JP5697408B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

本発明は、被加熱物である鍋を誘導加熱する誘導加熱調理器に関するものである。

従来の誘導加熱調理器においては、内側加熱コイルの中心に配置された中央部鍋検知装置と、外側加熱コイルの外周に配置された外周部鍋検知装置とを備えたものがある。外周部鍋検知装置が鍋を検知した際には第１及び第２インバーター回路を駆動して内側加熱コイルと外側加熱コイルに高周波磁界を発生させ、中央部鍋検知装置が鍋を検知したときには第１インバーター回路のみを駆動して内側加熱コイルのみに高周波磁界を発生させている。つまり、小径の鍋に対しては第２インバーター回路が駆動しないようにしている（例えば、特許文献１）。
また、従来の誘導加熱調理器においては、インバーター回路を構成する２個直列に接続されたスイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体である炭化珪素（以下、ＳｉＣと記す）半導体を用いて、スイッチング損失を低減し、加熱効率を高効率としたものがある（例えば、特許文献２）。

特開昭５９−１１４７８９号公報（第３頁、図７） 特開２００３−３３８３５８号公報（請求項５、図１）

前述した従来の特許文献１において、内側加熱コイルに高周波電流を供給する第１インバーター回路と外側加熱コイルに高周波電流を供給する第２インバーター回路にＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体を用いて構成した場合、スイッチング損失を低減でき、より一層の加熱効率を改善することができる。しかし、ＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体は従来のＳｉ半導体と比べて製造コストが高く、インバーター回路を構成するスイッチング素子を全てＳｉＣ半導体等で構成すると大幅なコストアップになる課題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、コストアップを極力抑制しつつ、加熱効率を改善した誘導加熱調理器を得ることを目的とする。

本発明に係る誘導加熱調理器は、筐体の上部に設けられた天板と、天板の下方に配置された内側加熱コイルと、内側加熱コイルの外周側に設けられた外側加熱コイルと、内側加熱コイルに高周波電流を供給する第１インバーター回路と、外側加熱コイルに高周波電流を供給する第２インバーター回路と、第１および第２インバーター回路を制御する制御回路と、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源回路と、を備え、第１インバーター回路は、直流電源回路の出力間に直列に接続されたワイドバンドギャップ半導体の２つのスイッチング素子と、２つのスイッチング素子の何れか一方あるいは両方に並列に接続された第１スナバコンデンサとを有し、第２インバーター回路は、直流電源回路の出力間に直列に接続されたＳｉ半導体の２つのスイッチング素子と、２つのスイッチング素子の何れか一方あるいは両方に並列に接続された第２スナバコンデンサとを有し、第１スナバコンデンサの容量は、第２スナバコンデンサの容量よりも小さく構成されている。

本発明においては、内側加熱コイルに通電する機会が多い第１インバーター回路のみをワイドバンドギャップ半導体で構成しているので、インバーター回路そのもののコストアップを抑えつつ、第１インバーター回路のスイッチング損失を低減でき、加熱効率を改善できる。

実施の形態１の誘導加熱調理器における加熱コイルの概略構成を示す図である。 実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。 実施の形態１において鍋との位置関係における内側加熱コイルおよび外側加熱コイルの通電状態を示す断面図である。 図３（ａ）の通電状態において第１および第２インバーター回路を周波数の低い駆動信号（高出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ａ）の通電状態において第１および第２インバーター回路を図４より周波数の高い駆動信号（低出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図５よりさらに周波数の高い駆動信号で第１および第２インバーター回路を駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ｂ）の通電状態において第１および第２インバーター回路を周波数の低い駆動信号（高出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ｂ）の通電状態において第１および第２インバーター回路を図７より周波数の高い駆動信号（低出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路のみを周波数の低い駆動信号（高出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路のみを図９より周波数の高い駆動信号で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路のみを図１０よりさらに周波数の高い駆動信号（低出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路の上スイッチの通電比率を略５０％としたときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路の上スイッチの通電比率を図１２より小さくしたときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路の上スイッチの通電比率を図１３よりさらに小さくしたときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。 実施の形態１に係る誘導加熱調理器の第１および第２インバーター回路の駆動信号および入力電力の相関を示す図である。 実施の形態１に係る誘導加熱調理器の第１インバーター回路のみを駆動した場合の駆動信号（駆動周波数）と入力電力の相関を示す図である。 実施の形態１に係る誘導加熱調理器の制御回路の動作を示すフローチャートである。 実施の形態２に係る誘導加熱調理器の制御回路の動作を示すフローチャートである。 実施の形態２に係る誘導加熱調理器の制御回路において適正鍋の有無を判定する際に使用する入力電流・出力電流の相関を示す図である。 実施の形態２に係る誘導加熱調理器の制御回路において鍋径を判定する際の入力電流・出力電流の相関を示す図である。 実施の形態２において鍋との位置関係における内側加熱コイルおよび外側加熱コイルの通電状態を示す断面図である。 実施の形態３に係る誘導加熱調理器の制御回路の動作を示すフローチャートである。 実施の形態１乃至３の変形例である誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。 実施の形態１乃至３の変形例である誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。 実施の形態４に係る誘導加熱調理器の加熱コイルの構成を示す図である。 実施の形態４に係る誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。 実施の形態４の変形例である誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。

実施の形態１．
図１は実施の形態１の誘導加熱調理器における加熱コイルの概略構成を示す図である。
本実施の形態の加熱コイルは、図中に示すように、径の小さい渦巻状の内側加熱コイル１と、内側加熱コイル１の軸心を中心としてその内側加熱コイル１の外周側に巻回された渦巻状の外側加熱コイル２とで構成されている。

図２は実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。
図２において、直流電源回路４は、商用電源３の交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路９と、その整流した電圧を平滑するチョークコイル１０および平滑コンデンサ１１とから構成され、第１および第２インバーター回路５、７に直流電圧を供給する。

第１インバーター回路５は、直列に接続されたスイッチング素子１２、１３と、スイッチング素子１３と並列に接続された第１スナバコンデンサ１４と、スイッチング素子１２、１３にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード１５、１６とを有している。そのスイッチング素子１２、１３が交互にオン・オフされることによりその接続点に高周波電圧が発生し、第１負荷回路６に供給する。

第２インバーター回路７は、直列に接続されたスイッチング素子１７、１８と、スイッチング素子１８と並列に接続された第２スナバコンデンサ１９と、スイッチング素子１７、１８にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード２０、２１とを有している。そのスイッチング素子１７、１８が交互にオン・オフされることによりその接続点に高周波電圧が発生し、第２負荷回路８に供給する。

