装置Ａ４２を備えている。

送電装置Ａ４１は、第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａと同様の構成であり、図１に示す誘導加熱装置Ａと同一または類似の要素には、同一の符号を付している。送電装置Ａ４１は、直流電源１が出力する直流電流をインバータ回路２で高周波電流に変換し、コイル５に流すことで、コイル５に発生する磁界を変化させる。制御回路７は、システム効率を最大にするために、インバータ回路２への入力電力を一定にするフェーズシフト制御を行う。

受電装置Ａ４２は、コイル５に磁気結合するコイル５’、コイル５’に直列接続されて、直列共振回路を構成する共振用コンデンサ６’、および、コイル５’が受電した高周波電力を消費する負荷９を備えている。負荷９は、高周波電力を整流する整流回路と、負荷９全体の抵抗値を最適な値にするために電圧電流比を変化させるＤＣ／ＤＣコンバータを備えている。

第１実施形態に係る誘導加熱装置Ａがコイル５に発生する磁界を変化させることで、加熱対象物Ｂに渦電流を発生させるのに対し、送電装置Ａ４１は、コイル５に発生する磁界を変化させることで、受電装置Ａ４２のコイル５’に高周波電流を発生させる点が異なる。

第４実施形態においても、追従アームにおける電圧電流位相差φ₂が所定値φ^*より小さくならないように制御し、フライホイールダイオード３ａ，３ｂをファーストリカバリダイオードとし、フライホイールダイオード３ｃ，３ｄをノーマルタイプのシリコンダイオードとしている。したがって、第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

ワイヤレス給電装置Ａ４の場合、送電装置Ａ４１のコイル５と、受電装置Ａ４２のコイル５’との位置関係（両者のずれ具合や間隔の距離）によって、共振周波数が異なる。また、送電装置Ａ４１が、複数種類の受電装置Ａ４２に送電できる場合、受電装置Ａ４２のコイル５’の違い（大きさや巻き数など）によっても、共振周波数が異なる。したがって、共振周波数の変化によって、追従アームが進み位相運転になる場合がある。したがって、第４実施形態においても、本発明は有効である。

本発明に係るインバータ装置、誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るインバータ装置、誘導加熱装置およびワイヤレス給電装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ，Ａ２，Ａ３ 誘導加熱装置
１ 直流電源
２，２’ インバータ回路
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
３ａ，３ｂ フライホイールダイオード(ファーストリカバリダイオード)
３ｃ，３ｄ，３ａ’，３ｂ’ フライホイールダイオード（ノーマルタイプのシリコンダイオード）
４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ スナバコンデンサ
５，５’ コイル
６，６’ 共振用コンデンサ
７ 制御回路
７１ 電力算出部
７２ 電力設定部
７３，７３’,７３” パルス信号生成部
７３１ 電力制御部
７３４ 先行パルス信号生成部
７３５ 追従パルス信号生成部
７３６ 周波数指令部
７３７ 制御切替部
７４ ドライバ
７５ 電流検出部
７６，７６’ 位相差検出部
７６１ 二値化回路
７６３ 論理積回路
７６４ 平滑回路
７６９ 計時回路
８ インバータ装置
９ 負荷
Ｂ 加熱対象物
Ａ４ ワイヤレス給電装置
Ａ４１ 送電装置
Ａ４２ 受電装置

Claims (15)

1. ２つのスイッチング素子が直列接続された先行アームと、２つのスイッチング素子が直列接続された追従アームとが並列接続されたインバータ回路と、
   前記インバータ回路の先行アームのスイッチング素子に入力される先行駆動信号と、追従アームのスイッチング素子に入力され、前記先行駆動信号より位相が遅れる追従駆動信号とを生成する制御回路と、
   を備えており、
   前記先行アームのスイッチング素子のみに、進み位相運転に対する所定の対策が施されており、
   前記制御回路は、
   前記インバータ回路の出力電流信号の位相と前記追従駆動信号の位相との位相差を検出する位相差検出手段を備え、
   前記位相差検出手段によって検出された位相差が所定の位相差より小さくならないように制御する、
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記制御回路は、前記位相差検出手段によって検出された位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記先行駆動信号の位相と前記追従駆動信号の位相との差を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する、
   請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記制御回路は、前記位相差検出手段によって検出された位相差が所定の位相差より小さくならないように、前記先行駆動信号および前記追従駆動信号の周波数を変化させることで、前記インバータ回路の出力を制御する、
   請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記位相差検出手段は、
   前記出力電流信号の二値化信号と前記追従駆動信号との論理積を平滑化した信号を、前記位相差に対応する信号として出力する、
   請求項１ないし３のいずれかに記載のインバータ装置。
5. 前記位相差検出手段は、
   前記追従駆動信号の立ち上がりゼロクロスから前記出力電流信号の立ち上がりゼロクロスまでの時間差に応じた信号を、前記位相差に対応する信号として出力する、
   請求項１ないし３のいずれかに記載のインバータ装置。
6. 前記先行アームのスイッチング素子には、前記追従アームのスイッチング素子に逆並列接続された第１のダイオードより逆回復電荷が小さい第２のダイオードが逆並列接続されている、
   請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ装置。
7. 前記第２のダイオードは、ファーストリカバリダイオードである、
   請求項６に記載のインバータ装置。
8. 前記第２のダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体を用いたダイオードである、
   請求項６に記載のインバータ装置。
9. 前記先行アームのスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴである、
   請求項６ないし８のいずれかに記載のインバータ装置。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素または窒化ガリウムである、
    請求項８または９に記載のインバータ装置。
11. 前記先行アームのスイッチング素子は、前記追従アームのスイッチング素子より電流容量が大きいスイッチング素子である、
    請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ装置。
12. 前記先行アームのスイッチング素子には、同じ先行駆動信号が入力される他のスイッチング素子が並列接続されている、
    請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ装置。
13. 前記先行アームのスイッチング素子は、前記追従アームのスイッチング素子より、冷却ファンからの風に当たりやすい位置に配置されている、
    請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ装置。
14. 請求項１ないし１３のいずれかに記載のインバータ装置を備えている、
    ことを特徴とする誘導加熱装置。
15. 請求項１ないし１３のいずれかに記載のインバータ装置を備えている、
    ことを特徴とするワイヤレス給電装置。