なお、以下、高電位側のスイッチング素子１２、１７を上スイッチ１２、１７、低電位側のスイッチング素子１３、１８を下スイッチ１３、１８と呼ぶ。また、高電位側のダイオード１５、２０を上ダイオード１５、２０、低電位側のダイオード１６、２１を下ダイオード１６、２１と呼ぶ。

第１および第２スナバコンデンサ１４、１９は、第１インバーター回路５の上・下スイッチ１２、１３が交互にターンオフする際、また、第２インバーター回路７の上・下スイッチ１７、１８が交互にターンオフする際に、ターンオフするスイッチに印加される電圧変動を緩やかにしてスイッチング損失を抑制するものであり、特に負荷電流が大きい場合に効果がある。なお、本実施の形態では、第１および第２スナバコンデンサ１４、１９をそれぞれ下スイッチ１３、１８に並列に接続した例を示したが、これに限定されるものではない。例えば、上スイッチ１２、１７にそれぞれ並列に接続してもよく、また、上・下スイッチ１２、１３と上・下スイッチ１７、１８にそれぞれ並列に接続してもよい。

第１負荷回路６は、前述した内側加熱コイル１とその共振コンデンサ２２の直列回路から構成され、第２負荷回路８は、前述した外側加熱コイル２とその共振コンデンサ２３からなっている。そして、内側加熱コイル１および外側加熱コイル２に流れる高周波電流により生じる磁束が各加熱コイル１、２の上方に載置された鍋（図示せず）に渦電流を誘起して加熱する。内側加熱コイル１と外側加熱コイル２は、それらの上方を覆う大径鍋が載置された場合には、第１負荷回路６と第２負荷回路８のインピーダンスがつりあい、共振周波数も略同等となるように調整され、巻回されているものとする。

直流電源回路４の入力側に設けられた入力電流検出器２４は、商用電源３からダイオードブリッジ回路９へ入力される入力電流を検出する。ダイオードブリッジ回路９の出力間に接続された入力電圧検出器２５は、ダイオードブリッジ回路９の出力電圧を検出する。また、第１インバーター駆動回路２６は、第１インバーター回路５の上・下スイッチ１２、１３を交互にオン・オフする駆動信号を出力する。第２インバーター駆動回路２７は、第２インバーター回路７の上・下スイッチ１７、１８を交互にオン・オフする駆動信号を出力する。第１出力電流検出器２８は第１負荷回路６に流れる電流を検出し、第２出力電流検出器２９は第２負荷回路８に流れる電流を検出する。制御回路３１は、操作入力回路３０からの信号に基づいて本調理器を制御する。また、制御回路３１は、操作入力回路３０からの設定電力が所定電力以下のときには第１インバーター回路５のみを駆動し（第１動作モード）、設定電力が所定電力より大きいときには第１および第２インバーター回路５、７を同時に駆動する（第２動作モード）。

前述した第１インバーター回路５の上・下スイッチ１２、１３と上・下ダイオード１５、１６には、ＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴとＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）が使用されている。また、第２インバーター回路７の上・下スイッチ１７、１８と上・下ダイオード２０、２１には、Ｓｉ半導体を用いたＩＧＢＴとＦＲＤ（ファストリカバリダイオード）が使用されている。ワイドバンドギャップ半導体を使用したＭＯＳＦＥＴはオン抵抗が低く、Ｓｉ半導体のＩＧＢＴと比較して蓄積電荷量が少ないので、スイッチング損失が小さく、特に高周波動作におけるスイッチング損失の増加が抑制される。また、ワイドバンドギャップ半導体のＳＢＤはＳｉ半導体のＦＲＤより逆回復電荷量が少なく、急激な印加電圧の変化に対しても逆回復電流を抑えることができるので、ハードスイッチングに対して損失の増大を抑制できる。

なお、第１インバーター回路５の上・下スイッチ１２、１３と上・下ダイオード１５、１６にワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴとＳＢＤを用いて逆回復電荷量が少なく、大きなテール電流が流れないことから、第１スナバコンデンサ１４の容量は第２スナバコンデンサ１９の容量より小さいものでよい。第１インバーター回路５の上・下スイッチ１２、１３と上・下ダイオード１５、１６の損失が高出力状態においても第１スナバコンデンサなしで十分に小さい場合には、第１スナバコンデンサ１４を用いなくてもよい。

次に、鍋との位置関係における内側加熱コイル１と外側加熱コイル２のインピーダンスについて図３を用いて説明する。
図３は実施の形態１において鍋との位置関係における内側加熱コイルおよび外側加熱コイルの通電状態を示す断面図である。なお、図中に示す天板３２は誘導加熱調理器の筐体の上部に設けられており、その天板３２の下方に図１に示す状態の内側加熱コイル１と外側加熱コイル２が配設されている。また、図３においては、内側加熱コイル１と外側加熱コイル２が通電状態にあることをハッチングで示している。

図３において、（ａ）は天板３２上に載置された大径鍋３３ａに対し内側加熱コイル１と外側加熱コイル２に通電して誘導加熱している状態を示し、（ｂ）は天板３２上に載置された中径鍋３３ｂに対し内側加熱コイル１と外側加熱コイル２に通電して誘導加熱している状態を示す。（ｃ）は天板３２上に載置された大径鍋３３ａに対し内側加熱コイル１のみに通電して誘導加熱している状態を示し、（ｄ）は天板３２上に載置された中径鍋３３ｂに対し内側加熱コイル１のみに通電して誘導加熱している状態を示す。

内側加熱コイル１のインピーダンスは、大径鍋３３ａが載置されている場合も、中径鍋３３ｂが載置されている場合にも、鍋との磁気結合の状態は略同等となるため、ほぼ同等の値となっている。一方、外側加熱コイル２のインピーダンスは、中径鍋３３ｂが載置されている場合には大径鍋３３ａが載置されているときと比較して磁気結合が小さくなり、外側加熱コイル２の漏れインダクタンスが大きくなる。そのため、抵抗値は小さくなるがインダクタンスが大きくなって、全体として中径鍋３３ｂが載置されている状態の方がインピーダンスは大きくなる。

次に、図３の通電状態における第１および第２インバーター回路の駆動時の各波形について図４乃至図１４を用いて説明する。
図４は図３（ａ）の通電状態において第１および第２インバーター回路を周波数の低い駆動信号（高出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図、図５は図３（ａ）の通電状態において第１および第２インバーター回路を図４より周波数の高い駆動信号（低出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。なお、内側加熱コイル１に流れる高周波電流と外側加熱コイル２に流れる高周波電流の周波数差による鍋音の発生を防止するために、第１インバーター回路５と第２インバーター回路７を同一周波数で駆動する。

図４、図５において、第１および第２インバーター回路５、７のそれぞれの上スイッチ１２、１７と下スイッチ１３、１８が交互にオン・オフを繰り返す。その場合、一方のスイッチがオフした後、他方のスイッチがオンするまで両方のスイッチがオフするデッドタイム期間が上下のスイッチが同時にオンしないように設けられている。本実施の形態では、大径鍋３３ａが載置されている場合には、内側加熱コイル１を含む第１負荷回路６と外側加熱コイル２を含む第２負荷回路８が略同等のインピーダンスおよび共振周波数を有するので、第１インバーター回路５の駆動信号と第２インバーター回路７の駆動信号には、略同等の通電比率（例えば、上スイッチ１２、１７の通電比率が約５０％）が用いられる。その場合、第１負荷回路６の共振周波数および第２負荷回路８の共振周波数よりも高い周波数の範囲で各インバーター回路５、７を駆動する。

その結果、各負荷回路６、８に流れる高周波電流が各負荷回路６、８に印加される高周波電圧よりも遅れ位相となるように制御することができる。図４や図５においては、各スイッチをターンオフするとデッドタイム期間中に負荷電流により第１および第２スナバコンデンサ１４、１９を充電あるいは放電し、それぞれ他方のターンオンするスイッチの逆並列のダイオードに電流が流れている状態でターンオンするので、ゼロボルトスイッチングが成立してスイッチング損失が小さくなる。

なお、図６に示すように、第１および第２インバーター回路５、７の駆動信号の周波数を高周波にしすぎると負荷電流が抑制される。その場合、一方のスイッチがターンオフした際に第１および第２負荷回路６、８に流れる電流が小さくなって、デッドタイム期間に第１および第２スナバコンデンサ１４、１９を充電あるいは放電することができなくなる。そのため、他方のスイッチがターンオンする際に第１および第２スナバコンデンサ１４、１９を充電あるいは放電する電流が流れ、スイッチング損失が大きくなる。その結果、加熱効率が低下するとともに入力電力を小さくすることができなくなる。所定電力以下に制御する場合には、図９あるいは図１０に示すように、内側加熱コイル１のみに通電する。

図７は図３（ｂ）の通電状態において第１および第２インバーター回路を周波数の低い駆動信号（高出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図、図８は図３（ｂ）の通電状態において第１および第２インバーター回路を図７より周波数の高い駆動信号（低出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。なお、この状態においても鍋音の発生を防止するために、第１インバーター回路５と第２インバーター回路７を同一周波数で駆動する。

中径鍋３３ｂが載置されている場合には、内側加熱コイル１のインピーダンスより外側加熱コイル２のインピーダンスの方が大きくなる（但し、外側加熱コイル２のインピーダンスの抵抗成分は磁気結合して誘導渦電流の流れる鍋底面積が小さくなるため小さくなる）。その場合、外側加熱コイル２より内側加熱コイル１に高周波電流が流れ易くなるため、図４乃至図６のように内側加熱コイル１と外側加熱コイル２に略同等の高周波電圧を印加すると、外側加熱コイル２と比較して内側加熱コイル１に大きな高周波電流が流れる。内側加熱コイル１と外側加熱コイル２に流れる高周波電流の大きさが大きく異なると、各加熱コイル１、２と磁気結合して誘導渦電流により加熱される鍋底部分の加熱密度も大きく異なり、加熱むらが大きくなって、調理上、好ましくない。そのため、第１インバーター回路５の上スイッチ１２の通電比率を小さくする（同時に、下スイッチ１３の通電比率を大きくする）ことにより、内側加熱コイル１と外側加熱コイル２に流れる高周波電流を所定の比率範囲（例えば略同等）にバランスさせ、鍋底の加熱むらの抑制を図っている。

なお、第１インバーター回路５の上スイッチ１２の通電比率を小さくするので、上スイッチ１２のターンオン時には負荷電流が転流しているおそれがあり、第１スナバコンデンサ１４への充電電流を含めて大きな電流が流れて、スイッチング損失が大きくなり得る。しかし、第１インバーター回路５の上・下スイッチ１２、１３および上・下ダイオード１５、１６にＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴとＳＢＤが用いられている。そのため、第１スナバコンデンサ１４の容量も小さくすることにより、上・下スイッチ１２、１３の導通抵抗を低減し、上・下ダイオード１５、１６の逆回復電流を小さくし、第１スナバコンデンサ１４への突入電流を小さくできる。これにより、第１インバーター回路５のスイッチング損失を抑制することが可能になる。

図９は図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路のみを周波数の低い駆動信号（高出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図、図１０は図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路のみを図９より周波数の高い駆動信号で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図、図１１は図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路のみを図１０よりさらに周波数の高い駆動信号（低出力）で駆動したときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。

図３（ｃ）に示すように大径鍋３３ａを加熱する場合、内側加熱コイル１と外側加熱コイル２の両方に通電すると、低火力の電力に抑制しようとしても所望の電力まで入力電力を下げることが容易ではない。しかし、図３（ｃ）（ｄ）に示すように内側加熱コイル１のみに通電した場合には、誘導渦電流の流れる鍋底面積が減って鍋へ伝達される電力が抑制し易くなるとともに、動作するインバーター回路も第１インバーター回路５のみとなるので、第１および第２インバーター回路５、７の両方を駆動したときと比べ損失も減らすことができる。特に、第１インバーター回路５はＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体で構成されており、第１スナバコンデンサ１４の容量も小さいため、導通損失やスイッチング損失が小さく、特に高周波動作におけるスイッチング損失の増大を抑制することができる。

なお、図１１に示すように、第１インバーター回路５の駆動周波数を高周波にしたことにより、負荷電流が抑制され、上・下スイッチ１２、１３の何れか一方のスイッチがターンオフした際に第１負荷回路６に流れる電流（出力電流）が小さくなって、デッドタイム期間中に第１スナバコンデンサ１４を充電あるいは放電することができなくなった場合には、他方のスイッチがターンオンする際に第１スナバコンデンサ１４を充電あるいは放電する電流が流れ、スイッチング損失が大きくなり得る。

しかし、第１インバーター回路５の上・下スイッチ１２、１３および逆並列のダイオード１５、１６にワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴやＳＢＤを用い、第１スナバコンデンサ１４の容量を小さくすることにより、逆並列のダイオード１５、１６の逆回復電流は小さく、Ｓｉ半導体のＩＧＢＴのような大きなテール電流は生じない。また、スイッチング損失が小さいことに加えて、デッドタイム期間中に第１スナバコンデンサ１４の充電あるいは放電が完了しない機会が減少する。また、第１スナバコンデンサ１４の充電あるいは放電が完了しない場合であっても、第１スナバコンデンサ１４を充放電する電流は小さく、スイッチング素子の損失の増加は抑制される。
したがって、このような動作においても第１インバーター回路５にワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴやＳＢＤを用いることにより、低加熱出力時における加熱効率の低下を抑制することができる。

次に、図１２乃至図１４を用いて説明する、前述の図９乃至図１１は第１インバーター回路５の駆動信号の周波数を制御することによって出力を調整するものであったが、図１２乃至図１４は駆動信号の周波数は一定で、上・下スイッチ１２、１３の通電比率を制御することによって出力を調整するものである。

図１２は図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路の上スイッチの通電比率を略５０％としたときの出力電圧、電流等の波形を示す図、図１３は図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路の上スイッチの通電比率を図１２より小さくしたときの出力電圧、電流等の波形を示す図、図１４は図３（ｃ）又は図３（ｄ）の通電状態において第１インバーター回路の上スイッチの通電比率を図１３よりさらに小さくしたときの出力電圧、電流等の波形を示す図である。

図１２に示すように第１インバーター回路５の上スイッチ１２の通電比率が略５０％の駆動状態では出力が大きく、図１４に示すように第１インバーター回路の上スイッチ１２の通電比率が図１３よりさらに小さくしたときには出力が小さくなる。ここで、図１４に示すように、第１インバーター回路５の上スイッチ１２の通電比率が小さい駆動状態では、上スイッチ１２がターンオンする際には既に負荷電流が転流しているおそれがあり、第１スナバコンデンサ１４への充電電流を含めて大きな電流が流れて、スイッチング損失が大きくなる場合がある。

しかし、第１インバーター回路５の上・下スイッチ１２、１３および逆並列のダイオード１５、１６にＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴやＳＢＤを用いることにより、従来のＳｉ半導体のＩＧＢＴのような大きなテール電流が流れず、第１スナバコンデンサ１４の容量を小さくすることができる。また、逆並列のダイオード１５、１６の逆回復電流を小さくすることができる。その結果、上・下スイッチ１２、１３はオン抵抗が低く、損失が少ない特性を有し、逆並列のダイオード１５、１６の逆回復電荷量も少ないのに加えて第１スナバコンデンサ１４を充放電する電流も小さくすることができる。そのため、低加熱出力時の上・下スイッチ１２、１３における損失の増大を抑制して、加熱効率の低下を抑えることができる。

なお、図９乃至図１１では、通電比率が一定で駆動周波数を制御することにより加熱出力を調整する駆動信号例を説明し、図１２乃至図１４では、駆動周波数一定で通電比率のみを制御することにより加熱出力を調整する駆動信号例を示したが、駆動周波数と通電比率とを同時に制御するようにしてもよい。

図１５は実施の形態１に係る誘導加熱調理器の第１および第２インバーター回路の駆動信号および入力電力の相関を示す図である。なお、図１５は、第１インバーター回路５と第２インバーター回路７を図４乃至図６で説明した通電比率で駆動する場合の駆動周波数と入力電力との関係を示している。

誘導加熱調理器は、保温や煮込み調理に適した低加熱出力状態（１００Ｗ程度）から湯沸し等に適した高加熱出力状態（３ｋＷ程度）まで、入力電力を調整できることが色々な調理を行う上で望ましい。しかし、駆動周波数等のみを制御して加熱電力を制御する場合、調整可能な入力電力の範囲には限界があり、図１５に示すように大径鍋が載置されているときに高周波としても鍋に入る電力を十分に抑えることは困難である。また、駆動周波数を高周波化すると第２インバーター回路７のスイッチング損失（特にＩＧＢＴのテール電流により生じるスイッチング損失）が増大するのに加えて、第２スナバコンデンサ１９への突入電流（充電電流あるいは放電電流）も大きくなって、第２インバーター回路７における損失は増大する。その結果、鍋に入る加熱電力およびインバーター回路等における損失を合わせた入力電力を十分に小さくすることができず、低加熱出力時の加熱効率が低下する問題点がある。また、低加熱出力状態では、インバーター回路等で生じる損失の割合が増大するので、鍋に入る加熱電力が小さい小径鍋が載置された状態と無負荷状態との区別がつき難くなる問題点がある。

しかし、図９乃至図１１や図１２乃至図１４に示したように、第１インバーター回路５のみを駆動して内側加熱コイル１のみに通電することとすれば、外側加熱コイル２と比較して鍋径によらず磁気結合の状態がよい内側加熱コイル１に集中して出力電流を流すことができる。そのため、第１インバーター回路５や内側加熱コイル１における損失が抑えられ、加熱効率の低下を抑制できる。また、外側加熱コイル２に高周波電流を流すことによる加熱出力や第２インバーター回路７における損失が生じなくなる分、内外の加熱コイルに同時に通電する場合と比較して入力電力を小さく抑えることが可能である。図１６に、第１インバーター回路５のみを駆動した場合の駆動信号（駆動周波数）と入力電力との関係を示す。

次に、本実施の形態に係る誘導加熱調理器の制御回路３１の動作について図１７に示すフローチャートを用いて説明する。
図１７は実施の形態１に係る誘導加熱調理器の制御回路の動作を示すフローチャートである。
まず、操作入力回路３０は、火力の設定を検知すると加熱開始要求として制御回路３１に出力する。一方、制御回路３１は、加熱開始要求が入力されたか否かを判定しており（ステップ１）、加熱開始要求を検知しときにはその設定火力に対応する電力（以下、「設定電力」と記す）が所定電力ａより大きいか否かを判定する（ステップ２）。制御回路３１は、設定電力が所定電力ａより大きいときには、第１および第２インバーター駆動回路２６、２７から第１インバーター回路５と第２インバーター回路７にそれぞれ所定の駆動信号（加熱開始直後は初期駆動信号、出力制御中は制御後の駆動信号）が出力されるように制御する（ステップ３）。その後、制御回路３１は、入力電流検出器２４および入力電圧検出器２５により入力電流と入力電圧を検出し、第１および第２出力電流検出器２８、２９により内側加熱コイル１および外側加熱コイル２に流れる電流をそれぞれ検出する（ステップ４）。そして、制御回路３１は、入力電流と入力電圧から入力電力を算出し、図１５に示すように駆動信号と入力電力との関係を用いて、その入力電力が出力中の駆動信号に対して所定値以上か否かで鍋の有無を判定する（ステップ５）。

制御回路３１は、鍋が載置されていると判定したときには、内側加熱コイル１に流れる電流と外側加熱コイル２に流れる電流を比較する（ステップ６）。制御回路３１は、内側加熱コイル１に流れる電流が外側加熱コイル２に流れる電流より大きいと判定したときには、設定電力と入力電力とを比較する（ステップ７）。制御回路３１は、入力電力の方が小さいと判定したときには各インバーター回路５、７の通電比率はそのままにして、駆動周波数を下げて入力電力を増加させ（ステップ８）、ステップ２へ戻る。

制御回路３１は、ステップ７において、入力電力が設定電力以上であると判定したときには、第１インバーター回路５の上スイッチ１２の通電比率を小さくし、同時に下スイッチ１３の通電比率を大きくして、内側加熱コイル１に流れる電流を抑制するとともに、入力電力を減少させ（ステップ９）、ステップ２へ戻る。また、制御回路３１は、ステップ６において、内側加熱コイル１に流れる電流が外側加熱コイル２に流れる電流以下であった場合には、設定電力とステップ４で算出した入力電力とを比較する（ステップ１０）。制御回路３１は、入力電力の方が小さいと判定したときには第１インバーター回路５の上スイッチ１２の通電比率が５０％以上かどうかを判定する（ステップ１１）。制御回路３１は、上スイッチ１２の通電比率が５０％未満と判定したときには上スイッチ１２の通電比率を大きくし、同時に下スイッチ１３の通電比率を小さくして内側加熱コイルに流れる電流と入力電力を増加させる（ステップ１２）。また、制御回路３１は、ステップ１１において、上スイッチ１２の通電比率が５０％以上と判定したときには各インバーター回路５、７の通電比率はそのままにして、駆動周波数を下げて入力電力を増加させ、（ステップ１３）、ステップ２へ戻る。さらに、制御回路３１は、ステップ１０において、入力電力が設定電力以上と判定したときには各インバーター回路５、７の通電比率はそのままにして、駆動周波数を上げて入力電力を減少させ（ステップ１４）、ステップ２へ戻る。

制御回路３１は、ステップ２において、設定電力が所定電力ａ以下（但し、０以外）と判定したときには、第１インバーター駆動回路２６のみを制御して第１インバーター回路５を駆動する（ステップ１５）。また、制御回路３１は、入力電流検出器２４および入力電圧検出器２５により入力電流と入力電圧を検出し、第１出力電流検出器２８により内側加熱コイル１に流れる電流を検出する（ステップ１６）。そして、制御回路３１は、入力電流と入力電圧から入力電力を算出し、図１６に示すように駆動信号と入力電力との関係を用いて、その入力電力が出力中の駆動信号に対して定める所定値以上か否かにより鍋の有無を判定する（ステップ１７）。

制御回路３１は、鍋が載置されていると判定したときには、設定電力と入力電力とを比較する（ステップ１８）。制御回路３１は、入力電力の方が小さいと判定したときには、第１インバーター回路５の駆動周波数を下げたり、あるいは上スイッチ１２の通電比率を大きく（上限５０％）したりして、入力電力を増加させ（ステップ１９）、ステップ２へ戻る。また、制御回路３１は、ステップ１８において、入力電力が設定電力より大きいと判定したときには、第１インバーター回路５の駆動周波数を上げたり、あるいは上スイッチ１２の通電比率を小さくしたりして、入力電力を減少させ（ステップ２０）、ステップ２へ戻る。また、制御回路３１は、ステップ１８において、入力電力と設定電力がほぼ同等と判定したときにはステップ２へ戻る。

制御回路３１は、ステップ２において、設定電力が０であった場合や、鍋の有無判定（ステップ５・ステップ１７）で鍋が載置されていないと判定したときには、第１および第２インバーター駆動回路２６、２７を制御して、第１インバーター回路５と第２インバーター回路７の駆動を停止し（ステップ２１）、ステップ１へ戻って、操作入力回路３０から加熱開始要求が入力されるのを待つ。

以上のように本実施の形態においては、第１インバーター回路５にＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴやＳＢＤを使用しているので、高加熱出力時においても、また低加熱出力時においても第１インバーター回路５における損失を低減でき、加熱効率を改善することができる。

特に低加熱出力時には、ワイドバンドギャップ半導体で構成した第１インバーター回路５のみを駆動して、内側加熱コイル１のみに通電するようにしている。これにより、駆動周波数を高周波化してもスイッチング損失は小さく、また、接続されている第１スナバコンデンサ１４の容量も小さいので、第１スナバコンデンサ１４への突入電流が生じてもその電流は小さくなる。そのため、低加熱出力時におけるインバーター回路等で生じる損失は抑えられ、加熱効率の低下を抑制することができる。

また、インバーター回路等で生じる損失を低減したことで、小径鍋の載置状態の低加熱出力時においても、インバーター回路等で生じる損失に対して鍋底に生じる誘導渦電流による加熱電力が十分に大きくなり、小径鍋の載置状態と無負荷状態の入力電力の差異が大きくなっている。これにより、鍋を移動させて無負荷状態となったことを高い確度で検出することができる。

実施の形態２．
図１８は実施の形態２に係る誘導加熱調理器の制御回路の動作を示すフローチャート、図１９は実施の形態２に係る誘導加熱調理器の制御回路において適正鍋の有無を判定する際に使用する入力電流・出力電流の相関を示す図、図２０は実施の形態２に係る誘導加熱調理器の制御回路において鍋径を判定する際の入力電流・出力電流の相関を示す図、図２１は実施の形態２において鍋との位置関係における内側加熱コイルおよび外側加熱コイルの通電状態を示す断面図である。なお、本実施の形態における回路構成は、実施の形態１と同様である。

操作入力回路３０は、火力の設定を検知すると加熱開始要求として制御回路３１に出力する。一方、制御回路３１は、加熱開始要求が入力されたか否かを判定しており（ステップ１０１）、加熱開始要求を検知しときには第１インバーター回路５のみを所定の駆動信号で駆動して内側加熱コイル１とその共振コンデンサ２２に高周波電圧を印加する（ステップ１０２）。制御回路３１は、入力電流検出器２４および第１出力電流検出器２８により入力電流と内側加熱コイル１に流れる電流を検出して（ステップ１０３）、適正な鍋が載置されているか否か判定する（ステップ１０４）。図１９に示すように、アルミ鍋等の低インピーダンス鍋が載置されている場合には内側加熱コイル１に大きな電流が流れ、また、無負荷状態やフォーク・ナイフ等の小物が載置されている場合には内側加熱コイル１に流れる電流や入力電流は小さくなる。

制御回路３１は、入力電流と内側加熱コイル１に流れる電流とから適正な鍋が載置されていると判定したときには、今度は第２インバーター回路７のみを所定の駆動信号で駆動して外側加熱コイル２およびその共振コンデンサ２３に高周波電圧を印加する（ステップ１０５）。そして、制御回路３１は、入力電流検出器２４および第２出力電流検出器２９により入力電流と外側加熱コイル２に流れる電流を検出し（ステップ１０６）、外側加熱コイル２とも磁気結合する大径鍋が載置されているか否か判定する（ステップ１０７）。

図２０には、第２インバーター回路７のみを所定の駆動信号で駆動した際の入力電流・外側加熱コイル２の電流と、第１インバーター回路５のみを駆動した際の入力電流・内側加熱コイル１の電流との関係に基づく、大径鍋が載置されているか、小径鍋が載置されているかの判定基準を示す。小径鍋が載置されている場合には、その鍋底が内側加熱コイル１とは磁気結合しているが、外側加熱コイル２とはあまり磁気結合していない状態となる。一方、大径鍋が載置されている場合には、その鍋底が内側加熱コイル１と磁気結合しているとともに、外側加熱コイル２とも磁気結合している状態となる。

したがって、外側加熱コイル２の鍋との磁気結合の状態は、内側加熱コイル１の鍋との磁気結合の状態と比較して鍋径により大きく変動する。第１インバーター回路５を所定の駆動信号で駆動した場合の入力電流や、内側加熱コイル１に流れる電流に対する第２インバーター回路７を所定の駆動信号で駆動した場合の入力電流や、外側加熱コイル２に流れる電流の大きさは、大径鍋が載置された状態と比較して小径鍋が載置された状態では小さくなる。そこで、第１インバーター回路５の駆動時の入力電流に対する第２インバーター回路７の駆動時の入力電流が所定値以上であり、第１インバーター回路５の駆動時の内側加熱コイル１の電流に対する第２インバーター回路７の駆動時の外側加熱コイル２の電流が所定値以上である場合に、大径鍋が載置されていると判定する。

制御回路３１は、ステップ１０７において、図２１（ａ）に示すような大径鍋３３ａが載置されていると判定したときには、第１および第２インバーター回路５、７へ駆動信号を出力して内側加熱コイル１を含む第１負荷回路６および外側加熱コイル２を含む第２負荷回路８に高周波電圧を印加する（ステップ１０８）。なお、図２１（ａ）において、内側加熱コイル１および外側加熱コイル２のハッチング表示は、両加熱コイルが通電状態にあることを示している。

制御回路３１は、入力電流検出器２４および入力電圧検出器２５により入力電流と入力電圧を検出し、第１および第２出力電流検出器２８、２９により各加熱コイル１、２に流れる電流を検出する（ステップ１０９）。そして、制御回路３１は、入力電流と入力電圧から入力電力を算出し、図１５に示すように駆動信号と入力電力との関係を用いて、その入力電力が出力中の駆動信号に対して定める所定値以上か否かにより鍋の有無を判定する（ステップ１１０）。

制御回路３１は、鍋が載置されていると判定したときには、設定電力と入力電力とを比較する（ステップ１１１）。制御回路３１は、入力電力の方が小さいと判定したときには各インバーター回路５、７への駆動信号の周波数を下げる等して入力電力を増加させ（ステップ１１２）、ステップ１１４へ移行する。制御回路３１は、ステップ１１１において、入力電力が設定電力より大きいと判定したときには、各インバーター回路５、７への駆動信号の周波数を高くする等して入力電力を減少させ（ステップ１１３）、ステップ１１４へ移行する。また、制御回路３１は、ステップ１１１において、入力電力と設定電力とが略同等であると判定したときにはそのままステップ１１４に移行し、操作入力回路３０からの設定電力が０（加熱停止指示）となったか否かを判定し（ステップ１１４）、加熱継続の場合にはステップ１０９へ戻る。

制御回路３１は、ステップ１０７において、図２１（ｂ）に示すような小径鍋３３ｃが載置されていると判定したときには、第１インバーター回路５のみへ駆動信号を出力して内側加熱コイル１を含む第１負荷回路６に高周波電圧を印加する（ステップ１１５）。なお、図２１（ｂ）において、内側加熱コイル１のハッチング表示は、内側加熱コイル１が通電状態にあることを示している。制御回路３１は、入力電流検出器２４および入力電圧検出器２５により入力電流と入力電圧を検出し、第１出力電流検出器２８により内側加熱コイル１に流れる電流を検出する（ステップ１１６）。そして、制御回路３１は、前述したように駆動信号と入力電力との関係を用いて、その入力電力が出力中の駆動信号に対して定める所定値以上か否かにより鍋の有無を判定する（ステップ１１７）。

制御回路３１は、鍋が載置されていると判定したときには、設定電力と入力電力とを比較する（ステップ１１８）。制御回路３１は、入力電力の方が小さいと判定したときには第１インバーター回路５への駆動信号の周波数を下げる等して入力電力を増加させ（ステップ１１９）、ステップ１２１へ移行する。制御回路３１は、ステップ１１８において、入力電力が設定電力より大きいと判定したときには、第１インバーター回路５への駆動信号の周波数を高くする等して入力電力を減少させ（ステップ１２０）、ステップ１２１へ移行する。また、制御回路３１は、ステップ１１８において、入力電力と設定電力とが略同等であると判定したときにはそのままステップ１２１に移行し、操作入力回路３０からの設定電力が０（加熱停止指示）となったか否かを判定し（ステップ１２１）、加熱継続の場合にはステップ１１６へ戻る。

制御回路３１は、ステップ１０４において、適正な鍋が載置されていないと判定したときや、ステップ１１０・１１７において、鍋がないと判定したとき、ステップ１１４・１２１において、操作入力回路３０からの加熱停止指示（設定電力：０）の入力を検知したときには、第１および第２インバーター回路５、７あるいは第１インバーター回路５への駆動信号を停止し（ステップ１２２）、ステップ１０１へ戻って、操作入力回路３０からの加熱開始要求が入力されるのを待つ。

以上のように実施の形態２においては、小径鍋に対しては、第１インバーター回路５のみを駆動して内側加熱コイル１のみに高周波電流を供給して漏れ磁束を低減し、大径鍋に対しては、第１および第２インバーター回路５、７を駆動して内側加熱コイル１および外側加熱コイル２に高周波電流を供給して高加熱出力を可能としている。その場合、小径鍋の加熱時にも大径鍋の加熱時にもワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴやＳＢＤを使用した第１インバーター回路５を使用することでインバーター回路における損失を低減でき、加熱効率を改善することができる。

特に小径鍋の加熱時には、ワイドバンドギャップ半導体で構成した第１インバーター回路５のみを駆動して、内側加熱コイル１のみに通電するようにしている。これにより、駆動周波数を高周波化してもスイッチング損失は小さく、また、接続されている第１スナバコンデンサ１４の容量も小さいので、第１スナバコンデンサ１４への突入電流が生じてもその電流は小さくなる。そのため、特に低加熱出力時におけるインバーター回路等で生じる損失の増大は抑えられ、加熱効率の低下を抑制することができる。

また、インバーター回路等で生じる損失を低減したことで、小径鍋の載置状態の低加熱出力時においても、インバーター回路等で生じる損失に対して鍋底に生じる誘導渦電流による加熱電力が十分に大きくなり、小径鍋の載置状態と無負荷状態の入力電力の差異が大きくなる。これにより、鍋を移動させて無負荷状態となったことを高い確度で検出することができる。

実施の形態３．
図２２は実施の形態３に係る誘導加熱調理器の制御回路の動作を示すフローチャートである。なお、本実施の形態における回路構成は、実施の形態１と同様である。また、図２２に示すフローチャートにおいて、ステップ２０１〜２０７は、実施の形態２の図１８のフローチャートのステップ１０１〜１０７と同等であるため動作の説明を省略する。

制御回路３１は、ステップ２０７において、大径鍋が載置されていると判定すると、操作入力回路３０からの設定電力が所定電力ａ以上か否かを判定する（ステップ２０８）。制御回路３１は、設定電力が所定電力ａ以上と判定したときには、内側加熱コイル１と外側加熱コイル２の両方に高周波電流を流すべく、第１インバーター回路５および第２インバーター回路７を駆動して（ステップ２０９）、ステップ２１１へ移行する。制御回路３１は、ステップ２０８において、設定電力が所定電力ａ未満であると判定したときには、内側加熱コイル１にのみ高周波電流を流すべく、第１インバーター回路５のみ駆動して（ステップ２１０）、ステップ２１１へ移行する。

その後、制御回路３１は、入力電流検出器２４および入力電圧検出器２５により入力電流と入力電圧を検出し、第１および第２出力電流検出器２８、２９により内側加熱コイル１および外側加熱コイル２に流れる電流をそれぞれ検出する（ステップ２１１）。そして、制御回路３１は、入力電流と入力電圧から入力電力を算出し、図１５あるいは図１６に示すように駆動信号と入力電力との関係を用いて、その入力電力が出力中の駆動信号に対して所定値以上か否かで鍋の有無を判定する（ステップ２１２）。

制御回路３１は、鍋が載置されていると判定したときには、設定電力と入力電力とを比較する（ステップ２１３）。制御回路３１は、設定電力の方が大きいと判定したときには、入力電力が増加するように第１および第２インバーター回路５、７への駆動信号の周波数を低くし（ステップ２１４）、ステップ２０８へ戻る。また、制御回路３１は、ステップ２１３において、入力電力と設定電力が略同等であると判定したときにはそのままステップ２０８へ戻る。また、制御回路３１は、入力電力の方が設定電力より大きいと判定したときには、入力電力が減少するように第１および第２インバーター回路５、７への駆動信号の周波数を高くし（ステップ２１５）、ステップ２０８へ戻る。

なお、ステップ２０７で小径鍋３３ｃが載置されていると判定した場合のステップ２１６〜２２２の処理は、実施の形態２のステップ１１５〜１２１の処理と同等である。

制御回路３１は、ステップ２０４において、適正な鍋が載置されていないと判定したときや、ステップ２１２・２１８において、鍋がないと判定したとき、ステップ２０８・２２２で操作入力回路３０からの加熱停止指示（設定電力：０）の入力を検知したときには、第１および第２インバーター回路５、７あるいは第１インバーター回路５への駆動信号を停止し（ステップ２２３）、ステップ２０１へ戻って、操作入力回路３０からの加熱開始要求が入力されるのを待つ。

以上のように実施の形態３においては、小径鍋に対しては、第１インバーター回路５のみを駆動して内側加熱コイル１のみに高周波電流を供給して漏れ磁束を低減し、大径鍋に対しては、高加熱出力状態においては第１および第２インバーター回路５、７を駆動して内側加熱コイル１および外側加熱コイル２に高周波電流を供給して高加熱出力を可能としている。また、低加熱出力状態においてはワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴやＳＢＤを使用した第１インバーター回路５のみを使用することでインバーター回路における損失を低減でき、加熱効率を改善することができる。

特に小径鍋の加熱時や低加熱出力状態では、ワイドバンドギャップ半導体で構成した第１インバーター回路５のみを駆動して内側加熱コイル１のみに通電するようにしている。これにより、駆動周波数を高周波化してもスイッチング損失は小さく、また、接続されている第１スナバコンデンサ１４の容量も小さいので、第１スナバコンデンサ１４への突入電流が生じてもその電流は小さくなる。そのため、特に低加熱出力時におけるインバーター回路等で生じる損失の増大は抑えられ、加熱効率の低下を抑制することができる。

また、インバーター回路等で生じる損失を低減したことで、小径鍋の載置状態と無負荷状態の入力電力の差異が大きくなり、鍋を移動させて無負荷状態となったことを高い確度で検出することができる。

なお、実施の形態１乃至３に係る誘導加熱調理器の回路構成を図２に示したが、図２３や図２４に示すように、第１負荷回路６または第２負荷回路８の共振コンデンサ２２、２３の何れかと並列にクランプダイオード３４、３５を接続した構成としてもよい。
図２３に示す誘導加熱調理器では、ワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴとＳＢＤで構成された第１インバーター回路５の出力に接続された第１負荷回路６の共振コンデンサ２２と並列にクランプダイオード３４を接続している。下スイッチ１３が導通して共振コンデンサ２２に充電された電荷の放電が完了するとクランプダイオード３４が導通するため、共振コンデンサ２２に逆方向の充電状態が生じず、循環電流の流れる状態となる。そのため、下スイッチ１３の導通時間を長くしても負荷電流（コイル電流）の転流は生じず、下スイッチ１３の導通状態から上スイッチ１２の導通状態へとスイッチングを行う際にハードスイッチングとならず、大きなスイッチング損失を回避できる。

したがって、第２インバーター回路７の駆動周波数に合わせて第１インバーター回路５を駆動することとしても、その下スイッチ１３の導通状態において負荷電流が転流することはないので、その上スイッチ１２の導通時間を負荷電流が転流しない範囲で調整すれば、インバーター回路における損失を抑制し、加熱効率の低下を抑えることができる。

また、図２４に示す誘導加熱調理器では、第１および第２インバーター回路５、７の出力に接続された第１および第２負荷回路６、８の共振コンデンサ２２、２３と並列にクランプダイオード３４、３５を接続しているため、いずれのインバーター回路５、７の下スイッチ１３、１８の導通時間を長くしても負荷電流の転流は生じない。そのため、第１および第２インバーター回路５、７の上スイッチ１２、１７の導通時間を負荷電流の転流しない範囲で調整すれば、駆動周波数は一定で動作させたりすることもできる。

実施の形態４．
図２５は実施の形態４に係る誘導加熱調理器の加熱コイルの構成を示す図である。
本実施の形態の加熱コイルは、図中に示すように、内側加熱コイル１と、その外周側に配置された複数の外側加熱コイル２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄとから構成されている。内側加熱コイル１は、図示していないが、天板に設けられた円形状の加熱口の軸心を中心としてその天板の下方に設けられている。そして、外側加熱コイル２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは、前述したように内側加熱コイル１の外周に配置されている。

図２６は実施の形態４に係る誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。なお、実施の形態１と同様の部分には同じ符号を付している。
本実施の形態の誘導加熱調理器における第２負荷回路８ａは、内側加熱コイル１の外周に配置された複数の外側加熱コイル２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄが互いに並列に接続され、その共振コンデンサ２３ａと直列に接続されている。

図２７は実施の形態４の変形例である誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。なお、実施の形態１と同様の部分には同じ符号を付している。
本実施の形態の誘導加熱調理器における第２負荷回路８ｂは、内側加熱コイル１の外周に配置された複数の外側加熱コイル２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄが直列に接続され、その共振コンデンサ２３ｂと直列に接続されている。

これの実施の形態においても、小径鍋が載置された状態や低加熱出力状態においては、ワイドバンドギャップ半導体で構成した第１インバーター回路５のみを駆動して内側加熱コイル１のみに電流を供給する。これにより、加熱口周辺に漏洩する磁束を低減でき、インバーター回路等における損失を抑制でき、低入力電力を実現できる。

また、大径鍋が載置された状態や高加熱出力状態においては、第１および第２インバーター回路５、７を駆動して内側加熱コイル１と外側加熱コイル２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄに高周波電流を供給することにより、広く加熱することで加熱むらを改善でき、高入力電力を実現できる。

そして、小径鍋の載置状態においても、大径鍋の載置状態においても、低加熱出力状態においても、高加熱出力状態においても、内側加熱コイル１に高周波電流を供給する第１インバーター回路５にＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体のＭＯＳＦＥＴやＳＢＤを使用しているので、インバーター回路における損失を低減でき、加熱効率を改善することができる。

特に小径鍋の載置状態かつ低加熱出力状態では、ワイドバンドギャップ半導体で構成した第１インバーター回路５のみを駆動して、内側加熱コイル１のみに通電するようにしている。これにより、駆動周波数を高周波化してもスイッチング損失は小さく、また、接続されている第１スナバコンデンサ１４の容量も小さいので、第１スナバコンデンサ１４への突入電流が生じてもその電流は小さくなる。そのため、低加熱出力時におけるインバーター回路等で生じる損失は抑えられ、加熱効率の低下を抑制することができる。

また、インバーター回路等で生じる損失を低減したことで、小径鍋の載置状態の低加熱出力時においても、インバーター回路等で生じる損失に対して鍋底に生じる誘導渦電流による加熱電力が十分に大きくなる。また、小径鍋の載置状態と無負荷状態の入力電力の差異を大きくすることができたので、鍋を移動させて無負荷状態となったことを高い確度で検出することができる。

１ 内側加熱コイル、２ 外側加熱コイル、３ 商用電源、４ 直流電源回路、５ 第１インバーター回路、６ 第１負荷回路、７ 第２インバーター回路、８、８ａ、８ｂ 第２負荷回路、１４ 第１スナバコンデンサ、１９ 第２スナバコンデンサ、２４ 入力電流検出器、２５ 入力電圧検出器、２６ 第１インバーター駆動回路、２７ 第２インバーター駆動回路、２８ 第１出力電流検出器、２９ 第２出力電流検出器、３０ 操作入力回路、３１ 制御回路。

Claims (7)

1. 筐体の上部に設けられた天板と、
   前記天板の下方に配置された内側加熱コイルと、
   前記内側加熱コイルの外周側に設けられた外側加熱コイルと、
   前記内側加熱コイルに高周波電流を供給する第１インバーター回路と、
   前記外側加熱コイルに高周波電流を供給する第２インバーター回路と、
   前記第１および第２インバーター回路を制御する制御回路と、
   交流電圧を直流電圧に変換する直流電源回路と、
   を備え、
   前記第１インバーター回路は、
   前記直流電源回路の出力間に直列に接続されたワイドバンドギャップ半導体の２つのスイッチング素子と、
   前記２つのスイッチング素子の何れか一方あるいは両方に並列に接続された第１スナバコンデンサとを有し、
   前記第２インバーター回路は、
   前記直流電源回路の出力間に直列に接続されたＳｉ半導体の２つのスイッチング素子と、
   前記２つのスイッチング素子の何れか一方あるいは両方に並列に接続された第２スナバコンデンサとを有し、
   前記第１スナバコンデンサの容量は、前記第２スナバコンデンサの容量よりも小さいことを特徴とする誘導加熱調理器。
2. 前記制御回路は、第１インバーター回路のみを駆動する第１動作モードと、前記第１および第２インバーター回路を同時に駆動する第２動作モードとを有し、
   設定電力が所定電力以下のときに前記第１動作モードに入り、設定電力が所定電力より大きいときには前記第２動作モードに入ることを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱調理器。
3. 前記制御回路は、前記第１および第２インバーター回路の駆動時の入力電流および内側加熱コイルと外側加熱コイルに流れる電流を基に被加熱物の大きさを判定し、その判定結果に基づいて前記第１動作モードまたは前記第２動作モードに入ることを特徴とする請求項２に記載の誘導加熱調理器。
4. 前記制御回路は、前記被加熱物が大径の鍋と判定したときに、設定電力と所定電力とを比較し、前記設定電力が前記所定電力未満のときには前記第１動作モードを選択し、また、前記設定電力が前記所定電力以上のときには前記第２動作モードを選択することを特徴とする請求項３に記載の誘導加熱調理器。
5. 前記外側加熱コイルは、前記内側加熱コイルの軸心を中心として当該内側加熱コイルの外周を囲むように巻回されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の誘導加熱調理器。
6. 前記外側加熱コイルは、前記内側加熱コイルの外周に周方向に複数配置されていることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の誘導加熱調理器。
7. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドからなる半導体であることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載の誘導加熱調理器。

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